DE3212394C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
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Description
Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Wandler und insbe
sondere Digital-Analog-Wandler mit einem Ein-Takt-Ein
gangs-Interfacenetzwerk hoher Geschwindigkeit zur Ein
kopplung digitaler Eingangssignale in eine Vielzahl von
Bitschalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers.
Monolithische Digital-Analog-Wandlerschaltungen sind be
kannt. Sie umfassen typischerweise eine Vielzahl von
Bitschaltern, deren jeder auf ein besonderes Bit inner
halb des digitalen Eingangswortes anspricht und einen zu
geordneten Bitschalterstrom selektiv ansteuert. An einem
Summierungsknotenpunkt werden die Bitschalterströme zu
einem analogen Ausgangsstrom summiert. Die Ströme, welche
von den einzelnen Bitschaltern zum Analog-Ausgangsstrom
beigetragen werden, sind nach Art einer binären Gewich
tung abgestuft, und zwar entsprechend der binären Ge
wichtung der einzelnen Bits, auf die die einzelnen Bit
schalter ansprechen.
Nun sollen die Bitschalterströme gegenüber Änderungen der
Temperatur, der Verarbeitung, der Versorgungsspannung
oder dgl. relativ konstant bleiben. Es wird daher übli
cherweise ein Regelkreisverstärker verwendet, um die Bit
schalterstromquellen vorzuspannen. Etwaige Änderungen der
Bitschalterströme werden über eine Referenzstromquelle,
die durch den Regelkreisverstärker vorgespannt ist, über
wacht. Der Strom innerhalb der Referenzstromquelle wird
zum Eingang des Verstärkers zurückgeführt, um die Vor
spannspannung am Ausgang des Verstärkers einzustellen,
derart, daß der Strom innerhalb der Referenzstromquelle
(und somit innerhalb der Bitschalterstromquelle) konstant
gehalten wird.
Die Bandbreite solcher Regelkreisverstärker ist jedoch
typischerweise auf 1 MHz oder weniger beschränkt. Der
Betrieb solcher Regelkreisverstärker oder Verstärker mit
geschlossenem Stromkreis wird jedoch gestört, wenn rela
tiv hochfrequente Spannungsstöße der Vorspannspannung auf
geprägt werden. Dies kann z. B. der Fall sein, wenn ein
oder mehrere Bitschalter rasch umgeschaltet werden. Auf
grund der Unfähigkeit solcher Regelkreisverstärker, auf
Hochfrequenzspannungsstöße anzusprechen, verwenden typi
sche, herkömmliche Digital-Analog-Wandler ein Differen
tialeingangs-Interfacenetzwerk zum differentiellen Be
trieb der Bitschalter. Hierdurch kann der Betrag der
Spannungsverschiebung am Kollektor der Bitschalterstrom
quelle auf ein Minimum herabgedrückt werden. Demzufolge
kann auch die Größe eines auf den Stromquellenvorspann
leiter übertragenen Spannungsstoßes herabgesetzt werden.
Es ist ferner üblich, die Übergangsrate von Eingangsim
pulsen zu verlangsamen, und zwar durch Beschalten der
Basis des Eingangstransistors des Eingangs-Interfacenetz
werks mit einem Reihenwiderstand und einer Nebenschluß
kapazität. Ein solches Differentialeingangsnetzwerk ist
aus der US-PS 40 56 740 bekannt.
Diese herkömmliche Praxis der Verlangsamung der Übergangs
geschwindigkeit von Eingangsimpulsen durch Beschaltung
mit einem Reihenwiderstand und einer Nebenschlußkapazi
tät ist häufig erfolgreich im Sinne der Verhinderung der
Einkopplung großer Stromspitzen in die Vorspannung
der Bitschalterstromquelle. Nachteiligerweise wird hier
durch jedoch die Beruhigungszeit eines solchen Digital-
Analog-Wandlers erhöht. Darüber hinaus sind die herkömm
lichen Differentialeingangs-Interfacenetzwerke aus einer
großen Anzahl von Komponenten aufgebaut. Sie erfordern
daher eine relativ große Anzahl von Metallisierungsvor
gängen und auch die Anzahl der Überkreuzungen ist sehr
groß.
Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen
Digital-Analog-Wandler zu schaffen, der eine relativ
kurze Beruhigungszeit aufweist. Es ist ferner Aufgabe
der Erfindung, ein Hochgeschwindigkeits-Eingangsinter
facenetzwerk für einen Digital-Analog-Wandler zu schaffen.
Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, ein Eingangsinter
facenetzwerk für einen monolithischen Digital-Analog-
Wandler zu schaffen, welches eine hohe Geschwindigkeit
aufweist und relativ leicht hergestellt werden kann.
Erfindungsgemäß wird eine Digital-Analog-Wandlerschaltung
geschaffen, welche eine Spannungssteuerschaltung mit offe
ner Steuerschleife aufweist. Letztere umfaßt eine Zener
sperrschicht zur Vorspannung der Ströme innerhalb einer
Vielzahl von Bitschaltern. Ferner ist ein Ein-Takt-Ein
gangsinterfacenetzwerk für die Digitaleingangssignale und
zur Pegelverschiebung der Digitaleingangssignale für die
Bitschalter vorgesehen. Die Spannungssteuerschaltung mit
offener Steuerschleife ist relativ immun gegen Spannungs
stöße, welche durch rasche Umschaltungen der Bitschalter
induziert werden. Solche Spannungsstöße werden rasch ge
dämpft, so daß der Digital-Analog-Wandler sich rasch be
ruhigt.
Das Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerk umfaßt einen late
ralen PNP-Eingangstransistor, dessen Basis mit dem Digi
taleingangsanschluß verbunden ist und dessen Emitter über
einen Widerstand mit dem geregelten Spannungsleiter ver
bunden ist. Ferner ist ein Emitterfolgertransistor vorge
sehen, dessen Basis mit dem Emitter des PNP-Eingangs
transistors verbunden ist und dessen Emitter mit dem er
sten Anschluß eines Zenerübergangs für die Pegelverschie
bung der Spannung an der Basis des Emitterfolgertransi
stors verbunden ist. Eine Stromquelle ist mit dem zwei
ten Eingang des Zenerübergangs oder der Zenersperrschicht
verbunden. Hierdurch wird der Vorspannstrom innerhalb des
Zenerübergangs und innerhalb des Emitterfolgertransistors
aufrechterhalten.
Der Bitschalter umfaßt erste und zweite Emitter-gekoppel
te Stromsteuertransistoren. Die Basis des ersten Transi
stors ist mit einem Schwellenspannungsleiter für den
Empfang einer im wesentlichen fixierten Schwellenspan
nung gekoppelt. Die Basis des zweiten Transistors ist
mit dem zweiten Anschluß der Zenersperrschicht innerhalb
des Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerks verbunden, und
zwar zum Empfang des pegelverschobenen Digitaleingangssi
gnals. Der Zenerübergang innerhalb des Ein-Takt-Eingangs
interfacenetzwerks wird vorteilhafterweise durch Her
stellung des zweiten Transistors innerhalb des Bitschal
ters als Doppel-Emittertransistor ausgebildet. Der zwei
te Emitter desselben wird mit dem Emitter des Emitter
folgertransistors verbunden, während die Basis des zwei
ten Transistors mit der Stromquelle verbunden wird, die
für den Vorspannstrom in der Zenersperrschicht sorgt.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung führt
der geregelte Spannungsleiter eine Spannung, welche den
PNP-Eingangstransistor leitend macht, wenn das digitale
Eingangssignal sich auf einem niedrigen Spannungspegel
befindet, und welche den PNP-Eingangstransistor nichtlei
tend macht, wenn das digitale Eingangssignal sich auf
einem hohen Spannungspegel befindet. Die Schwellenspan
nung wird vorzugsweise durch ein Pegelverschiebenetzwerk
entwickelt. Dieses umfaßt einen Zenerübergang zur Kom
pensation von Änderungen innerhalb des Pegelverschiebe
netzwerks des Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerks.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen
näher erläutert; es zeigt
Fig. 1A bis 1C eine schematische Schaltung eines
Zwölf-Bit-Digital-Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;
Fig. 2 eine vereinfachte Ausführungsform einer
Spannungsreferenzschaltung mit offener Stromschleife zum
Regeln des Stroms innerhalb eines Bitschalters und inner
halb eines Referenzausgangszweigs;
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Teils
der Schaltung gemäß Fig. 1A zur Erzeugung eines Refe
renzausgangsspannungssignals und einer zusätzlichen bi
polaren Verschiebungsschaltung zur Umwandlung des analo
gen Ausgangsstroms in eine bipolare analoge Spannung; und
Fig. 4 eine abgewandelte Spannungsreferenzschal
tung mit offener Schleife.
Die Fig. 1A, 1B und 1C zeigen einen Digital-Analog-Wandler
mit zwölf Bits gemäß der Erfindung. Der Digital-Analog-Wandler
umfaßt zwölf digitale Eingangsanschlüsse
einschließlich der mit 2, 4, 6, 8, 10, 12 und 14 be
zeichneten zum Empfang eines binär gewichteten Zwölf-
Bit-Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 2 entspricht
dem signifikantesten Bit der zwölf Bits des digitalen
Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 4 empfängt das
zweitsignifikanteste Bit usw., während der Eingangsan
schluß 14 das am wenigstens signifikante Bit des digita
len Eingangssignals empfängt.
Einem jeden der zwölf Eingangsanschlüsse (2-4) ist eine
Eintakteingangsschaltung zugeordnet,
welche als Interface für das empfangene Eingangssignal
dient und das empfangene Signal in einen Spannungspegel
übersetzt, der mit einer Steuereinrichtung für den Strom
eines zugeordneten Schalters kompatibel ist. Typischer
weise handelt es sich bei dem empfangenen Eingangssi
gnal um eine nicht-negative Spannung, während die Bitschalter
von einer negativen Stromversorgungsspannung
gespeist werden.
Das Eintakteingangsnetzwerk, das mit dem
Anschluß 2 verbunden ist, umfaßt einen als Diode geschal
teten PNP-Transistor 16 mit einer Basis und einem Kollek
tor, welche gemeinsam mit dem Eingangsanschluß 2 verbun
den sind, während ein Emitter mit einem Knotenpunkt 18
verbunden ist. Der Transistor 16 wird vorzugsweise der
art hergestellt, daß man in eine schwachdotierte Epitaxi
alregion vom N-Typ ein Paar von Basendiffusionen vom P-Typ
auf zweckentsprechende Weise eindiffundiert, und
zwar seitlich voneinander. Wenn der Transistor 16 auf
diese Weise hergestellt wird, so ist der Emitter-Basis-Übergang
desselben mit einer relativ großen, parasiti
schen Kapazität 20 verbunden, die in Fig. 1A mit ge
strichelten Linien dargestellt ist. Die Bedeutung dieser
parasitischen Kapazität wird weiter unten näher erläutert.
Ein Widerstand 22 ist zwischen dem Knotenpunkt 18 und
einer Spannungsversorgungsschiene 24 mit einer Spannung
von etwa +2,5 V geschaltet, wobei diese Spannung geregelt
ist. Die Art der Regelung der Spannung auf der Spannungs
versorgungsschiene 24 wird weiter unten näher erläutert.
Der Knotenpunkt 18 ist ferner mit dem Basisanschluß ei
nes Emitterfolgertransistors 26 verbunden. Der Kollek
tor des Transistors 26 ist mit der Versorgungsschiene 24
verbunden. Der Emitter des Transistors 26 ist mit einem
Emitter 28 eines Doppel-Emittertransistors 30 verbunden.
Der Transistor 30 umfaßt einen zusätzlichen Emitter 32,
welcher mit einer weiter unten näher erläuterten Steuer
einrichtung für einen Bitschalterstrom verbunden ist.
Der Basisanschluß des Transistors 30 ist mit einem Lei
ter 34 verbunden, und dieser ist mit dem Kollektoran
schluß eines Transistors 36 verbunden. Die Basis des
Transistors 36 ist mit einem geregelten Vorspannungslei
ter 38 verbunden, welcher nominell um etwa 1 V über
der negativen Stromversorgungsspannung gehalten wird.
Der Emitter des Transistors 36 ist über einen Widerstand
40 mit einem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 ver
bunden, der seinerseits mit einem negativen Spannungs
versorgungsanschluß 43 (-V CC ) mit einer nominellen Größe
von -15 V verbunden ist.
In bezug auf den Transistor 30 wird der Übergang zwi
schen dem Emitter 28 und der Basis des Transistors 30
unter umgekehrter Vorspannung betrieben, was zu einer
Zenerdurchbruchspannung von etwa 6,8 V über diesen Über
gang führt. Demzufolge liegt die Spannung an der Basis
des Transistors 30 um etwa 6,8 V unterhalb der Spannung
am Emitter des Transistors 26. Die Spannung am Vorspan
nungsleiter 38 und der Wert des Widerstands 40 sind der
art ausgewählt, daß ein Stromfluß durch den Transistor
26 und durch den Zenerübergang des Transistors 30 von
etwa 0,25 mA aufrechterhalten wird. Somit wirken der
Emitterfolgertransistor 26 und der Zenerübergang des
Transistors 30 im Sinne einer Pegelverschiebung der Span
nung am Knotenpunkt 18 zu einer stärker negativen Span
nung an der Basis des Transistors 30.
Das zuvor beschriebene Eingangsnetzwerk ist kompatibel
mit Logiksignalen, die von einer Logikschaltung vom TTL-Typ
erzeugt werden. Dabei entspricht ein Spannungspegel
unterhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert "0", während
ein Spannungspegel oberhalb etwa +1,4 V dem logischen
Wert "1" entspricht. Nimmt man an, daß die Spannung am
Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so
ist der Transistor 16 leitend, und der Knotenpunkt 18
ist etwa um eine Basis-Emitter-Spannung stärker positiv
als die Spannung am Eingangsanschluß 2. Wenn jedoch die
Spannung am Anschluß 2 wesentlich oberhalb +1,4 V liegt,
so ist der Transistor 16 nichtleitend und die Spannung
am Knotenpunkt 18 steigt auf den Spannungswert der Ver
sorgungsschiene 24 an (abzüglich einer typischerweise
vernachlässigbaren Spannung, welche über den Widerstand
22 abfällt), und zwar aufgrund des Basisstroms des Emitter
folgertransistors 26.
Ein negativer Übergang des Signals, welches am Eingangs
anschluß 2 anliegt, hat zur Folge, daß der Transistor
16 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß der ne
gative Übergang rasch zum Knotenpunkt 18 durchgeschaltet
wird. Ein ausreichender Strom wird innerhalb des Emitter
folgertransistors 26 aufrechterhalten, so daß der
Transistor 26 während dieses negativen Übergangs am Kno
tenpunkt 18 leitend gehalten wird. Andererseits haben
positive Übergänge des Eingangssignals am Eingangsan
schluß zur Folge, daß der Transistor 16 nichtleitend
wird. Parasitäre Kapazitäten in Verbindung mit dem Kno
tenpunkt 18, mit dem Emitter des Transistors 26, mit
der Basis des Transistors 30 und mit dem gemeinsamen
Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und 44, welche
sich von dort zur Wechselstromerdung erstrecken, haben
allesamt die Tendenz einer Verzögerung des Anstiegs der
Spannung am Knotenpunkt 18 und der endgültigen Umschal
tung des Bitschalterstroms vom Transistor 44 zum Transistor
30. Falls die Kapazität 20 zwischen dem Eingangs
anschluß 2 und dem Knoten 18 nicht vorhanden wäre, so
würden alle oben erwähnten parasitären Kapazitäten relativ
langsam geladen werden, und zwar durch den Wider
stand 22, und daher wäre die Schaltgeschwindigkeit des
Bitschalters entsprechend langsam. Nun hat aber die Kapa
zität 20 eine ausreichende Größe, damit die darin ge
speicherte Ladung mehr als ausreichend ist, um eine je
de der oben erwähnten parasitären Kapazitäten mit La
dung vollzupumpen, und zwar aufgrund der Änderung der
Spannung am Eingangsanschluß 2, wenn das digitale Ein
gangssignal, welches empfangen wird, einen positiven
Übergang zeigt. Dies hat zur Folge, daß der Knotenpunkt
18, der Emitter des Transistors 26, die Basis des
Transistors 30 und der gemeinsame Emitterknotenpunkt
des Transistors 30 und des Transistors 44 rasch dem
positiven Übergang des Eingangsanschlusses 2 folgen, und
zwar aufgrund der Ladungspumpenwirkung der Kapazität 20.
Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Transistor
16 ein Lateral-PNP-Transistor, und die parasitäre Ka
pazität des Emitter-Basis-Übergangs desselben ist aus
reichend groß, um eine solche Ladungspumpwirkung zu ent
falten. Es wäre auch möglich, einen NPN-Transistor
als Transistor 16 zu verwenden. In diesem Falle würden der
Emitter und die Basis des NPN-Transistors mit dem Ein
gangsanschluß 2 bzw. dem Knotenpunkt 18 verbunden. Da
jedoch die parasitäre Kapazität zwischen Emitter und
Basis bei einem NPN-Transistor typischerweise relativ
klein ist, würde in diesem Falle eine gesonderte Kapazi
tät 20 vorzugsweise zwischen dem Eingangsanschluß 2 und
dem Knotenpunkt 18 vorgesehen, und zwar mit einer Größe,
die ausreicht zur Speicherung der Ladung, welche für die
Aufladung der parasitären Kapazitäten zum Wechselstrom-
Erdleiter hin ausreicht, und zwar der parasitären Kapazitäten
in bezug auf den Knotenpunkt 18, den Emitter
des Transistors 26, die Basis des Transistors 30, den
gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und
44. Diese Aufladung muß, wie erläutert, bei einer posi
tiven Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2 erfol
gen.
Das Eingangsnetzwerk, das durch die Transistoren 16 und
26, den Zenerübergang des Transistors 30, den Transistor
36 und den Widerstand 40 gebildet wird, wirkt somit im
Sinne einer raschen Durchschaltung sowohl der positiven
Übergänge als auch der negativen Übergänge des Eingangs
logiksignals am Eingangsanschluß 2 zur Basis des Transistors
30. Da der Transistor 16 als Lateral-PNP-Transistor
aufgebaut ist, hat zudem die Sperrdurchbruchspannung
des Emitter-Basis-Übergangs desselben einen relativ
hohen Wert, so daß das Eingangssignal einen relativ
großen positiven Spannungswert haben kann, ohne daß
hierdurch das Eingangsnetzwerk nachteilig beeinflußt wird.
Im folgenden wird weiterhin zunächst auf den Transistor
30 Bezug genommen. Der Emitter 32 ist mit dem Emitter
eines Transistors 44 verbunden. Hierdurch wird eine Steu
ereinrichtung für den emitter-gekoppelten Bitschalter
oder Strom gebildet. Der Emitter 32 des Transistors 30
und der Emitter des Transistors 44 sind jeweils mit dem
Kollektor eines Stromquellentransistors 46 verbunden. Der
Basisanschluß eines Transistors 46 ist mit einem Leiter
48 verbunden, der eine sorgfältig geregelte Referenz
spannung leitet, die in einer offenen Referenzschaltung
erzeugt wird. Diese wird weiter unten näher erläutert.
Ein Paar Widerstände 50 und 52, die mit einem Laser ge
trimmt werden können, liegen parallel zueinander und er
strecken sich zwischen dem Emitter des Transistors 46
und dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42. Bei der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die
Widerstände 50 und 52 durch Dünnfilmabscheidung von
Nichrom auf die obere Fläche der monolithischen, in
tegrierten Schaltung gebildet. Dies erleichtert den La
ser-Timmvorgang. Außerdem erhält man einen relativ
niedrigen Temperaturkoeffizienten der Widerstandwerte
dieser Widerstände. Wie weiter unten näher erläutert wird,
erfolgt die Regelung der Spannung auf dem Leiter 48 der
art, daß ein im wesentlichen konstanter Strom an den
Kollektoranschlüssen der Transistoren 30 und 44 aufrecht
erhalten wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung hat der durch den signifikantesten Bitschalter
fließende Strom einen Wert von etwa 1 mA.
Die Basis des Transistors 44 ist mit einem Schwellen
spannungsleiter 54 verbunden, dessen Spannung etwa der
jenigen Spannung entspricht, welche an der Basis des
Transistors 30 erscheint, wenn die Spannung am Eingangs
anschluß 2 den Wert +1,4 V hat. Wenn somit die Spannung
am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt,
so liegt auch die Spannung an der Basis des Transistors
30 in ähnlicher Weise beträchtlich unterhalb der Span
nung an der Basis des Transistors 44, und der gesamte
Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor
46 bereitgestellt wird, fließt durch den Transistor 44.
Wenn andererseits die Spannung am Eingangsanschluß 2 we
sentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist die Spannung an
der Basis des Transistors 30 beträchtlich stärker posi
tiv als die Spannung an der Basis des Transistors 44 und
der Emitter 32 des Transistors 30 leitet den gesamten
Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor
46 bereitgestellt wird. Die Art und Weise der Bereit
stellung der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54
wird weiter unten näher erläutert.
Der Kollektor des Transistors 30 ist mit einem Leiter 56
für einen Verluststrom oder Abfallstrom verbunden, der
wiederum mit einem gemeinsamen Leiter 58 verbunden ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist
der gemeinsame Leiter 58 mit Hilfe einer Drahtverbin
dung mit einem Stift der Packung für die integrierte
Schaltung verbunden, der auf Erdpotential liegt. Anderer
seits ist der Kollektor des Transistors 44 mit einem
Ausgangsleiter 60 verbunden, der mit einer Ausgangs
stromleiterfläche 62 verbunden ist sowie mit einer Fühl-
Leiterfläche 64. Bei der bevorzugten Ausführungsform
ist die Ausgangsstromleiterfläche 62 über einen Draht
mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung
verbunden. An diesem Stift erscheint der analoge
Ausgangsstrom, der durch das Zwölf-Bit-Eingangsdigital
wort zustandekommt. Die Fühl-Leiterfläche 64 dient wäh
rend der Herstellung der monolithischen integrierten
Schaltung zur Erfassung der Spannung am Leiter 60 wäh
rend des Laser-Trimmens der Widerstände.
Das Eingangsnetzwerk, das mit dem zweitwichtigsten Bit
des Digital-Analog-Wandlers verbunden wird, ist im we
sentlichen identisch mit der Schaltung für das signifi
kanteste Bit und umfaßt einen Dioden-geschalteten PNP-
Transistor 66, einen Widerstand 68, einen Emitterfolger
transistor 70, einen Zener-geschalteten Emitter 72, einen
Stromquellentransistor 74 und einen Widerstand 76.
Der Eingangsanschluß 4 und das zugeordnete Eingangsnetz
werk steuern den zweitwichtigsten Bitschalter, der durch
die Emitter-gekoppelten Transistoren 78 und 80 gebildet
ist. Der Kollektoranschluß des Stromquellentransistors
82 ist mit den Emittern der Transistoren 78 und 80 ver
bunden, während der Basisanschluß mit dem Referenzspan
nungsleiter 48 verbunden ist. Der Emitter ist über ei
nen Widerstand 84, der durch einen Laser getrimmt werden
kann, mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42
verbunden. Der Basisanschluß des Bitschalttransistors 80
ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der
Kollektoranschluß des Transistors 78 ist mit dem Leiter
56 verbunden und der Kollektoranschluß des Transistors
80 ist mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden.
Der Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter
fließt, beträgt 1/2 mA oder die Hälfte des Stroms, der
durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Demzufolge
ist die Emitterfläche des Stromquellentransistors 82
auf die Hälfte der Emitterfläche des Stromquellentransi
stors 46 bemessen. Ferner ist der Widerstand 84 hinsicht
lich seiner Herstellung identisch zu den Widerständen 50
und 52. Auf diese Weise ist die Stromdichte des Strom
quellentransistors, der mit dem zweitwichtigsten Bit
schalter verbunden ist, im wesentlichen gleich der Strom
dichte des entsprechenden Stromquellentransistors des
wichtigsten Bitschalters. Daher bestehen ähnliche oder
gleiche Charakteristika.
Im folgenden wird auf das drittwichtigste Bit Bezug ge
nommen. Das Eingangssignal gelangt zum Eingangsanschluß
6. Es steuert einen ähnlichen Bitschalter, der durch den
Emitter 86 der Transistoren 88 und 90 gebildet ist. Das
Eingangsnetzwerk, welches zwischen dem Eingangsanschluß
6 und der Basis des Transistors 88 liegt, ist identisch
mit dem Eingangsnetzwerk für das wichtigste Bit und das
zweitwichtigste Bit. Die Basis des Transistors 90 ist
mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der Strom
quellentransistor 92 ist an seinem Kollektoranschluß mit
den gemeinsamen Emittern der Transistoren 88 und 90 ver
bunden. Seine Basis ist mit dem Referenzspannungsleiter
48 verbunden und sein Emitter ist über ein Paar von in
Reihe geschalteten, mit einem Laser trimmbaren Wider
ständen 94 und 96 mit dem negativen Versorgungsspannungs
leiter 42 verbunden. Die Widerstände 94 und 96 sind je
weils identisch mit den Widerständen 50, 52 und 84. Da
her beträgt der Strom, der durch den drittwichtigsten
Bitschalter, bestehend aus den Transistoren 88 und 90,
fließt, 0,25 mA oder 1/2 des Stroms, der durch den zweit
wichtigsten Bitschalter fließt, oder 1/4 des Stroms, der
durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Ferner be
trägt die Emitterfläche des Stromquellentransistors 92
1/2 der Emitterfläche des Stromquellentransistors 82.
Der Kollektor des Transistors 88 ist mit dem Leiter 56
verbunden, während der Kollektor des Transistors 90
mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden ist.
Ein jeder der drei wichtigsten Bitschalter wirkt im Sinne
einer Steuerung des zugeordneten Bitschalterstroms ent
weder über den Ausgangsleiter 60 oder über den Abfluß
leiter 56, und zwar je nach dem Status der drei wichtig
sten Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangssignals. Die drei
wichtigsten Bitschalter steuern jeweils einen Stromfluß
zum Ausgangsstromanschluß 62 bei. Diese Ströme werden be
stimmt durch die Ströme innerhalb der Stromquellen
transistoren 46, 82 und 92.
Im folgenden wird auf das viertwichtigste Bit Bezug ge
nommen. Der Eingangsanschluß 8 ist mit einem Eingangs
netzwerk gekoppelt, das mit den Eingangsnetzwerken der
vorerwähnten Bitschalter identisch ist. Der zugeordnete
Bitschalter besteht aus den Transistoren 98 und 100. Die
gemeinsamen Emitter der Transistoren 98 und 100 sind mit
dem Kollektoranschluß eines Stromquellentransistors 102
verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 102 ist mit
dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden und der Emit
ter ist über einen mit einem Laser trimmbaren Widerstand
104 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 ver
bunden.
Der Strom, der innerhalb des viertwichtigsten Bitschal
ters, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, fließt,
beträgt 0,5 mA. Daher ist die Emitterfläche für den
Stromquellentransistor 102 identisch mit derjenigen des
Stromquellentransistors 82. In ähnlicher Weise ist auch
der Widerstand 104 identisch mit dem Widerstand 84 in
nerhalb des zweitwichtigsten Bitschalters. Der Basisan
schluß des Transistors 100 ist mit dem Schwellenspannungs
leiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors
98 ist nicht mit dem Abflußleiter 56 verbunden,
der den drei wichtigsten Bits zugeordnet ist. Vielmehr
ist der Kollektoranschluß des Transistors 98 mit einem
Leiter 106 für den Abflußstrom oder Abfallstrom verbunden.
Dabei handelt es sich um einen ersten gemeinsamen
Leiter. Der Kollektoranschluß des Transistors 100 ist
mit einem Knotenpunkt 108 eines R-2R-Leiternetzwerks
verbunden, welches dazu verwendet wird, die Strombei
träge der Bitschalter der neun am wenigsten wichtigen
Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangswortes in binär ge
wichteter Weise abzustufen.
Das Leiternetzwerk für die Abstufung der Gesamtstrombei
träge der neun am wenigsten wichtigen Bitschalter um
faßt sechs in Reihe geschaltete Widerstände 109, 110,
111, 112, 113 und 114, welche sich vom Knoten 108 zum
Leiter 116 erstrecken. Dieser Leiter ist mit dem Aus
gangsstromkissen 62 verbunden. Es muß bemerkt werden, daß
der Leiter 116 in der integrierten Schaltung eine Me
tallspur darstellt, die getrennt und gesondert angeordnet
ist von der Metallspur des Leiters 60. Eine jede der
Metallspuren der beiden Leiter 60 und 116 hat einen ge
ringen Widerstand. Durch Verbindung der Leiternetzwerk
widerstände 109-114 mit dem Ausgangsstromkissen 62 über
einen Leiter 116, der vom Leiter 60 gesondert und ge
trennt angeordnet ist, können nichtkonstante Spannungs
abfälle im Leiter 116 vermieden werden, die anderen
falls aufgrund der Umschaltung der hindurchfließenden
Ströme der drei wichtigsten Bitschalter zustandekommen
würden.
Im folgenden wird erneut auf das Leiternetzwerk Bezug ge
nommen. Die Widerstände 109-114 haben jeweils identi
sche Widerstandswerte, und zwar bei einer bevorzugten
Ausführungsform 900 Ohm. Wenn 900 Ohm als Einheitswider
stand R betrachtet werden, so liegt ein Widerstand 6R
zwischen dem Ausgangsstromkissen 62 und dem Knotenpunkt
108. Der Knotenpunkt 108 ist über einen Widerstand 118
mit einem Knotenpunkt 120 verbunden. Der Knotenpunkt 120
ist über zwei in Reihe geschaltete Nebenschlußwiderstände
122 und 124 mit einer zweiten gemeinsamen Leitung 126
des Leiternetzwerkes verbunden. Der Widerstand 118 hat
einen Widerstandswert einer Widerstandseinheit R oder
900 Ohm. In ähnlicher Weise haben die Widerstände 122
und 124 jeweils einen Widerstandswert von einer Wider
standseinheit R oder 900 Ohm. Das Leiternetzwerk setzt
sich gemäß Fig. 1C nach rechts fort, wobei der Knoten
120 mit nachfolgenden Knoten durch in Reihe geschaltete
Widerstände des Einheitswertes R verbunden ist und wobei
jeder dieser gleichartigen Knoten mit dem gemeinsamen
Leiter 126 des Leiternetzwerks verbunden ist, und zwar
durch Nebenleitungen, welche zwei in Reihe geschaltete
Widerstände mit jeweils einem Einheitswiderstandswert R
enthalten. Der letzte Knoten des Leiternetzwerks ist als
Knoten 133 dargestellt und soll im folgenden näher erläu
tert werden.
Im folgenden wird wiederum auf den viertwichtigsten Bit
schalter, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, Be
zug genommen. Der durch diesen Bitschalter fließende
Strom ist auf 0,5 mA eingestellt, d. h. er ist gleich dem
Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt.
Um jedoch die richtige binäre Gewichtung aufrechtzuerhal
ten, sollte der Ausgangsstrom, der vom viertwichtigsten
Bitschalter beigesteuert wird, nur etwa 1/4 des Stroms
betragen, welcher vom zweitwichtigsten Bitschalter bei
gesteuert wird. Vom Knotenpunkt 108 aus betrachtet, be
steht die Äquivalentschaltung des Leiternetzwerks aus
6R, welche sich zum Ausgangsstromkissen 62 erstrecken,
und 2R, welche sich zur gemeinsamen Leitung 126 des
Leiternetzwerks erstrecken. Es soll nun angenommen wer
den, daß das Ausgangsstromkissen 62 und die Leitung 126
des Leiternetzwerks jeweils im wesentlichen auf Erd
spannung liegen. Unter dieser Voraussetzung wird 1/4 des
Stroms des Transistors 100 des viertwichtigsten Bit
schalters vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die
verbleibenden 3/4 des Stroms von der Leitung 126 des
Leiternetzwerks abgezogen werden. Somit trägt der viert
wichtigste Bitschalter nur 0,125 mA zum Strom im Aus
gangsstromkissen 62 bei.
Der fünfwichtigste Bitschalter umfaßt die Emitter-ge
koppelten Transistoren 128 und 130. Der durch den fünft
wichtigsten Bitschalter fließende Strom hat den gleichen
Wert wie der durch den viertwichtigsten Bitschalter
fließende Strom, d. h. 0,5 mA. Der Kollektor des Transistors
130 ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden. Vom
Knotenpunkt 120 gesehen, liegt ein Widerstand des Wertes
7R zwischen diesem und dem Ausgangsstromkissen 62. Der
Rest des Leiternetzwerks stellt einen Äquivalentwider
stand des Werts 1R dar, und zwar zwischen dem Knoten
punkt 120 und der gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetz
werks. Somit wird 1/8 des Stroms, der vom Transistor 130
geleitet wird, vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, wäh
rend die verbleibenden 7/8 dieses Stroms von der gemein
samen Leitung 126 des Leiternetzwerks gezogen werden.
Daher trägt der Transistor 130 nur 62,5 µA zum Strom
des Ausgangsstromkissens 62 bei oder die Hälfte des
fünftwichtigsten Bitschalters.
Wie oben erläutert, haben die Ströme durch den viert
wichtigsten Bitschalter und den fünftwichtigsten Bitschalter
einen Wert von jeweils 0,5 mA. In ähnlicher
Weise haben die Bitschalterströme der restlichen, weni
ger wichtigen Bitschalter, mit Ausnahme der zwei am wenig
sten wichtigen Bitschalters, ebenfalls den Wert
0,5 mA. Da jeder Bitschalter einen Strom der gleichen
Größenordnung wie die anderen Bitschalter führt, zeigen
alle Bitschalter etwa die gleiche Schaltgeschwindigkeit.
Dieses Ergebnis würde nicht erzielt, wenn die Abstufung
der Ströme, die durch die einzelnen Bitschalter beige
tragen werden, durch die Abstufung der Bitschalterströme
zustandekäme. (Dies wäre z. B. der Fall bei Verwendung
eines Leiternetzwerks zur Abstufung der Ströme der Strom
quellentransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters.)
Die gestrichelten Linien, die sich vom fünftwichtigsten Bitschalter
in Fig. 1C nach rechts erstrecken, stehen
für die nachfolgenden fünf Bitschalter und für die zuge
hörigen R-2R-Leiternetzwerke. Die letzte Stufe des Lei
ternetzwerkes umfaßt einen Reihenwiderstand 129, welcher
mit dem Knotenpunkt 133 verbunden ist, sowie einen Ne
benschlußwiderstand 131, welcher sich vom Knotenpunkt
133 zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks er
streckt. Die Widerstände 129 und 131 haben jeweils einen
Wert von einer Einheit R oder 900 Ohm. Eine Leitung 135
verbindet den Knotenpunkt 133 mit einem Bitschalttransi
stor innerhalb des drittunwichtigsten Bitschalters (nicht
gezeigt). Ein jeder der nächsten fünf Bitschalter ist
identisch mit dem fünftwichtigsten Bitschalter. Für ei
nen jeden der nachfolgenden Bitschalter führt das Leiter
netzwerk zu einer Teilung des Stroms durch zwei, und zwar
des Stroms, der durch den jeweiligen Bitschalter zum
Stromfluß durch das Ausgangsstromkissen 62 beigetragen
wird, und zwar relativ zum Strom, der durch den unmittel
bar vorhergehenden Bitschalter beigetragen wird.
Im folgenden wird auf Fig. 1C Bezug genommen. Der Bit
schalter für das zweitunwichtigste Bit umfaßt die
Emitter-gekoppelten Transistoren 132 und 134. Die ge
meinsamen Emitter der Transistoren 132 und 134 sind mit
dem Kollektor eines Stromquellentransistors 136 verbun
den. Der Eingangsanschluß 12 ist mit der Basis des
Transistors 132 verbunden, und zwar über ein Eingangs
netzwerk, das mit den zuvor beschriebenen Eingangsnetz
werken identisch ist. Die Basis des Transistors 134 ist
mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der durch
den zweitunwichtigsten Bitschalter fließende Strom wird
auf 0,25 mA gehalten oder auf der Hälfte des Stroms, der
innerhalb der sieben vorhergehenden Bitschalter aufrecht
erhalten wird. Dies geschieht auf eine unten näher er
läuterte Weise.
Der am wenigsten wichtige Bitschalter umfaßt die Emitter-
gekoppelten Transistoren 138 und 140. Der Eingangsan
schluß 14 ist mit der Basis des Transistors 138 verbun
den, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den
zuvor beschriebenen identisch ist. Die Basis des Transistors
140 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 ver
bunden. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 138 und
140 sind mit dem Kollektor des Stromquellentransistors
142 verbunden. Der Strom innerhalb des am wenigsten wichtigen
Bitschalters beträgt 0,125 mA, d. h. die Hälfte des
Stroms, welcher innerhalb des zweitunwichtigsten Bitschalters
aufrechterhalten wird.
Die Stromquellentransistoren 136 und 142 sind jeweils mit
ihren Basisanschlüssen mit dem Spannungsreferenzleiter
48 verbunden, während ihre Emitter gemeinsam mit einem
Ende eines Widerstandes 144 verbunden sind. Das andere
Ende desselben ist mit dem negativen Spannungsversor
gungsleiter 42 verbunden. Ferner sind die Basis- und die
Emitteranschlüsse des Transistors 146 mit den Basis- und
Emitteranschlüssen der Transistoren 136 und 142 verbun
den. Der Emitterbereich des Transistors 136 beträgt die
Hälfte des Emitterbereichs des Stromquellentransistors
102, während die Emitterbereiche der Transistoren 142
und 146 jeweils 1/4 des Emitterbereichs des Stromquel
lentransistors 102 betragen. Somit ist die Summe der
Emitterbereiche der Transistoren 135, 142 und 146 gleich
der Emitterfläche des Stromquellentransistors 102. Der
Widerstand 144 hat den gleichen Wert wie der Widerstand
104, der mit dem Emitter des Stromquellentransistors
102 verbunden ist. Somit beträgt der Strom durch den
Widerstand 144 0,5 mA und ist daher gleich dem Strom,
welcher durch den viertwichtigsten Bitschalter fließt.
Die Transistoren 136, 142 und 146 verteilen den Strom
des Widerstandes 144, wobei der Transistor 136 0,25 mA
leitet, während die Transistoren 142 und 146 jeweils
0,125 mA leiten. Der Kollektor des Transistors 146 ist
mit dem Leiter 148 verbunden, der wiederum mit dem ge
meinsamen Anschlußkissen 58 verbunden ist.
Da die Abstufung des Strombeitrags vom zweitunwichtigsten Bitschalter
und vom am wenigsten wichtigen Bitschalter
durch die Stromquellentransistoren 136 und 142 bewirkt
wird, muß das zuvor beschriebene Leiternetzwerk nicht
über den drittunwichtigsten Bitschalter hinaus erstreckt
werden. Somit werden die Kollektoren der Transistoren
134 und 140 direkt mit dem Knotenpunkt 132 des Leiter
netzwerks verbunden ohne irgendwelche zwischengeschalte
te Reihenwiderstände oder Nebenwiderstände.
Der gemeinsame Leiter 106 des ersten Leiternetzwerks lei
tet die Abfallströme, die nicht zum Leiternetzwerk gelei
tet werden. Dieser Leiter 106 und der zweite gemeinsame
Leiter 126 sind jeweils vom Abfalleiter 56 getrennt und
schlußendlich mit dem gemeinsamen Leiterkissen 150, das
innerhalb der integrierten Schaltung vorliegt, verbunden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist
ein zweites Anschlußkissen 152 für den Anschluß eines
Drahtes (AMP+IN) entfernt vom gemeinsamen Anschluß
kissen 150 ausgebildet und mit diesem verbunden. Das
Kissen 152 erleichtert die Kopplung einer Drahtverbin
dung der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers
mit einer weiteren integrierten Schaltung
(z. B. einem Operationsverstärker) für die Verbindung mit
Erdpotential.
Das gemeinsame Anschlußkissen 150 und das gemeinsame Kis
sen 58 sind gesondert mit einem einzigen Anschlußstift
verbunden, und zwar über einen Draht. Dieser Stift liegt
auf Erdpotential. Wie erläutert, ist das Kissen 58 mit
dem Leiter 56 verbunden, der wiederum mit den drei wichtigsten
Bitschaltern verbunden ist, welche der Ableitung
der Abfallströme dienen. Andererseits ist das gemeinsame
Kissen 150 mit den neun am wenigsten wichtigen Bitschal
tern verbunden. Wie zuvor erwähnt, haben die in einer
integrierten Schaltung ausgebildeten Metallspuren einen
inhärenten, kleinen Widerstand. Die Ausbildung von ge
trennten Kissen 58 und 150 ist vorteilhaft, da auf diese
Weise die Umschaltung des Stroms innerhalb der drei wichtigsten
Bitschalter nicht die Spannungen beeinträchtigt,
welche an den verschiedenen Punkten entlang der gemein
samen Kettenleitung 126 vorliegen. Daher wird die Befähi
gung des Kettenleiternetzwerks zur genauen und linearen
Abstufung der Strombeiträge der neun am wenigsten wichtigen
Bitschalter wesentlich verbessert. Da ein Gehäuse
stift selbst einen äußerst geringen Widerstand aufweist,
kommt durch die Drahtverbindung des gemeinsamen An
schlußkissens 58 und des Kettenleiteranschlußkissens 150
mit dem gleichen Gehäusestift nur ein äußerst geringfügi
ger Linearitätsfehler zustande.
Wie Fig. 1C zeigt, ist die Leitung 106 am Knotenpunkt
127 mit der Leitung 126 verbunden. In einigen Fällen
kann der Knotenpunkt 127 räumlich weit entfernt sein
von dem gemeinsamen Kettenleiterkissen 150. In diesen
Fällen kann ein beträchtlicher Metallwiderstand zustan
dekommen. Dieser Metallwiderstand ist schematisch durch
den gestrichelten Block 129 der Fig. 1C dargestellt. Der
Leiter 126′ stellt den Teilbereich der Leitung 126 dar,
welcher primär zwischen dem gemeinsamen Anschlußkissen
150 und dem gestrichelten Block 137 liegt. Um die Linea
rität des Kettenleiternetzwerks zu verbessern, ist es
wesentlich, daß die Abflußströme oder Abfallströme der
Leitung 106 zur Leitung 126 abgeleitet werden, und zwar
auf derjenigen Seite des gestrichelten Blocks 137, die
vom gemeinsamen Leiterkissen 150 abgewandt ist. Läge der
Knoten 127 in der Leitung 126′ und nicht in der Leitung
126, so würden Spannungsvariationen aufgrund des Metall
widerstands, der durch den gestrichelten Block 137 dar
gestellt ist, zu beträchtlichen Fehlern der durch das
Kettenleiternetzwerk abgestuften Ströme führen.
Im folgenden soll unter Bezugnahme auf die Fig. 1A und
1B die offene Spannungsreferenzschaltung beschrieben
werden, welche dazu dient, den Strom innerhalb eines
jeden der Bitschalter des Digital-Analog-Wandlers zu
regeln. Die Spannungsreferenzschaltung umfaßt einen all
gemein mit 154 bezeichneten Zenerdioden-Referenzzweig,
der einen ersten Strom führt und ansprechend darauf eine
der Temperaturkompensation dienende Spannungskomponente
erzeugt. Insbesondere umfaßt der Referenzzweig 154 einen
als Diode geschalteten Transistor 156, dessen Emitter
mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbun
den ist und dessen Basis und Kollektor mit einem Knoten
punkt 158 verbunden sind. Zwischen dem Knotenpunkt 158
und einem Knotenpunkt 160 ist eine Zenerdiode 162 vorge
sehen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfin
dung ist die Zenerdiode 162 als vergrabene Zenerdiode
ausgeführt, um ihre Charakteristika über die Zeit stabi
ler zu gestalten. Ein solcher vergrabener Zenerübergang
kann dadurch gebildet werden, daß man anfänglich eine
stark dotierte Isolationsregion vom P-Typ eindiffundiert,
und zwar an einer Stelle innerhalb der monolithischen,
integrierten Schaltung, worauf man eine stark dotierte
Emitterfläche vom N-Typ eindiffundiert, und zwar in die
zuvor eindiffundierte Region vom P-Typ. Hierdurch er
zeugt man einen abrupten P-N-Übergang unter der Oberflä
che der monolithischen Schaltung. Zur Kontaktierung der
P-Seite des Zenerübergangs wird vor der Emitterdiffusion
eine Basisregion vom P-Typ eindiffundiert. Die Basis
region vom P-Typ überlagert die Isolationsregion und er
streckt sich seitlich über die Emitterdiffusionsregion
hinaus, und zwar auf ersten und zweiten gegenüberliegen
den Seiten derselben. Dies ermöglicht die Ausbildung von
ersten und zweiten Kontakten auf der Seite vom P-Typ
des Zenerübergangs. Die N⁺-Emitterregion ist mit dem
Knotenpunkt 160 verbunden und die ersten und zweiten Kon
takte der Basisregion vom P-Typ sind mit dem Knoten
punkt 158 verbunden.
Der Referenzzweig 154 umfaßt ferner einen Vervielfacher
für die Spannung (V BE ) des Basis-Emitter-Übergangs. Die
ser wird gebildet durch einen Transistor 164 und durch
mit einem Laser trimmbare Widerstände 166 und 168. Der
Emitter des Transistors 164 ist mit dem Knotenpunkt 160
verbunden. Die Basis und der Kollektor sind mit Knoten
punkten 170 bzw. 172 verbunden. Der Widerstand 166 liegt
zwischen dem Knotenpunkt 160 und dem Knotenpunkt 170.
Der Widerstand 168 liegt zwischen dem Knotenpunkt 170
und dem Knotenpunkt 172. Der Trimmfühlanschluß 174 ist
mit dem Knotenpunkt 172 verbunden und gestattet die Er
fassung der Spannung am Knotenpunkt 172 während des
Lasertrimmvorgangs. Der Knotenpunkt 172 ist ferner mit
dem Emitter des Transistors 176 verbunden. Der Kollektor
des Transistors 176 ist mit einer Spannungsreferenz
schiene 178 verbunden und die Basis des Transistors 176
ist über einen Widerstand 180 mit der Spannungsreferenz
schiene 178 verbunden.
Der durch den Referenzzweig 154 fließende Strom führt da
zu, daß die Spannungsreferenzschiene 178 auf eine vorbe
stimmte Spannung oberhalb der negativen Spannung des
Versorgungsleiters 42 vorgespannt wird. Ansprechend auf
die Vorspannung der Spannungsreferenzschiene 178, wird
im benachbarten Slave-Zweig, der allgemein mit 182 be
zeichnet ist, ein Strom erzeugt. Der Slave-Zweig 182 um
faßt einen Transistor 184, dessen Basis mit einer Span
nungsreferenzschiene 178 verbunden ist und dessen Emitter
mit einem Knotenpunkt 186 verbunden ist. Der Knotenpunkt
186 ist mit der Basis und dem Kollektor eines als
Diode geschalteten Transistors 188 verbunden, dessen
Emitter mit dem Knotenpunkt 190 verbunden ist. Der
Transistor 192 ist an seiner Basis und an seinem Emitter
mit der Basis bzw. dem Emitter des Transistors 188 ver
bunden. Die Emitterfläche des Transistors 192 hat jedoch
den dreifachen Wert der Emitterfläche des Transistors
188. Daher leitet der Transistor 192 dreimal so viel
Strom wie der Transistor 188. Der Kollektor des Transistors
192 ist über die Leitung 148 mit dem gemeinsamen
Anschlußkissen 58 verbunden. Der Knotenpunkt 190 ist
über einen Widerstand 194 mit einem Knotenpunkt 196 ver
bunden. Ein Transistor 198 ist an seinem Kollektor direkt
mit dem Knotenpunkt 196 verbunden und an seiner Ba
sis über den Widerstand 200 mit dem Knotenpunkt 196 ver
bunden. Der Emitter des Transistors 198 ist über einen
Widerstand 202 mit dem Leiter 42 für die negative Ver
sorgungsspannung verbunden. Bei einer bevorzugten Ausfüh
rungsform der Erfindung haben die Widerstände 194, 200
und 202 allesamt den gleichen Widerstandswert, nämlich
etwa 3,3 kOhm.
Ein Teil (1/4) des Stroms, der innerhalb des Slave-Zwei
ges 182, ansprechend auf die Vorspannung im Referenz
zweig 154, erzeugt wird, fließt über eine PNP-Strom
spiegelschaltung, welche die Transistoren 204 und 210 bis
213 umfaßt. Die Stromdichten innerhalb der PNP-Transistoren
werden dadurch verringert, daß man den Strom im
Slave-Zweig durch vier teilt, bevor dieser durch den
PNP-Stromspiegel geführt wird. Die PNP-Transistoren, die
in monolithischen, integrierten Schaltungen ausgebildet
werden, funktionieren typischerweise nicht so gut bei
höheren Stromdichten. Darüber hinaus ist der β-Wert
(Stromverstärkungsfaktor) für solche Transistoren wesent
lich höher bei niedrigeren Stromdichten. Höhere β-Werte
führen zu geringeren nominellen Basisströmen innerhalb
der PNP-Transistoren. Demzufolge haben Fehler, die durch
Änderungen dieser Basisströme zustandekommen (z. B. auf
grund von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungs
spannung), eine entsprechend geringere Größe.
Der Kollektor des Transistors 184 ist mit dem Kollektor
des PNP-Transistors 204 verbunden sowie mit der Basis
des PNP-Transistors 206. Der Emitter des Transistors 204
ist über einen Widerstand 208 mit einem gemeinsamen Leiter
148 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist ge
meinsam mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren
210, 211, 212 und 213 verbunden. Die Basis des Transistors
204 ist ferner über einen Widerstand 214 mit dem
Emitter des Transistors 206 verbunden. Der Kollektor
des Transistors 206 ist mit der Leitung 42 der negati
ven Stromversorgungsspannung verbunden. Obgleich der
Transistor 204 an seiner Basis und an seinem Kollektor
gemeinsam angeschlosssen sein könnte, leitet jedoch der
Transistor 206 die Basisströme der Transistoren 204 und
210-213 zur Erde ab und verhindert ferner die Sättigung
des Transistors 204 bei höheren Temperaturen. Der Wider
stand 214 wird in Reihe zum Emitter des Transistors 206
eingefügt, um eine Oszillation zu verhindern.
Die Emitter der Transistoren 210 und 211 sind gemeinsam
mit einem Ende eines Transistors 216 verbunden und das
andere Ende desselben ist mit dem gemeinsamen Leiter
148 verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der
Transistoren 212 und 213 gemeinsam mit einem Ende des
Widerstands 218 verbunden, dessen anderes Ende mit dem
gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist. Die Emitterflächen
der Transistoren 204, 210, 211, 212 und 213 sind alle
gleich und die Widerstände 216 und 218 haben jeweils den
halben Widerstandswert im Vergleich zum Widerstand 208.
Demzufolge ist der Strom, der gemeinsam von den Transistoren
210 und 211 geführt wird, zweimal so groß wie der
Strom des Transistors 204. In ähnlicher Weise ist der
Strom, der gemeinsam von den Transistoren 212 und 213
geführt wird, zweimal so groß wie der Strom durch den
Transistor 204. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren
210, 211, 212 und 213 sind gemeinsam mit der Span
nungsreferenzschiene 178 für die Zufuhr eines gespiegelten
Stroms verbunden. Der von den Transistoren 210-213
bereitgestellte, gespiegelte Strom hat im wesentlichen
den vierfachen Wert des Stroms des Transistors 184 oder
etwa den gleichen Wert wie der Strom durch den Slave-
Zweig 182. Nahezu der gesamte, gespiegelte Strom der
Transistoren 210-213 zur Spannungsreferenzschiene 178
wird durch den Referenzzweig 154 geleitet im Sinne des
Aufbaus der Referenzspannung an der Referenzschiene 178.
Alle anderen Ströme, die von der Spannungsreferenzschiene
178 gezogen werden, sind relativ kleine Basisströme.
Um sicherzustellen, daß anfangs ein gewisser Strom durch
den Referenzzweig 154 fließt, wird eine Einrichtung 220,
welche als epi-FET bekannt ist, zwischen dem gemeinsamen
Leiter 148 und der Spannungsreferenzschiene 178 einge
fügt. Bekanntlich kann ein epi-FET hergestellt werden
durch Isolierung einer langgedehnten Epitaxialregion
vom N-Typ und durch nachfolgende Eindiffundierung einer
Basisregion vom P-Typ, die sich seitlich über den zen
tralen Bereich der langgestreckten Epitaxialregion er
streckt. Ein Ende der langgestreckten Epitalxialregion
ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden und das ent
gegengesetzte Ende ist mit der Spannungsreferenzschiene
178 verbunden. Die Basisregion vom P-Typ erstreckt sich
in die Isolation vom P-Typ und wird auf diese Weise
durch das Substrat zur negativen Versorgungsspannung
vorgespannt.
Es soll nun angenommen werden, daß anfänglich kein Strom
durch den Referenzzweig 154 fließt. In diesem Falle ist
die Spannung an der Referenzschiene 178 im wesentlichen
gleich der negativen Versorgungsspannung. In diesem Falle
wird die epi-FET-Einrichtung 220 derart vorgespannt, daß
sie Strom zur Spannungsreferenzschiene 178 führt. Dieser
Strom wird anfänglich durch die Basis des Transistors
184 geleitet. Der hierdurch zustandekommende Kollektor
strom im Transistor 184 wird durch den PNP-Stromspiegel
gespiegelt, und der gespiegelte Strom wird in die Span
nungsreferenzschiene 178 injiziert. Der zusätzliche Strom,
der zum PNP-Stromspiegel geführt wird, wird durch die
Basis des Transistors 184 geleitet und führt zu einer
weiteren Steigerung des Kollektorstroms desselben. Die
ser regenerative Betrieb wird fortgesetzt, bis die Span
nung auf der Spannungsreferenzschiene 178 ausreichend
groß ist, um die Zenerdiode 162 zum Durchbruch zu brin
gen und den Referenzzweig 154 in Betrieb zu setzen. Nun
wird die Spannungsreferenzschiene 178 bei ihren Gleich
gewichtsbedingungen stabilisiert. Wenn die Spannung der
Referenzschiene 178 ansteigt, so wird die epi-FET-Ein
richtung 220 abgetrennt und wird im wesentlichen nicht
leitend, wenn die Spannungsreferenzschiene 178 ihren
Gleichgewichtszustand erreicht.
Die Größe der Spannung zwischen der Spannungsreferenzschiene
178 und dem Leiter 42 für die negative Versor
gungsspannung ist relativ groß, da diese Spannung den
Spannungsabfall über die Zenerdiode 162 umfaßt sowie
die Spannungen über mehrere in Durchlaßrichtung vorge
spannte Basis-Emitter-Übergänge. Ein allgemein mit 222
bezeichneter Spannungsteilerzweig ist innerhalb der of
fenen Spannungsreferenzschaltung vorgesehen, um eine se
kundäre Referenzschaltung abzuleiten, deren Größe (ge
messen von dem Leiter 42 mit der negativen Versorgungs
spannung) etwa die Hälfte der Spannung der Referenzschiene
178 beträgt. Der Strom in dem Spannungsteilerzweig 222
wird primär durch den Transistor 224 und den Widerstand
226 bestimmt. Die Basis des Transistors 224 ist mit dem
Knotenpunkt 196 innerhalb des Slave-Zweiges 182 verbunden.
Der Emitter des Transistors 224 ist über einen Widerstand
226 mit der Leitung 42 der negativen Versorgungs
spannung verbunden. Die Emitterflächen der Transistoren
224 und 198 sind einander gleich, und die Werte der Wi
derstände 226 und 202 sind einander ebenfalls gleich.
Demzufolge stellt der Strom durch den Transistor 224 das
Spiegelbild des Stroms durch den Slave-Zweig 182 dar.
Der Kollektor des Transistors 224 ist am Knotenpunkt 228
mit einem Ende eines Widerstandes 230 verbunden sowie
mit einem Ende eines Widerstandes 232. Das andere Ende des
Widerstands 230 ist mit dem Emitter des Transistors 234
verbunden. Der Basisanschluß dieses Transistors ist mit
der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Der Kollektor
des Transistors 234 ist mit dem gemeinsamen Leiter 148
verbunden. Demzufolge wird die Spannung am Knotenpunkt
228 von der Spannung an der Spannungsreferenzschiene
178 abgeleitet, sie ist jedoch aufgrund der Basis-
Emitter-Spannung des Transistors 234 und aufgrund des
Spannungsabfalls über den Widerstand 230 herabgesetzt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
haben die Widerstände 226 und 230 jeweils einen Wert von
3,3 kOhn.
Die am Knotenpunkt 228 des Spannungsteilerzweigs 222 ent
wickelte Spannung ist im Vergleich zur Referenzspannung
an der Referenzspannungsschiene 178 beträchtlich herab
gesetzt. Dennoch hat der Knotenpunkt 228 eine relativ
hohe Impedanz. Es ist dem Fachmann bekannt, daß es er
wünscht ist, die Stromquellentransistoren (46, 82, 92,
102, usw.) innerhalb der Bitschalter mit einem Knoten
relativ niedriger Impedanz zu treiben, damit ein ausrei
chender Treiberstrom für diese Transistoren zustande
kommt und damit eine Unempfindlichkeit gegenüber vorüber
gehenden Spannungsstößen besteht, die aufgrund rascher
Umschaltungen eines oder mehrerer Bitschalter in der Re
ferenzspannungsleitung 48 zustandekommen können. Aus die
sem Grund ist ein Emitter-Folger-Treiber-Zweig vorgese
hen, der allgemein mit 238 bezeichnet ist. Dieser Zweig
innerhalb der offenen Referenzschaltung führt zu einem
Treiberpunkt niedriger Impedanz, welcher mit der Span
nungsreferenzschaltung 48 verbunden ist.
Der Widerstand 232 liegt zwischen den Knotenpunkten 228
und 236 für die Verbindung des Emitter-Folger-Treiber
zweigs 238 mit dem Spannungsteilerzweig 222. Die Einfü
gung des Widerstands 232 zwischen den Knoten 228 und 236
steigert die Impedanz zwischen der Spannungsreferenzschiene
178 und dem Treiberzweig 238. Hierdurch wird die
Spannungsreferenzschiene 178 noch weiter von vorüberge
henden Spannungsstößen isoliert, welche im Spannungs
referenzleiter 48 durch Umschaltungen der Bitschalter
induziert werden können. Bei einer bevorzugten Ausfüh
rungsform hat der Widerstand 232 einen Wert von 3,3 kOhm.
Der Emitter-Folgertransistor 240 ist mit seinem Basisan
schluß mit dem Knoten 236 verbunden und sein Emitteran
schluß ist mit dem Knoten 242 der Treiberspannungsrefe
renzleitung 48 verbunden. Der Kollektor des Transistors
240 ist mit dem Emitter des Transistors 244 verbunden
und die Basis und der Kollektor desselben sind mit der
Spannungsreferenzschiene 178 bzw. dem gemeinsamen Leiter
148 verbunden. Der Transistor 244 dient der Verbindung
des Kollektors des Transistors 240 mit Erde, während die
Basis-Kollektor-Spannung des Transistors 240 im wesent
lichen konstantgehalten wird, und zwar unabhängig von
Änderungen der negativen Versorgungsspannung.
Der Knotenpunkt 242 ist ferner mit dem Kollektor des
Transistors 246 und mit einem Ende eines Widerstand 248
verbunden. Das andere Ende desselben ist mit dem Basis
anschluß des Transistors 246 verbunden. Der Emitter des
Transistors 246 ist über einen Widerstand 250 mit dem
negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Die
Emitterfläche des Transistors 246 gleicht der Emitter
fläche des Stromquellentransistors 46 in dem signifikan
testen Bitschalter. Die Größe des Widerstands 250 beträgt
3,3 kOhm oder die Hälfte des Widerstandswertes der Wider
stände 50 und 52 innerhalb des signifikantesten Bitschal
ters. Demzufolge sind die Stromdichte und Temperatur-
Nachführcharakteristika des Transistors 246 im wesentli
chen identisch mit den entsprechenden Charakteristika
der Stromquellentransistoren in jedem der Bitschalter.
Die offene Spannungsreferenzschaltung der Fig. 1A und 1B
führt zur Konstanthaltung der Ströme in dem Bitschalter,
und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur und
Versorgungsspannung. Dies soll im folgenden näher erläu
tert werden, und zwar unter Bezugnahme auf das verein
fachte, schematische Diagramm der Fig. 2. In dieser sind
gleiche Einrichtungen, Knotenpunkte und Leitungen mit
den gleichen, jedoch gestrichenen Bezugsziffern wie in
den Fig. 1A bis 1C bezeichnet. Falls nichts anderes ange
geben ist, beziehen sich alle Angaben in bezug auf die
Spannung auf die negative Stromversorgungsspannung. Zu
nächst soll der Referenzzweig betrachtet werden. Die Ze
nerdiode 162′ hat einen positiven Temperaturkoeffizienten,
d. h. die Spannung über die Zenerdiode 162′ steigt mit ei
ner gegebenen Nachführrate mit steigender Temperatur, wobei
angenommen wird, daß der durch die Zenerdiode gelei
tete Strom im wesentlichen konstant ist. Wie der Fachmann
weiß, ist die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors
164′ mit einem negativen Temperaturkoeffizienten
behaftet, d. h. die Basis-Emitter-Übergangsspannung fällt
mit einer bestimmten Nachführrate mit steigender Temperatur,
wobei angenommen wird, daß der Transistor 164′ einen
konstanten Strom führt. Allgemein liegt der Temperatur
koeffizient der Zenerdiode 162′ etwa innerhalb eines Be
reichs vom 1,25- bis 1,5fachen des Temperaturkoeffizienten
der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′.
Der Transistor 164′ und die Widerstände 166′ und 168′
sind miteinander verbunden und bilden eine sog. V BE -Mul
tiplizierschaltung, wobei die über den Widerstand 168′
entwickelte Spannung der Basis-Emitter-Übergangsspannung
des Transistors 164′ proportional ist, und zwar im Ver
hältnis der Größen der Widerstände 168′ und 166′. Wenn
man annimmt, daß der Widerstandswert des Widerstands 168′
etwa das 1,25fache des Widerstandswertes des Widerstands
166′ beträgt, so gilt damit, daß der Spannungsabfall über
den Widerstand 168′ das 1,25fache der Basis-Emitter-Über
gangsspannung des Transistors 164′ beträgt. Durch zweck
mäßige Auswahl des Verhältnisses der Widerstandswerte
der Widerstände 166′ und 168′ kann der Temperaturkoeffi
zient der Spannung über den Widerstand 168′ etwa gleich
der Spannung über die Zenerdiode 162′ gemacht werden, je
doch mit entgegengesetztem Vorzeichen. Die Widerstände
166′ und 168′ sind durch einen Laser trimmbar und erlau
ben somit die Einstellung der V BE -Multiplizierschaltung
gemäß den jeweiligen Temperaturkoeffizienten der Zener
diode 162′ und des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors
164′. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Er
findung können die Widerstände 166′ und 168′ derart ge
trimmt werden, daß die Spannung über den Widerstand 168′
innerhalb eines Bereichs von etwa dem 1- bis 3fachen der
Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′
variiert werden kann. Konsequenterweise ist die Summe der
Spannung über die Zenerdiode 162′ und über den Widerstand
168′ eine konstante Spannung V COMP . Sie ist unabhängig
von Änderungen der Temperatur, vorausgesetzt, daß der
Strom innerhalb des Referenzzweigs relativ konstant ge
halten wird.
Die Spannung auf der Referenzschiene 178′ ist gleich der
Summe der Spannungen über die Diode 156′, die Diode 176′
und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 164′ plus
V COMP . Daher nimmt die Spannung der Referenzschiene 178′
dreimal so schnell ab im Vergleich zum Temperaturkoeffi
zienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung, unter der
Annahme, daß der Strom I Z innerhalb des Referenzzweigs
konstant gehalten wird.
Im folgenden soll auf den Slave-Zweig der Fig. 2 Bezug
genommen werden. Der Temperaturkoeffizient der Spannungs
referenzschiene 178′ wird exakt durch die negativen Tem
peraturkoeffizienten der drei Basis-Emitter-Übergangs
spannungen des Transistors 184′, der Diode 188′ und der
Diode 198′ kompensiert. Daher resultiert eine konstante
Spannung über die Widerstände 194′ und 202′ und somit
fließt ein konstanter Strom I₁ durch den Slave-Zweig.
Um den Strom I Z innerhalb des Referenzzweigs konstant zu
halten, wird der konstante Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs
durch die Transistoren 204′ und 210′ gespiegelt
und zum Referenzzweig zurückgeführt. Der durch den Transistor
210′ der Spannungsreferenzschiene 178′ zugeführte
Strom ist proportional dem konstanten Strom I₁. Da die
Basisströme, die durch die Transistoren 184′, 234′, 244′
und 282′ gezogen werden, vernachlässigbar in bezug auf
den Strom des Referenzzweigs sind, fließt der durch den
Transistor 210′ bereitgestellte Strom im wesentlichen
konstant durch den Referenzzweig. Es kommt auf die Wei
se zu einem Strom I Z , der im wesentlichen konstant ist,
und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur oder
der Versorgungsspannung. Daher setzt der Zenerdioden-
Referenzzweig seinen eigenen Strom durch Entwicklung einer
Spannung, die als Vorstrom innerhalb des Slave-Zweiges
dient. Der Strom des Slave-Zweigs wird sodann zum
Zenerdioden-Referenzzweig zurückgespiegelt.
Da der Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs konstant ist,
hat die Spannung am Knoten 196′ einen Temperaturkoeffizienten,
der gleich ist dem Temperaturkoeffizienten der Ba
sis-Emitter-Übergangsspannung der Diode 198′. Die Strom
dichten innerhalb der Emitter-Basis-Übergänge des Transistors
224′ (im Spannungsteilerzweig) und 278′ (im Refe
renzausgangszweig) sind derjenigen der Diode 198′ ange
paßt. In ähnlicher Weise sind die Widerstände 226′ (im
Spannungsteilerzweig) und 280′ (im Referenzausgangszweig)
identisch mit dem Widerstand 202′. Demzufolge sind der
Strom I₁′′ innerhalb des Spannungsteilerzweigs und der
Strom I₁′ innerhalb des Referenzausgangszweigs dem Strom
I₁ innerhalb des Slave-Zweigs identisch und somit ferner
im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der
Versorgungsspannung.
Wie oben erwähnt, ist die Spannung der Referenzschiene
178′ gleich V COMP plus drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen.
Somit ist die Summe der Spannungen über die Wi
derstände 194′ und 202′ innerhalb des Slave-Zweiges kon
stant und gleich V COMP . Die Werte der Widerstände 194′
und 202′ werden vorzugsweise gleich gewählt. Daher ist
die Spannung am Knotenpunkt 196′ gleich der Hälfte von
V COMP plus der Basis-Emitter-Übergangsspannung der Diode
198′. Demzufolge ist die Spannung über den Widerstand
226′ innerhalb des Spannungsteilerzweigs gleich der Hälfte
von V COMP . Der Widerstand 230′ innerhalb des Spannungs
teilerzweigs wird derart ausgewählt, daß er gleich dem
Widerstand 226′ ist. Somit ist der Spannungsabfall über
den Widerstand 230′ ebenfalls gleich der Hälfte von
V COMP . Die erhaltene Spannung am Knoten 228′ ist somit
die Spannung der Referenzschiene 178′ minus der Summe
der Spannungen über den Basis-Emitter-Übergang des Transi
stors 234′ und über den Widerstand 230′. Somit gilt die
Beziehung:
V₂₂₈′ = (V COMP + 3V BE ) - (V BE + V₂₃₀′)
= V COMP + 3V BE - V BE - (1/2) (V COMP )
= 2V BE + (1/2) V COMP
= V COMP + 3V BE - V BE - (1/2) (V COMP )
= 2V BE + (1/2) V COMP
Somit wird die V COMP -Komponente der Spannung auf der
Spannungsreferenzschiene 178′ am Knotenpunkt 228′ durch
den Spannungsteilerzweig halbiert. Es ist erwünscht, die
Größe der V COMP -Komponente, die zum Referenzspannungslei
ter 48′ gelangt, zu reduzieren. Hierdurch wird ein Be
trieb des Digital-Analog-Wandlers bei verringerten nega
tiven Stromversorgungsspannungen ermöglicht, ohne daß
die Stromquellentransistoren der Bitschalter gesättigt
werden.
Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Der Emitter
folger-Treiberzweig umfaßt einen Emitterfolgertransistor
240′ sowie eine Diode 246′ und einen Widerstand 250′ zur
Aufrechterhaltung eines Vorstroms durch den Transistor
240′. Der Emitterfolger-Treiberzweig stellt einen Antriebs
punkt niedriger Impedanz dar für das Treiben des Refe
renzspannungsleiters 48′. Die mit dem Emitterfolger-An
triebszweig verbundene niedrige Impedanz dient ferner
der raschen Absorption jeglicher vorübergehender Ströme,
die im Spannungsreferenzleiter 48′ zustandekommen, und
zwar aufgrund der Umschaltung innerhalb der Vielzahl von
Bitschaltern. Hierdurch kann sich die Leitung 48′ rasch
stabilisieren. Dies wiederum ermöglicht es dem Analog
ausgangsstrom, welcher von den Bitschalterströmen abgelei
tet wird, sich rasch auf den endgültigen Wert einzuspie
len. Der Widerstand 250′ (innerhalb des Emitterfolger
zweigs) ist in seinem Wert gleich den Widerständen 194′
und 202′ (innerhalb des Slave-Zweigs) und den Widerstän
den 226′ und 230′ (innerhalb des Spannungsteilerzweigs).
Die Emitterflächen des Transistors 240′ und der Diode
246′ (innerhalb des Emitterfolgerzweigs) sind gleich den
Emitterfolgerflächen der Einrichtungen 156′, 176′, 184′,
188′, 198′, 224′ und 234′. Daher sind die Strompegel und
die daraus resultierenden Basis-Emitter-Spannungsabfälle
des Transistors 240′ und der Diode 246′ denjenigen der
Einrichtungen 156′, 176′, 184′, 188′, 198′, 224′ und
234′ angepaßt. Somit ist der Strom I F im Emitterfolger
zweig im wesentlichen konstant und von gleicher Größe wie
die Ströme I₁, I₁′ und I₁′′. Darüber hinaus beträgt die
Spannung auf dem Leiter 48′ die Hälfte von V COMP plus
einmal die Basis-Emitter-Übergangsspannung.
Im folgenden wird auf den Bitschalter der Fig. 2 Bezug
genommen. Die Emitterfläche des Transistors 46′ und der
Wert des Widerstands 50′ werden ausgewählt im Sinne der
Einstellung der Stromdichte im Transistor 46′ auf den
gleichen Wert wie im Transistor 240′. Somit sind die Basis-
Emitter-Übergangsspannung des Transistors 46′ und der
Temperaturkoeffizient desselben angepaßt an die entspre
chenden Werte der aktiven Einrichtungen innerhalb des Re
ferenzzweigs, des Slave-Zweigs, des Spannungsteilerzweigs
und des Emitterfolger-Treiberzweigs. Daher ist der resul
tierende Spannungsabfall über den Widerstand 50′ inner
halb des Bitschalters eine im wesentlichen konstante Span
nung, die gleich ist der Hälfte von V COMP . Da V COMP eine
konstante Spannung ist, die von der Temperatur und der
Stromversorgungsspannung unabhängig ist, so ist auch der
resultierende Strom I L , welcher durch den Bitschalter
fließt, konstant. Somit werden in der Gesamtsumme die
Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 46′
(innerhalb des Bitschalters), 240′ (innerhalb des Emitter
folger-Treiberzweigs) und 234′ (innerhalb des Spannungs
teilerzweigs) durch die Dioden 156′ und 176′ und die Ba
sis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′ inner
halb des Referenzzweigs gelöscht.
Die obige Analyse der Schaltung der Fig. 2 ignoriert Feh
lereffekte zweiter Ordnung. Diese sind zurückzuführen
auf Änderungen der Stromverstärkung (oder α) innerhalb
der Transistoren in der offenen Referenzschaltung. Diese
Änderungen werden induziert durch die Temperatur und
durch die Versorgungsspannung. Es ist hinreichend bekannt,
daß eine Änderung in der Temperatur begleitet wird von
einer Änderung der Stromverstärkung eines Transistors.
Es ist ferner bekannt, daß die Änderung der Basis-Kol
lektor-Spannung eines Transistors (die von einer Änderung
der negativen Versorgungsspannung herrühren kann) beglei
tet wird von einer Änderung der Stromverstärkung des
Transistors sowie einer Änderung der Emittereffizienz des
Transistors. Das letztere Phänomen, das zur Basis-Kollek
tor-Spannung in Beziehung steht, wird allgemein als
Early-Effekt bezeichnet.
Die Basis-Kollektor-Spannungsänderungen können in bezug
auf einige Transistoren einfach dadurch eliminiert werden,
daß man an zweckentsprechenden Stellen Emitterfol
gertransistoren einfügt, um die Kollektorspannung solcher
Transistoren auf einen Spannungswert zu klemmen, welcher
in Referenz zur negativen Versorgungsspannung steht. Zum
Beispiel wird die Basis-Kollektor-Spannungsänderung am
Transistor 240′ und 278′ eliminiert durch Hinzufügen der
Transistoren 244′ bzw. 282′. Es sind jedoch auch die
Transistoren 46′, 184′, 210′ und 234′ allesamt anfällig
gegen Änderungen aufgrund des Early-Effekts. Der Bit
schaltstrom, der im Kollektor des Transistors 44′ geführt
wird, ist anfällig gegen Änderungen aufgrund von durch
die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstär
kung der Transistoren 44′ und 46′. In ähnlicher Weise
ist der Referenzstrom, der im Kollektor des Transistors
284′ im Referenzausgangszweig geleitet wird, anfällig
gegen Änderungen aufgrund von Änderungen der Stromverstär
kung der Transistoren 278′ und 282′, induziert durch Än
derungen der Temperatur.
Zur Kompensation von Änderungen der Stromverstärkung, in
duziert durch Änderungen der Temperatur, hat man, wie aus
Fig. 2 ersichtlich, die Diode 246′ innerhalb des Emitter
folger-Treiberzweigs ersetzt durch den Transistor 246
und den Basiswiderstand 248 (vergl. Fig. 1A bis 1B). In
ähnlicher Weise wurde die Diode 176′ innerhalb des Refe
renzzweigs gemäß Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 176
und den Basiswiderstand 180 innerhalb der Fig. 1A und 1B.
Ferner wurde die Diode 198′ innerhalb des Slave-Zweiges
der Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 198 und den Basis
widerstand 200 in den Fig. 1A-1B.
Wenn die Spannung vom TransistoEmitter zum Kollektor des Transistors
246 mit V CE(246) bezeichnet wird und wenn die Span
nung über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 246
als V BE(246) bezeichnet wird und wenn der Verstärkungs
faktor (d. h. das Verhältnis des Kollektorstroms I C zum
Basisstrom I B ) des Transistors 246 mit β bezeichnet wird
und wenn der Widerstand 248 den Widerstandswert R₂₄₈ hat,
so kann V CE(246) folgendermaßen ausgedrückt werden:
V CE(246) = V BE(246) + I B × R₂₄₈
= V BE(246) + (I C /β) × R₂₄₈
= V BE(246) + (I C /β) × R₂₄₈
Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch V BE(246) und
auch β wächst an. Demzufolge fällt der Term (I C /β)×R₂₄₈
mit steigender Temperatur ab. Der Temperaturkoeffizient
(oder die Verschiebungsrate) von V CE(246) ist etwas
größer als der Temperaturkoeffizient von V BE(246) auf
grund der Anwesenheit des Basiswiderstands 248. Durch
Hinzufügen des Basiswiderstands 248 wird somit der ef
fektive Temperaturkoeffizient der Diode 248′ (Fig. 2) wirk
sam gesteigert. In ähnlicher Weise sorgt die Hinzufügung
der Basiswiderstände 180 und 200 in wirksamer Weise für
eine Steigerung der Temperaturkoeffizienten der Dioden
176′ bzw. 198′ (Fig. 2).
Durch zweckentsprechende Auswahl der Werte der Basiswi
derstände 248, 180 und 200 kann der Bitschalterstrom I L
im Widerstand 50′ (Fig. 2) und der Referenzausgangs
zweigstrom im Widerstand 280′ mit steigender Temperatur
leicht gesenkt werden, und zwar mit einer Rate, die die
Erhöhung der Stromverstärkungen der Transistoren 44′ und
46′ bzw. der Transistoren 278′ und 282′ kompensiert. Hier
durch werden die Ströme in den Kollektoranschlüssen der
Transistoren 44′ und 282′ im wesentlichen über die Tem
peratur konstant gehalten. Bei der bevorzugten Ausfüh
rungsform der Erfindung haben die Basiswiderstände 248,
180 und 200 die Werte 16,5 kOhm bzs. 13,2 kOhm bzw.
3,3 kOhm.
Die spezielle Funktion des Basiswiderstands 248 besteht
in der Kompensation von durch die Temperatur induzierten
Änderungen der Basisströme, welche vom Emitterfolger
transistor den Basisanschlüssen der Stromquellentransi
storen (46, 82, 92, etc.) innerhalb der Bitschalter zuge
führt werden. Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch
die Stromverstärkung der Stromquellentransistoren inner
halb der Bitschalter und somit werden die Basisströme ver
ringert. Um den durch den Emitterfolgertransistor 240
fließenden Strom relativ konstant zu halten, kommt es
tatsächlich zu einem geringfügigen Anstieg der Spannung
über den Widerstand 250 mit der Temperatur, und zwar
aufgrund der zusätzlichen, negativen Temperaturkoeffizienten
komponente der Spannung über den Basiswiderstand 248.
Die geringfügige Steigerung der Spannung über den Wider
stand 250 mit steigender Temperatur und die daraus fol
gende geringfügige Steigerung des Stroms in diesem Wider
stand sorgt für eine ungefähre Kompensation der Abnahme
der Basisströme, welche zu den Stromquellentransistoren
der Bitschalter führen. Daher ist der durch den Emitter
folgertransistor 240 fließende Strom im wesentlichen
über die Temperatur konstant.
Die Spannung über den Widerstand 168 innerhalb des V BE -
Multiplizierteils des Referenzzweigs zeigt eine negative
Temperaturkoeffizientenkomponente aufgrund der Verringe
rung des Basisstroms des Transistors 164 mit steigender
Temperatur. Die negative Temperaturkoeffizientenkomponen
te der Spannung über den Widerstand 168 aufgrund der Ba
sistromänderung und der negative Temperaturkoeffizient
der Spannung über den Widerstand 180 führen dazu, daß die
Spannung der Spannungsreferenzschiene 178 einen Tempera
turkoeffizienten aufweist, der tatsächlich größer ist als
lediglich die Summe der Temperaturkoeffizienten der Ba
sis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 156,
164 und 176 allein. Demzufolge werden die Spannungen über
die Stromquellenemitterwiderstände (50/52, 84, 94/96,
usw.) innerhalb der Bitschalter und die Spannung über den
Widerstand 280 tatsächlich mit steigender Temperatur etwas
verringert, und zwar aufgrund der Verringerung der
Basisströme in den Widerständen 168 und 180. Der negati
ve Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand
200 dient ferner der Verringerung der Spannung über den
Widerstand 280 mit steigender Temperatur. Die verringerten
Spannungen über die Emitterwiderstände der Stromquellen
transistoren der Bitschalter und über den Widerstand 280
bei höheren Temperaturen führen zu einer Verringerung des
Stroms durch diese Widerstände. Diese verringerten Strom
werte bei höheren Temperaturen kompensieren annähernd die
höheren Stromverstärkungen der Stromquellentransistoren
und Schalttransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters
(z. B. der Transistoren 46 bzw. 44 im wichtigsten Bitschal
ter) sowie die höheren Stromverstärkungen der Transistoren
270 und 282 im Referenzausgangszweig. Daher sind die
Ströme im Kollektor des Transistors 44 und im Kollektor
des Transistors 282 konstant, und zwar trotz der durch
die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstär
kung der Transistoren.
Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Die Spannung
am Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184′ ändert
sich mit Änderungen der negativen Versorgungsspannung.
Beispielsweise führt die Erhöhung der Größe der negati
ven Versorgungsspannung zu einer Steigerung der umge
kehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des
Transistors 184′. Hierdurch wird die Stromverstärkung und
auch die Emittereffizienz des Transistors 184′ gestei
gert. Somit neigt der Kollektorstrom des Transistors
184′ zu einer Erhöhung, wenn die Größe der negativen Ver
sorgungsspannung aufgrund des zuvor erwähnten Early-
Effekts erhöht wird. In ähnlicher Weise führt eine Stei
gerung der Größe (absolute Größe) der negativen Versor
gungsspannung zu einer Erhöhung der umgekehrten Vorspan
nung über den Basis-Kollektor-Übergang des PNP-Transistors
210′ innerhalb des Stromspiegels. Dies führt dazu,
daß der Stromspiegel effizienter wird. Somit hat eine
Steigerung der Größe der negativen Versorgungsspannung
den Effekt einer Steigerung des Stroms, der vom Kollek
toranschluß des Transistors 210′ gezogen wird. Dieser er
höhte Strom wird primär durch den Referenzzweig gelei
tet und beeinflußt somit die Spannung, die auf der Span
nungsreferenzschiene 178′ erzeugt wird. Dieser Effekt
muß vermieden werden, wenn die Digital-zu-Analog-Wandler
schaltung ein relativ hohes Stromversorgungsrückweise
verhältnis oder einen relativ hohen Stromversorgungs
unterdrückungsfaktor haben soll.
Um Fehler aufgrund des Early-Effekts des oben beschriebenen
Typs zu vermeiden, wird die Diode 188′ in Fig. 2 er
setzt durch die Stromaufteilungstransistoren 188 und 192
(Fig. 1A-1B), und der Transistor 210′ in Fig. 2 wird er
setzt durch die Transistoren 210-213 der Fig. 1A-1B. Durch
Abstufung der Emitterflächen der Transistoren 192 und 188
im Verhältnis 3 : 1 werden 3/4 des Slave-Zweigstroms, der
durch den Widerstand 194 geleitet wird, zur Erde abgelei
tet. Um eine zweckentsprechende Stromdichte aufrechtzu
erhalten, ist die Emitterfläche des Transistors 184
gleich der Emitterfläche des Transistors 188 und 1/4 der
Emitterfläche des Transistors 198. Da der Kollektoran
schluß des Transistors 192 auf Bezugsspannung gegen Erde
liegt, führt die Steigerung der Größe der negativen Strom
versorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten
Vorspannung über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors
192, wodurch der Transistor 192 effizienter wird.
Die Steigerung der Effizienz des Transistors 192 erlaubt,
daß dieser einen größeren Anteil des Gesamtstroms der
Transistoren 192 und 188 übernimmt. Somit wird ein klei
nerer Anteil des Slave-Zweigstroms durch die Transistoren
188 und 184 zum PNP-Stromspiegel geleitet. Durch
zweckentsprechende Abstufung der relativen Emitterflä
chen der Transistoren 192 und 188 können die durch den
Early-Effekt induzierten Variationen im Transistor 184
und innerhalb des PNP-Stromspiegels wirksam kompensiert
werden, und zwar durch die durch den Early-Effekt indu
zierten Änderungen im Transistor 192. Die Transistoren
210-213 multiplizieren den durch den PNP-Transistor 204
geleiteten Strom um den Faktor 4. Dies dient der Kompensation
der Division des Slave-Zweigstroms, der durch die
Transistoren 188 und 192 bewirkt wird, durch 4. Daher
ist der vom Stromspiegelnetzwerk an den Referenzzweig
154 gelieferte St 43497 00070 552 001000280000000200012000285914338600040 0002003212394 00004 43378rom im wesentlichen identisch mit dem
Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182.
Die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 184 und die
erhöhte Emittereffizienz des Transistors 192, welche von
einer Steigerung der negativen Stromversorgungsspannung
aufgrund des Early-Effekts herrühren, sind begleitet von
einer Abnahme der damit verbundenen Basis-Emitter-Über
gangsspannungen. Daher kommt es zu einer geringfügigen
Steigerung des Spannungsabfalls über die Widerstände
194 und 202 und somit des Stroms durch den Slave-Zweig,
wenn die Größe der negativen Versorgungsspannung steigt.
Die geringfügige Erhöhung des Stroms im Slave-Zweig wird
in den Spannungsteilerzweig 222 gespiegelt. Dies führt
zu einer geringfügigen Steigerung des Stroms im Wider
stand 230. Die daraus folgende Steigerung der Spannung
über den Widerstand 230 macht eine etwaige Verringerung
der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 234
aufgrund des durch den Early-Effekt induzierten Anstiegs
der Emittereffizienz mehr als wett. Die Spannung an
den Knotenpunkten 228 und 236 werden geringfügig verrin
gert aufgrund des erhöhten Spannungsabfalls über den Wi
derstand 230. Daher ist eine Erhöhung der Größe der nega
tiven Versorgungsspannung von einer geringfügigen Abnahme
der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 beglei
tet. Die geringfügige Abnahme der Spannung auf dem
Spannungsreferenzleiter 48 kompensiert in etwa die Erhöhung
der Stromverstärkung und die Senkung der Basis-Emitter-
Übergangsspannungen, die in den Stromquellentransistoren
(46, 82, 92, etc.) der Bitschalter aufgrund des Early-Effekts
auftreten. Daher bleiben die Ströme innerhalb der
Bitschalter relativ konstant trotz der durch den Early-Effekt
hervorgerufenen Änderungen der Charakteristika
der Stromquellentransistoren, welche hervorgerufen werden
durch Änderungen der negativen Stromversorgungsspan
nung.
Die offene Spannungsreferenzschaltung umfaßt ferner ein
Netzwerk zur Einstellung des Verstärkungsfaktors. Dieses
ist allgemein mit 252 bezeichnet. Diese Schaltung gestattet
die Einstellung der Größe der Bitschalterströme
in einem gewissen Maße, ohne daß hierdurch die Tempera
tur-Kompensationscharakteristika und die Stromversorgungs
spannungs-Kompensationscharakteristika der offenen Refe
renzspannungsschaltung nachteilig beeinflußt werden. Das
Verstärkungseinstellnetzwerk 252 umfaßt einen PNP-Transistor
254, dessen Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt
236 gekoppelt ist, und zwar für die Zufuhr einer einstell
baren Menge eines von der Temperatur unabhängigen Stroms.
Der Fachmann wird erkennen, daß bei einer Änderung des
vom Transistor 254 zum Knoten 236 geführten Stroms auch
eine Änderung der Spannungen über die Widerstände 230
und 232 zustandekommt, wodurch die Spannung am Knotenpunkt
236 ebenfalls geändert wird.
Die Basis des Transistors 254 ist mit dem Knotenpunkt 256
gekoppelt sowie mit den Basis- und Kollektoranschlüssen
des PNP-Transistors 258. Der Knotenpunkt 256 ist über
den Leiter 260 mit dem Kollektoranschluß des Transistors
262 gekoppelt. Der Transistor 262 zieht eine vorbestimmte
Strommenge vom Knotenpunkt 156 in einer unten näher zu
erläuternden Weise ab. Der Emitter des Transistors 258
ist mit dem Basisanschluß gekoppelt sowie mit einem er
sten Kollektoranschluß 264 eines PNP-Transistors 266
mit zwei Kollektoren. Der zweite Kollektor 268 des Transistors
266 ist mit dem Knotenpunkt 270 verbunden und mit
dem Emitter des Transistors 254. Der Knotenpunkt 270 ist
wiederum mit einer Kontaktfläche 272 oder einem Kontakt
kissen für die Verstärkungseinstellung verbunden. Der
Emitter des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 274
verbunden und wird in einer weiter unten näher zu be
schreibenden Weise über dem Erdpotenial gehalten, und
zwar um etwa einen Betrag der Basis-Emitter-Übergangs
spannung.
Die Kollektorfläche des ersten Kollektors 264 beträgt etwa
das 5fache der Kollektorfläche des zweiten Kollektors
268. Der als Diode geschaltete Transistor 258 und der als
Diode geschaltete erste Kollektor 264 des Transistors
266 leiten den durch den Kollektor des Transistors 262
gezogenen Strom und verursachen einen Stromfluß von 1/5
der Größe durch den zweiten Kollektor 268. Bei der be
vorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der Strom,
der durch den zweiten Kollektor 268 fließt, etwa 3,5 µA.
Wenn man annimmt, daß die Anschlußfläche 272 für die
Verstärkungseinstellung keinen Strom führt, so wird der
Strom von 3,5 µA, der vom zweiten Kollektor 186 bereitge
stellt wird, durch den Transistor 254 in den Knotenpunkt
236 geleitet. Andererseits kann der in den Knotenpunkt
durch den Transistor 254 injizierte Strom variiert werden,
und zwar durch Einspeisung von Strom in die Anschlußstel
le 272 für die Verstärkungseinstellung oder durch Ab
ziehen von Strom aus dieser Anschlußstelle.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist
die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung
mit einer einfachen, externen Schaltung außerhalb der
integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ge
koppelt. Diese einfache Schaltung kann bis zu 1,5 µA
einspeisen oder bis zu 1,5 µA abziehen. Eine solche Schal
tung kann gebildet werden durch ein Potentiometer zwi
schen +15 V und -15 V Versorgungsspannung, wobei der Ab
griff des Potentiometers über einen Widerstand von 10 Meg
Ohm mit der Anschlußstelle 272 für die Verstärkungsein
stellung verbunden ist. Es wurde festgestellt, daß das
zuvor beschriebene Netzwerk zur Einstellung der Verstär
kung Änderungen der Bitschalterströme von 0,1% bis 0,3%
gestattet. Diese Änderungen sind für die meisten Zwecke ge
eignet.
Der vorliegende Digital-Analog-Wandler umfaßt ferner Ein
richtungen zur Erzeugung eines Spannungsreferenzausgangs
signals, welches gegenüber Änderungen der Temperatur und
der Stromversorgungsspannung im wesentlichen unempfind
lich ist. Das Spannungsreferenzausgangssignal kann be
quemerweise dazu verwendet werden, für einen bipolaren
Ausgleich des Analogausgangsstroms des Ausgangsstroman
schlusses 62 zu sorgen, um die Umwandlung des Analogaus
gangsstroms in eine bipolare Ausgangsspannung zu erleich
tern. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
hat das Spannungsreferenzausgangssignal einen konstanten
Werde von +6,3 V, obgleich die Größe des Spannungsreferenz
ausgangssignals jeden gewünschten Wert haben kann,
und zwar unabhängig von dem nominellen Spannungsabfall
über die Zenerdiode 162. Die Schaltungselemente, die dazu
dienen, das Spannungsreferenzausgangssignal zu erzeugen,
umfassen eine Stromquelle von 1 mA, welche gegenüber der
Temperatur und der Stromversorgungsspannung unempfind
lich ist, sowie einen Differentialverstärker und einen
durch einen Laser trimmbaren Rückkopplungswiderstand mit
einer Größe von etwa 6,3 kOhm, durch den der Strom von
1 mA geleitet wird.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 1B und 1C wird der Strom
quellenzweig für den Strom von 1 mA für die Spannungsre
ferenzausgangsschaltung allgemein mit 276 bezeichnet.
Dieser Zweig umfaßt einen Transistor 278, dessen Basisan
schluß mit dem Knotenpunkt 196 des Slave-Zweigs 182 ver
bunden ist. Der Emitter des Transistors 278 ist über den
Widerstand 280 mit dem negativen Versorgungsspannungslei
ter 42 verbunden. Da die Emitterfläche des Transistors
278 und die Größe des Widerstands 280 identisch mit der
Emitterfläche des Transistors 198 bzw. der Größe des Wi
derstands 202 sind, ist der durch den Transistor 278 ge
leitete Strom identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges
182 und in ähnlicher Weise unempfindlich gegen
Änderungen der Temperatur oder der negativen Versorgungs
spannung. Der Kollektor des Transistors 278 ist mit dem
Emitter des Transistors 282 verbunden. Der Basisanschluß
des Transistors 282 ist mit der Spannungsversorgungs
schiene 178 verbunden, während der Kollektoranschluß mit
dem Knotenpunkt 284 verbunden ist.
Der Knotenpunkt 284 dient als Eingang für einen Differen
tialverstärker, der allgemein mit 285 bezeichnet wird
und die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 um
faßt. Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Basisanschluß des
Transistors 288 verbunden. Der als Diode geschaltete
Transistor 289 ist an seinem Emitteranschluß mit dem Knotenpunkt
284 verbunden und seine Basis und sein Kollek
tor sind gemeinsam mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbun
den. Der Transistor 289 dient als Klemme zur Verhinderung
eines signifikanten Abfalls der Spannung am Knotenpunkt
284 unter das Erdpotential. Die gemeinsamen Emitteran
schlüsse der Transistoren 286 und 288 sind mit dem Kol
lektor des Transistors 290 verbunden. Der Transistor
290 ist an seinem Basisanschluß gemeinsam mit dem Basis
anschluß des Transistors 262 mit der Spannungsreferenz
schiene 178 verbunden. Sein Emitteranschluß ist gemein
sam mit dem Emitteranschluß des Transistors 262 mit dem
Kollektoranschluß des Transistors 292 verbunden. Der Ba
sisanschluß des Transistors 292 ist mit dem Knotenpunkt
196 im Slave-Zweig 182 verbunden und der Emitteranschluß
ist über den Widerstand 294 mit dem negativen Spannungs
versorgungsleiter 42 verbunden. Somit wird der von der
Temperatur und der Spannung unabhängige Strom innerhalb
des Slave-Zweigs 182 durch den Transistor 292 und den
Widerstand 294 gespiegelt. Die Emitterflächen der Transistoren
290 und 262 werden im Verhältnis 3,5 : 1 abge
stuft, und zwar zum Zwecke der Aufspaltung des Stroms des
Kollektors des Transistors 292 auf die Emitter-gekoppelten
Transistoren 286 und 288 des Differentialverstärkers
258 und den als Diode geschalteten Transistor 258 der
Schaltung 252 zur Einstellung der Verstärkung.
Wie zuvor erwähnt, dient der Knotenpunkt 284 als erster
Eingang des Differentialverstärkers 285. Der Basisan
schluß des Transistors 286 dient als zweiter Eingang des
Differentialverstärkers 285 und ist über einen Widerstand
296 mit der Anschlußfläche 150 verbunden, um den zwei
ten Eingang des Differentialverstärkers 285 mit Erdpoten
tial vorzuspannen. Der Widerstand 296 ist mit der An
schlußfläche 150 anstelle der Anschlußfläche 58 verbun
den, um vorübergehende Spannungsspitzen auf der Anschluß
fläche 58 aufgrund der Umschaltung der wichtigsten Bit
schalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zu ver
meiden. Der Kollektor des Transistors 286 ist mit dem Ba
sisanschluß des PNP-Transistors 298 verbunden sowie mit
dem Basisanschluß des Transistors 300 und dem Kollektor
anschluß des PNP-Transistors 302. Der Kollektoranschluß
des Transistors 288 ist mit dem Kollektoranschluß des
Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des
Transistors 304. Ein durch den Kondensator 306 und den
Widerstand 308 gebildete Frequenzkompensationsnetzwerk
liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 288 und dem
gemeinsamen Leiter 148 und dient der Verhinderung von
Oszillationen innerhalb des Differentialverstärkers. Der
Basisanschluß des Transistors 302 ist gemeinsam mit der
Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten PNP-
Transistors 310 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß
des Transistors 298. Die Emitteranschlüsse der Transistoren
302 und 310 sind über ähnlich bemessene Widerstände
312 bzw. 314 mit der Leitung 316 verbunden. Der Wider
stand 318 verbindet die Leitung 316 mit dem positiven
Versorgungsspannungsanschluß 320 (+V CC ). Dieser erhält
vorzugsweise eine Versorgungsspannung von +15 V. Ein zu
sätzlicher Anschluß 322 (AMP V SUP ) ist entfernt vom
+V CC -Anschluß 320 angeordnet und mit diesem verbunden zur
Erleichterung des Einbaus mit einer Drahtverbindung zu
einer externen Verstärkerschaltung zur Bereitstellung der
positiven Stromversorgungsspannung.
Innerhalb des Ausgangsteils des Differentialverstärkers
ist der Emitter des Transistors 300 mit dem Kollektor des
Transistors 304 verbunden. Der Emitter des Transistors
304 ist mit dem Basisanschluß des Ausgangstransistors
323 verbunden sowie über den Widerstand 324 mit dem Aus
gangsknotenpunkt 326. Der Emitteranschluß des Ausgangs
transistors 323 ist ferner mit dem Ausgangsknoten 326
verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 300
und 323 sind mit dem Leiter 316 verbunden.
Der mit einem Laser trimmbare Rückkopplungswiderstand 328
erstreckt sich zwischen dem ersten Eingangsknoten 284 und
dem Ausgangsknoten 326. Ferner ist mit dem Ausgangsknoten
punkt 326 eine Spannungsreferenzausgangsfläche 333
(V REF OUT ) verbunden. Der PNP-Transistor 298 ist im we
sentlichen identisch mit dem Transistor 302. Somit wird
der Beitrag zum Stromfluß durch den Emitter des Transistors
298 aufgrund des Basisstroms des Transistors 302
in wirksamer Weise durch die Basis des Transistors 298
zum Kollektor des Transistors 286 umgeleitet, um die Be
lastungen der Transistoren 286 und 288 auszugleichen.
In ähnlicher Weise hat der Transistor 300 die Funktion,
eine Basisstromkomponente vom Kollektor des Transistors
302 zu ziehen, welche gleich ist der Basisstromkom
ponente, die durch den Transistor 304 vom Kollektor des
Transistors 298 gezogen wird, wodurch die Belastungen
der Transistoren 286 und 288 weiter ausgeglichen werden.
Demgemäß wird die Belastung der Kollektoren der Transistoren
286 und 288 im wesentlichen einander angeglichen,
um jegliche mit dem Differentialverstärker 285 verbundene
Abweichung auf ein Minimum zu bringen.
Der Differentialverstärker umfaßt ein Kurzschluß-Schutz
netzwerk, das durch die Transistoren 332, 334 und 336
gebildet ist. Der Emitter des PNP-Transistors 332 ist
mit dem positiven Spannungsversorgungsanschluß 320 ver
bunden und sein Basisanschluß ist mit der Leitung 316
verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 332 ist
mit dem Basis- und Kollektoranschluß des als Diode ge
schalteten Transistors 334 verbunden, dessen Emitter
wiederum mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist.
Die Emitter- und Basis-Anschlüsse des Transistors 336
sind gemeinsam mit den entsprechenden Anschlüssen des
Transistors 334 verbunden, während der Kollektoranschluß
mit dem Kollektor des Transistors 288 verbunden ist. Für
den Fall, daß der Kollektor des Ausgangstransistors 323
einen abnormal großen Strom zieht, so reicht der Spannungs
abfall über den Widerstand 318 aus, um den Transistor
332 mit einer Vorspannung in Durchlaßrichtung zu
beaufschlagen. Der durch den Transistor 332 geleitete
Strom wird durch den Transistor 334 geleitet und durch
den Transistor 336 gespiegelt. Der auf diese Weise zu
standegekommene Kollektorstrom des Transistors 336 ent
zieht dem Transistor 304 auf wirksame Weise jeglichen
Treiberstrom, so daß der Ausgangstransistor 323 während
dieses kurzen Zustands der Schaltung abgeschaltet wird.
Wie zuvor erwähnt, beträgt der Referenzstrom, der durch
den Transistor 282 gezogen wird, etwa 1 mA (Größenord
nung) und ist im wesentlichen unabhängig von der Temperatur
und der Versorgungsspannung. Etwaige kleine Änderun
gen innerhalb dieses 1-mA-Stroms, welche aufgrund von
Schwankungen bei der Bearbeitung oder hinsichtlich der
Temperatur oder hinsichtlich der Versorgungsspannung
oder dgl. auftreten können, folgen etwaigen ähnlichen
kleinen Änderungen im Analogausgangsstrom, der im I OUT -Anschluß
62 summiert wird. Der Rückkopplungswiderstand
328 wird während der Herstellung mit einem Laser getrimmt.
Auf diese Weise erhält man eine positive Ausgangsrefe
renzspannung von 6,3 V im Anschluß 330. Diese Ausgangs
referenzspannung ist in ähnlicher Weise unempfindlich
gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannung.
Die Referenzausgangsspannung von +6,3 V ist, wie weiter
unten näher erläutert wird, brauchbar innerhalb eines
Schemas zur Umwandlung der bipolaren Abweichungsspannung.
Ferner ist die Referenzausgangsspannung von +6,3 V brauchbar
innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zur Erzeugung
der Spannung auf der sub-geregelten Spannungsversorgungs
schiene 24, der Spannung auf der sub-geregelten oder ab
hängig geregelten Vorspannungsleitung 38 und der Spannung
auf der Schwellenspannungsleitung 54. Der Ausgangsknoten
punkt 326 ist mit einem Ende des Widerstands 338 verbun
den, dessen anderes Ende am Knotenpunkt 339 mit einem Ende
des Widerstands 340 verbunden ist sowie mit der Basis
des Transistors 342. Das Ende des Widerstands 340, das vom
Knotenpunkt 339 abgewandt ist, ist am Knotenpunkt 343 mit
einem Ende des Widerstands 344 und mit dem Basisanschluß
des Transistors 346 verbunden. Das Ende des Widerstands
344, das vom Knotenpunkt 343 abgewandt ist, ist mit der
Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten Transistors
348 verbunden. Der Emitter des Transistors 348 ist
mit der Basis und dem Kollektoranschluß des als Diode ge
schalteten Transistors 350 verbunden. Der Emitter des
Transistors 350 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden so
wie mit dem Emitteranschluß des PNP-Transistors 352. Der
Basisanschluß des Transistors 352 ist mit dem Leiter 354
der Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad) verbunden. So
mit wird der Knotenpunkt 274 über dem Erdpotential gehal
ten, und zwar auf nur einer Basis-Emitter-Übergangsspan
nung.
Der Kollektor des Transistors 352 ist mit der Basis und
dem Kollektor des Transistors 354 verbunden. Der Emitter
anschluß des Transistors 354 ist über einen Widerstand
356 mit der negativen Spannungsversorgungsleitung 42 ver
bunden. Der vom Kollektor des Transistors 352 geleitete
Strom wird ebenfalls durch den Transistor 354 geleitet
und durch den Widerstand 356 zur Beaufschlagung des sub
geregelten Vorspannungsleiters 38 mit einer Vorspannung.
Im folgenden wird wiederum auf das Widerstandsteilernetz
werk Bezug genommen. Der Emitter des Transistors 342 ist
mit dem Basisanschluß des Transistors 358 verbunden. Die
Kollektoranschlüsse der Transistoren 342, 346 und 358 sind
jeweils mit einem positiven Spannungsversorgungsanschluß
360 (V LOGIC ) verbunden. Dieser empfängt typischerweise ei
ne Stromversorgungsspannung von +5 V. Die positive Span
nungsversorgungsanschlußfläche 320 führt der Differential
verstärkerschaltung eine positive Spannung zu. Diese Dif
ferentialverstärkerschaltung wird dazu verwendet, die Re
ferenzausgangsspannung zu erzeugen. Die mit V LOGIC bezeich
nete Anschlußfläche 360 stellt den Strom bereit, der in
nerhalb des Eingangsnetzwerks einer jeden der Zwölf-Bit
schalter benötigt wird. Zwischen der Basis und dem Emitter
des Transistors 358 liegt ein relativ hoch bemessener
Einschnürungswiderstand oder Pinchwiderstand 362 zur Auf
rechterhaltung eines Vorspannungsstroms im Transistor
342. Wie der Fachmann weiß, kann ein Pinchwiderstand 362
dadurch hergestellt werden, daß man zunächst eine langge
streckte Basisregion vom P-Typ innerhalb einer isolierten
Epitaxialregion der integrierten Schaltung eindiffundiert
und danach eine Emitterdiffusionszone vom N-Typ quer über
den zentralen Bereich der langgestreckten Basisdiffusions
zone eindiffundiert.
Der Emitter des Transistors 358 ist mit der sub-geregelten
Spannungsversorgungsschiene 24 verbunden zur Zufuhr
einer Spannung von etwa +2,5 V. Der durch das Spannungs
teilernetzwerk aus den Widerständen 338, 340 und 344
fließende Strom ergibt sich dadurch, daß von der Refe
renzausgangsspannung von +6,3 V die drei Basis-Emitter-
Übergangsspannungen der Transistoren 348, 350 und 352 ab
gezogen werden, worauf diese Differenz dividiert wird
durch die Summe der Widerstandswerte der Widerstände 338,
340 und 344. Die Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-
Übergangsspannungen der Transistoren 342 und 358 werden
partiell wettgemacht durch den Temperaturkoeffizienten
der Spannung, die am Knotenpunkt 339 entwickelt wird, und
zwar durch das Widerstandsspannungsteilernetzwerk, wobei
sich die Spannung an der sub-regulierten Spannungsver
sorgungsschiene 24 mit steigender Temperatur zu positi
veren Werten hin bewegt, und zwar mit einer Rate von etwa
0,8 mV/°C. Es wird nun angenommen, daß der Eingangsan
schluß 2 des wichtigsten Bits sich auf einem hohen Pegel
oder auf logisch "1" befindet. Unter dieser Bedingung
wird die Spannung, die an der Basis des Transistors 30
entwickelt wird, primär bestimmt durch die Spannung der
sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24. Der posi
tive Nachführkoeffizient der sub-regulierten Spannungs
versorgungsschiene 24 hilft bei der Steigerung der Größe
der Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen der
Emitter-gekoppelten Bitschalt-Transistoren 30 und 44.
Größere Spannungsdifferenzen werden bei höheren Tempera
turen benötigt, um zu verhindern, daß sich die Emitter-
gekoppelten Bitschalter-Transistoren in dem Bitschaltstrom
teilen.
Der Emitter des Transistors 346 ist mit dem ersten Emitter
366 eines Doppelemittertransistors 368 verbunden. Der
Basisanschluß des Transistors 368 ist mit dem Kollektor
eines Transistors 370 verbunden. Der Basisanschluß des
selben ist mit dem sub-regulierten Vorspannleiter 38 ver
bunden. Der Emitter des Transistors 370 ist über einen
Widerstand 372 mit dem negativen Versorgungsspannungslei
ter 42 verbunden. Wie im Falle des Emitters 28 des Transistors
30 des signifikantesten Bitschalters wird der Emitter
366 des Transistors 368 in der Zenerdurchbruchsbe
triebsweise betrieben, und zwar für die Pegelverschiebung
der Spannung, die am Emitter des Transistors 346 gebildet
wird. Der Transistor 370 sorgt für die Aufrechterhaltung
eines Vorspannstroms innerhalb der gebildeten Zenerdiode.
Der Kollektoranschluß des Transistors 368 ist mit einem
Abfalleiter 56 verbunden. Der zweite Emitteranschluß 374
des Transistors 368 ist mit dem Schwellenspannungsleiter
54 und mit dem Kollektor eines Transistors 376 verbunden.
Der Basisanschluß des Transistors 376 ist mit der sub-re
gulierten Vorspannspannungsleitung 38 verbunden. Der Emitter
des Transistors 376 ist über einen Widerstand 378 mit
der Leitung 42 für die negative Versorgungsspannung ver
bunden. Der Transistor 376 sorgt für die Aufrechterhal
tung eines Vorspannstroms, der im Emitter 374 des Transi
stors 368 fließt.
Die Widerstände 338, 340 und 344 innerhalb des mit Wider
ständen bestückten Spannungsteilers sind derart ausge
wählt, daß die am Schwellenspannungsleiter 54 erzeugte
Spannung einen Wert hat, der im wesentlichen gleich +1,4 V
minus dem Spannungsabfall der durch den Emitter 366 des
Transistors 368 gebildeten Zenerdiode ist. Darüber hin
aus sorgt der Temperaturkoeffizient der Spannung an der
Basis des Transistors 346 in wirksamer Weise für eine
Auslöschung der Änderungen der Basis-Emitter-Übergangs
spannungen über den Transistor 346 und den Emitter 374
des Transistors 368. Daher ist der Temperaturkoeffizient
der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54 im wesentli
chen gleich dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode,
die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet
ist. Wenn somit der Eingangsanschluß 2, der dem signifi
kantesten Bit zugeordnet ist, konstant auf +1,4 V gehalten
wird, so bleiben die Spannungen an den Basisanschlüs
sen der Transistoren 30 und 44 einander etwa gleich,
trotz Änderungen der Temperatur, da Änderungen hinsicht
lich der Spannung über die Zenerdiode, welche durch den
Emitter 28 des Transistors 30 gebildet wird, den Änderungen
der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transistors
368 gebildet wird, angeglichen sind. Bei der be
vorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Wider
stände 338, 340, 344 und 356 die Werte 9,60 K, 4,67 K,
3,90 K bzw. 857 Ohm.
Eine Vielzahl von Widerständen und Kondensatoren ist eben
falls innerhalb der integrierten Schaltung ausgebildet.
Sie erleichtern die polare Verschiebung des analogen
Ausgangsstroms des Digital-Analog-Wandlers. Ferner dienen
sie zur Erleichterung der Umwandlung eines solchen analogen
Ausgangsstroms in eine Ausgangsspannung. Der Wider
stand 380 ist ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand,
der sich zwischen den Anschlußflächen 382 und 384 er
streckt und eine nominelle Größe von 6,3 kOhm aufweist.
Der Kondensator 386 erstreckt sich zwischen der mit I OUT
bezeichneten Anschlußfläche 62 und der Anschlußfläche 388.
Ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand 390 erstreckt
sich zwischen der Anschlußfläche 388 und der Anschluß
fläche 392 und hat einen Nominalwert von 2 kOhm. Der mit
einem Laser trimmbare Widerstand 394 erstreckt sich zwi
schen der Anschlußfläche 392 und der Anschlußfläche 396
und hat einen Nominalwert von 3 kOhm. Die mit einem Laser
trimmbaren Widerstände 398 und 400 erstrecken sich zwi
schen einer Anschlußfläche 396 und der Anschlußfläche 62,
die mit I OUT bezeichnet ist. Jeder dieser Widerstände
hat einen Nominalwert von 10 kOhm. Zusätzlich ist ein
Kondensator 402 zwischen der Anschlußfläche 396 und der
mit I OUT bezeichneten Anschlußfläche 62 vorgesehen.
Im folgenden soll die Entwicklung des bipolaren Verschie
bungsstroms und der analogen Ausgangsspannung unter Be
zugnahme auf Fig. 3 näher erläutert werden. Der Diffe
rentialverstärker 285 ist in Fig. 3 schematisch darge
stellt. Er umfaßt, wie oben erläutert, einen ersten Ein
gang, der mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist, sowie
einen zweiten Eingang, der mit Erdpotential verbunden
ist, und zwar über die Anschlußfläche 150 (Ladder Common
pad). Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Referenzausgangs
zweig 276 der offenen Spannungsreferenzschaltung verbun
den, und zwar zum Leiten eines Referenzstroms I₁, mit
einer Größe von etwa 1 mA. Der Ausgang des Differential
verstärkers 285 ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 ver
bunden. Ein Rückkopplungswiderstand 328 (R F ) mit
6,3 kOhm liegt zwischen den Knotenpunkten 284 und 326.
Eine konstante Spannung von +6,3 V besteht am Ausgangs
knotenpunkt 326, der wiederum mit der Spannungsreferenz
ausgangsfläche 330 verbunden ist.
Ein Ende des Widerstands 380 (R BPO ) mit 6,3 kOhm ist mit
der Referenzausgangsspannungsfläche 330 mit +6,3 V ver
bunden. Das andere Ende des Widerstands 380 ist mit dem
Knotenpunkt 404 verbunden. Der Knotenpunkt 404 symboli
siert eine gemeinsame Verbindung, ob diese nun intern
innerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers
ausgeführt ist oder extern. Die Verbindung be
steht zwischen dem Widerstand 380 und der Anschlußfläche
62, die mit I OUT bezeichnet ist. Der Knotenpunkt 404 ist
ferner mit einem ersten Eingang eines Operationsverstärkers
406 gekoppelt, welcher extern zur integrierten
Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet ist.
Ein zweiter Eingang 408 des Operationsverstärkers 406 ist
mit Erdpotential verbunden, und zwar durch Verbindung des
selben über einen Draht mit der Anschlußfläche 152, die
mit AMP+IN bezeichnet ist (Fig. 1B). Der Ausgang des
Operationsverstärkers 406 ist mit dem Knotenpunkt 410
verbunden und mit dem Spannungsausgangsanschluß 412. Der
Ausgangswiderstand 414 (R OUT ) liegt zwischen dem Aus
gangsknotenpunkt 410 und dem Eingangsknotenpunkt 404. Der
Widerstand 414 mag den 5 kOhm-Widerstand umfassen, der
sich zwischen der Anschlußfläche 396 und der mit I OUT
bezeichneten Anschlußfläche 62 erstreckt. In diesem Fall
ist die Anschlußfläche 396 mit dem Knotenpunkt 410 ver
bunden. Alternativ kann der Widerstand 414 eine Reihen
schaltung der Widerstände 398 und 400 mit den Widerstän
den 390 und 394 umfassen. In diesem Fall ist die An
schlußfläche 388 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. In
ähnlicher Weise können andere Kombinationen von Wider
ständen 390, 394, 398 und 400 als Ausgangswiderstand
414 verwendet werden, und zwar durch zweckentsprechende
Verbindung der Anschlußflächen 388, 392 und 396 mit der
Anschlußfläche 62, die mit I OUT bezeichnet ist, und dem
Knotenpunkt 410. Die Widerstände 380, 3908, 394, 398 und
400 können innerhalb der integrierten Schaltung des
Digital-Analog-Wandlers ausgebildet sein. Diese Wider
stände können mit einem Laser getrimmt werden. Sie haben
Temperaturkoeffizienten, welche angepaßt sind den Tempe
raturkoeffizienten der Widerstände innerhalb der in
tegrierten Schaltung, die sowohl die Referenzausgangs
spannung V REF OUT als auch den Analogausgangsstrom be
stimmen. Die Kondensatoren 386 und 402 helfen bei der
Verringerung der Einspielzeit des externen Operations
verstärkers 406. Durch Änderung der Größe des R OUT -
Widerstands 414 kann entsprechend die Größe der am V OUT -
Anschluß 412 erzeugten, vollen Analogspannung variiert
werden.
Im folgenden wird weiterhin auf Fig. 3 Bezug genommen.
Die Operationsverstärker 406 hält den Knoten 404 auf
nahezu Erdpotential. Somit liegen 6,3 V über den R BPO -
Widerstand 380, und dieser führt einen Strom von 1 mA
zum Knotenpunkt 404. Bei der bevorzugten Ausführungs
form der Erfindung beträgt der volle Analogausgangsstrom
2 mA. 1 mA wird dabei vom wichtigsten Bitschalter bei
getragen. Der Strom, der durch den R OUT -Widerstand I OUT
minus dem bipolaren Verschiebungsstrom, der im R BPO -
Widerstand 380 fließt. Es wird nun angenommen, daß der
Wert des R OUT -Widerstands 414 3 kOhm beträgt. Unter
dieser Annahme liegt die Spannung am V OUT -Anschluß 412
im Bereich von -5,0 V und +5,0 V, je nach dem Status
der Bits im Eingangsdigitalwort.
Fig. 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der als
offene Schleife vorliegenden Spannungsreferenzschaltung,
die sich für die Anwendung in dem Digital-Analog-Wandler
gemäß Fig. 1A bis 1C eignet. Die Komponenten in Fig. 4,
welche denjenigen der zuvor beschriebenen Ausführungs
formen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 entsprechen, tragen
die entsprechenden Bezugszeichen, welche jedoch doppelt
gestrichen sind. In Fig. 4 entsprechen die Transistoren
46′′ und 62′′ dem Stromquellentransistor und einem der
Schalttransistoren innerhalb des signifikantesten Bit
schalters. Der Kollektor des Transistors 62′′ trägt den
Strom I₀ zum Gesamtanalogausgangsstrom bei. Die Transi
storen 278′′ und 282′′ entsprechen dem zuvor beschriebenen
Referenzausgangszweig. Die Basis des Transistors 278′′
ist jedoch mit dem Spannungsreferenzleiter 48′′ gekoppelt
anstelle der Kopplung mit dem Slave-Zweig, wie dies in
der Schaltung der Fig. 2 verwirklicht ist. Um ferner zu
gewährleisten, daß die Ströme I REF und I₀ einander nach
folgen, kann der Basisanschluß des Transistors 282′′
durch den Schwellenspannungsleiter 54′′ vorgespannt sein.
Wie zuvor erläutert, umfaßt die Referenzschaltung mit of
fener Schleife einen Referenzzweig. Dieser umfaßt eine
V BE -Multiplizierschaltung (Transistor 164′′ und Widerstän
de 166′′ und 168′′) sowie eine Zenerdiode 162′′. Im Gegen
satz zur Zenerdiode 162 der Fig. 1B sind jedoch der erste
und zweite Anschluß, die die Basisdiffusionszone vom P-Typ
der Zenerdiode 162′′ kontaktieren, nicht gemeinsam ge
koppelt. Statt dessen ist einer dieser Anschlüsse mit dem
Kollektor des Transistors 404 gekoppelt, der andere An
schluß ist in der Basis des Transistors 406 gekoppelt.
Der Emitter des Transistors 406 ist mit der Basis des
Transistors 404 gekoppelt und mit dem Kollektor des
Transistors 408. Die Emitteranschlüsse der Transistoren
404 sind jeweils mit dem negativen Spannungsver
sorgungsanschluß 43′′ gekoppelt.
Wie zuvor erläutert, ist die Spannung der Referenzschie
ne 178′′ gleich einer kompensierten Komponente V COMP +
drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen. V COMP ist die
Summe der Spannungen über die Zenerdiode 162′′ und den
Widerstand 168′′. Die drei Basis-Emitter-Übergangsspannun
gen, welche zu V COMP addiert werden, fallen über die Ba
sis-Emitter-Übergänge der Transistoren 164′′, 406 und 404
ab. Der größte Anteil des Zenerdiodenstroms wird durch
den Kollektor des Transistors 404 geleitet, während nur
ein kleiner Vorspannstrom durch die Basis des Transistors 406
geleitet wird. Somit beeinträchtigt eine etwaige
Komponente der Spannung über die Zenerdiode 162′′ auf
grund der Spannungsabfälle über die Widerstände, die mit
dem Kontakt der Zenerdiode 162′′ verbunden sind, welche
den größten Anteil des Zenerdiodenstroms führt, keines
wegs die Spannung, welche am Basisanschluß des Transistors
406 erfaßt wird. Der Fachmann erkennt, daß es sich
bei dieser Verbindung der Zenerdiode 162′′ um eine Klevin-
Erfassungsmethode handelt. Der Kollektor des Transistors
408 führt einen im wesentlichen konstanten Vorspann
strom zum Transistor 406. Dieser Strom wird vom Kollektor
des Transistors 406 geführt und auf die abgestuften
Transistoren 262′′ und 290′′ in zuvor beschriebener Weise
aufgespalten.
Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife ge
mäß Fig. 4 umfaßt ferner einen Slave-Zweig mit den Transistoren
184′′ und 192′′, den Dioden 188′′ und 198′′ und den
Widerständen 194′′ und 202′′. Die relativen Positionen
der Diode 198′′ und des Widerstands 202′′ sind im Vergleich
zu Fig. 2 umgekehrt, um auf diese Weise eine Stromspiegel
verbindung zwischen der Diode 198′′ und dem Widerstand
408 zu schaffen.
Der Transistor 192′′ dient wiederum dazu, um etwaige durch
den Early-Effekt induzierte Änderungen im Strom durch
den Kollektor des Transistors 184′′ und im Strom durch
den PNP-Stromspiegel zu kompensieren. Die Emitterfläche
des Transistors 192′′ ist gleich der Emitterfläche der
Diode 188′′, so daß etwa die Hälfte des Slave-Zweigstroms
durch den Transistor 184′′ zum PNP-Stromspiegel fließt,
der in Fig. 4 mit 204′′ bis 210′′ bezeichnet ist. Der PNP-
Stromspiegel ist derart bemessen, daß er als Stromquelle
für einen Ausgangsstrom dient, dessen Größe das Doppelte
des Stroms durch den Slave-Zweig beträgt. Der durch den
PNP-Spiegel hervorgebrachte Strom wird durch die Diode
410 zum Zenerdioden-Referenzzweig geleitet. Die Anode
der Diode 410 ist mit der Basis des Transistors 412 ge
koppelt, so daß dieser eine Vorspannung erhält, welche
um eine Basis-Emitter-Übergangsspannung über der Span
nungsreferenzschiene 178′′ liegt. Der Emitter des Transistors
412 mit den Kollektoren der Transistoren 234′′ und
240′′ verbunden, und zwar zur Verhinderung von Änderun
gen der Basis-Kollektor-Übergangsspannung eines solchen
Transistors aufgrund von Änderungen der negativen Ver
sorgungsspannung.
Wie im Falle der zuvor beschriebenen Spannungsreferenz
schaltung mit offener Schleife, umfaßt auch die Schaltung
gemäß Fig. 4 einen Spannungsteilerzweig mit den Transistoren
224′′ und 234′′ und den Widerständen 226′′ und 230′′.
In ähnlicher Weise umfaßt auch die Schaltung der Fig. 4
einen Emitterfolgerausgangszweig mit den Transistoren
240′′ und 246′′ und den Widerständen 248′′ und 250′′. Der
Strom innerhalb des Verteilerzweigs wird festgelegt
durch Verbindung des Basisanschlusses des Transistors
224′′ über den Widerstand 414 mit dem Knotenpunkt 196′′
innerhalb des Slave-Zweigs. Die Werte der Widerstände
248′′ und 414 werden derart ausgewählt, daß Änderungen
der Ströme I REF und I₀ ausgelöscht werden, welche anderen
falls aufgrund von Temperatur-induzierten Variationen
der Stromverstärkungen der Transistoren 278′′ und 282′′
bzw. der Transistoren 46′′ und 62′′ erscheinen würden.
Somit besteht der primäre Unterschied zwischen der Span
nungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig. 4
und derjenigen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 darin, daß
die Zenerdiodenspannung einer Kelvin-Erfassung unter
liegt und daß der I REF -Stromzweig durch den gleichen
Spannungsreferenzleiter 48′′ getrieben wird, welcher auch
zum Treiben der Stromquellen der Bitschalter dient. Der
I REF -Strom ist nicht von den vorübergehenden Spannungs
spitzen auf dem Spannungsreferenzleiter 48′′ isoliert,
und zwar wie bei der zuvor beschriebenen Referenzschal
tung mit offener Schleife. Dennoch führt die Schaltung
der Fig. 4 zu einer ausgezeichneten Anpassung zwischen
dem bipolaren Verschiebungsstrom (welcher über I REF er
zeugt wird) und dem Analogausgangsstrom, der vom I OUT -
Anschluß zur Digital-Analog-Wandlerschaltung geleitet
wird.
Claims (15)
1. Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch,
- (a) eine Spannungsregeleinrichtung zur Erzeugung einer Referenzspannung (48)
- (b) eine Stromquelleneinrichtung (46, 50, 52), die auf die Referenz spannung anspricht und einen Bitschalterstrom erzeugt;
- (c) eine Ein-Takt-Eingangseinrichtung (16, 26) zum Empfang eines
ersten Logiksignals an einem Eingangsanschluß (2) und zur Durch
führung einer Pegelübersetzung des ersten Logiksignals unter
Erzeugung eines zweiten Logiksignals an einem Ausgangsanschluß,
wobei die Ein-Takt-Eingangseinrichtung folgendes umfaßt:
- (i) einen Eingangstransistor (16) mit ersten und zweiten Anschlüssen, von denen der erste mit dem Eingangs anschluß verbunden ist;
- (ii) einen Emitter-Folger-Transistor (26) mit einer Basis und einem Emitter, wobei die Basis mit dem zweiten Anschluß des Eingangstransistors verbunden ist;
- (iii) eine Pegelverschiebe-Einrichtung (30, 28) zwischen dem Emitter-Folger-Transistor und dem Ausgangsanschluß zur Pegelverschiebung einer Spannung am Emitter des Emitter-Folger-Transistors zur Bereitstellung des zweiten Logiksignals am Ausgangsanschluß, und
- (iv) einen Ladungspumpen-Kondensator (20) zwischen dem Eingangsanschluß (2) und der Basis des Emitter- Folger-Transistors (26) zur kapazitiven Kopplung von Änderungen der Spannung am Eingangsanschluß auf die Basis des Emitter-Folger-Transistors; und
- (d) eine Stromsteuereinrichtung (30, 44), die auf das zweite Logik signal anspricht zur selektiven Steuerung des Bitschalterstroms über einen ersten Leiter (56), wenn sich das erste Logiksignal auf einem ersten Pegel befindet, oder über einen zweiten Leiter (60 bzw. 56), wenn sich das erste Logiksignal auf einem zweiten Pegel befindet, wobei der erste oder zweite Leiter ein Ausgangsstromleiter (60) des Digital-Analog-Wandlers ist und wobei die Stromsteuereinrichtung drei Anschlüsse umfaßt, deren erster (bei 28) mit dem Ausgangsanschluß der Ein-Takt-Eingangseinrichtung verbunden ist zum Empfang des zweiten Logiksignals, deren zweiter (Basis von 66) mit einem Schwellen spannungsleiter (54) zum Empfang einer im wesentlichen fixierten Schwellenspannung verbunden ist und deren dritter mit der Stromquelleneinrichtung (40, 50, 52) zur Leitung des Bitschalterstroms verbunden ist.
2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Spannungsregeleinrichtung als offene
Regelschleife ausgebildet ist, wobei die Referenzspannung (an 48) als
Komponente eine Zenerdurchbruchspannung in Sperrichtung eines
PN-Halbleiterübergangs umfaßt, wobei die Spannungsregelein
richtung im wesentlichen unempfindlich ist gegenüber hochfre
quenten Stoßsignalen, mit denen die Referenzspannung durch die
Ein-Takt-Eingangs
einrichtung (16, 26), die Stromsteuereinrichtung (30, 44) und die Strom
quelleneinrichtung (46, 50, 52) beaufschlagt wird, und zwar anspre
chend auf rasche Übergänge des ersten Logiksignals zwischen
den ersten und zweiten Pegeln.
3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Stromsteuereinrichtung (30, 44) einen er
sten Transistor (44) mit einem Emitter, einer Basis und einem
Kollektor umfaßt sowie einen zweiten Transistor (30) mit min
destens einem ersten Emitter (32), einer Basis und einem Kol
lektor, wobei der Emitter des ersten Transistors (44) und der
erste Emitter (32) des zweiten Transistors (30) gemeinsam mit dem
dritten Anschluß für die Leitung des Bitschalterstroms
verbunden sind und wobei die Kollektoren des ersten und
zweiten Transistors mit dem ersten bzw. zweiten Leiter (60 bzw. 56)
verbunden sind, und wobei die Basis des ersten Transistors (44)
mit dem zweiten Anschluß zum Empfang der Schwellenspan
nung (an 54) verbunden ist, und wobei die Basis des zweiten Transistors (30)
mit dem ersten Anschluß zum Empfang des zweiten
Logiksignals verbunden ist.
4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der Emitter-Folgertransistor (26) der Ein-Takt-Eingangseinrichtung (16, 26)
emitterseitig mit der
Basis des zweiten Transistors (30) der Stromsteuereinrichtung (30, 44)
verbunden ist.
5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor (16) der Ein-Takt-Eingangseinrichtung
eine Basis und
einen Emitter umfaßt, wobei die Basis des Eingangstransistors (16)
mit dem Eingangsanschluß (2) verbunden ist und wobei der
Emitter des Eingangstransistors (16) mit der Basis des Emitter-Folger
transistors (26) verbunden ist.
6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor ein Lateral-
PNP-Transistor ist.
7. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung (16, 26)
zwischen dem Emitter des Eingangstransistors (16) und einem
geregelten Spannungsleiter (24) vorgesehenes Widerstandsele
ment (22) umfaßt.
8. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, daß der geregelte Span
nungsleiter (24) eine Spannung führt, die den Eingangstransistor (16)
leitend macht, wenn das Logiksignal sich auf einem der
Pegel befindet, und welche den Eingangstransistor (16) im we
sentlichen nichtleitend macht, wenn das Logiksignal sich
auf dem anderen der beiden Pegel befindet.
9. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (30) der Stromsteu
ereinrichtung (30, 44) einen zweiten Emitter (28) aufweist, welcher mit
dem Emitter des Emitter-Folgertransistors (26) verbunden ist, wobei
die Basis und der zweite Emitter (28) des zweiten Transistors (30)
mit der Ein-Takt-Eingangseinrichtung (16, 26) verbunden sind und
wobei der PN-Übergang zwischen der Basis und dem zweiten
Emitter (28) des zweiten Transistors (30) im Zenerdurchbruchbetrieb
verwendet wird.
10. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung (16, 26) eine
Vorspanneinrichtung (36, 40) umfaßt, die zwischen der Basis des
zweiten Transistors (30) der Stromsteuereinrichtung und einem
Spannungsversorgungsleiter (42) liegt zur Aufrechterhaltung eines
Vorspannstroms durch den Übergang zwischen der Basis
und dem zweiten Emitter (28) des zweiten Transistors (30) und durch
den Emitter-Folgertransistor.
11. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, dadurch
gekennzeichnet, daß die Stromquelleneinrichtung (46, 50, 52) einen
Stromquellentransistor und einen Widerstand (50, 52) umfaßt, wobei
der Stromquellentransistor (46) einen Emitter aufweist, der
über den Widerstand (50, 52) mit dem Spannungsversorgungsleiter (42)
verbunden ist, sowie eine Basis, welche (an 48) mit der Spannungs
regeleinrichtung mit offener Schleife verbunden ist und
auf die Referenzspannung (an 48) anspricht, wobei der Stromquel
lentransistor (46) einen Kollektor aufweist, der mit den ge
meinsam verbundenen Emittern des ersten (44) und zweiten (30)
Transistors der Stromsteuereinrichtung verbunden ist zur
Zufuhr des Bitschalterstroms zu diesen Transistoren.
12. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, gekenn
zeichnet durch eine Schwelleneinrichtung zur Bereitstel
lung der Schwellenspannung des Schwellenspannungsleiters (54),
wobei diese Schwelleneinrichtung ein Pegelverschiebenetz
werk aufweist, das einen im Zenerdurchbruchbetrieb ver
wendeten PN-Übergang enthält, so daß die Schwellenspan
nung Änderungen des zweiten Logiksignals innerhalb der
Ein-Takt-Eingangseinrichtung nachläuft, welche durch die
Bearbeitung und die Temperatur induziert wird.
13. Digital-Analog-Wandler nach einen der Ansprüche 1 bis 4 dadurch
gekennzeichnet, daß
- (a) eine parasitäre Kapazität sich von der Basis des Emitter-Folgertransistors (26), vom Emitter des Emitter-Folgertransistors (26), von der Basis des zweiten Transistors (30) und vom ersten Emitter (32) des zweiten Transistors (30) zur Wechselspannungserde erstreckt; und daß
- (b) der Ladungspumpen-Kondensator (20) eine ausreichende Größe hat zur Speicherung einer mehr als ausreichenden Ladung für das Ladungspumpen der vorgenannten parasitären Kapazität durch Änderung der Spannung des Eingangs anschlusses (2), so daß Spannungsstöße am Eingangsanschluß rasch zur Stromsteuereinrichtung (30, 44) durchgekoppelt werden und die Beruhigungszeit des Digital-Analog-Wandlers ver ringert wird.
14. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Pegelverschiebeeinrichtung einen
PN-Übergang umfaßt, der im Zenerdurchbruchbetrieb arbei
tet, wobei eine Pegelverschiebung der Spannung am Emitter
des Emitter-Folgertransistors durch die Zenersperrspannung
erfolgt.
15. Digital-Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
der zweite Anschluß des Eingangstransistors (16)
mit dem ersten Anschluß der Stromsteuereinrichtung (30, 44) verbun
den ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/250,868 US4423409A (en) | 1981-04-03 | 1981-04-03 | Digital-to-analog converter having single-ended input interface circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3212394A1 DE3212394A1 (de) | 1983-02-10 |
DE3212394C2 true DE3212394C2 (de) | 1990-12-06 |
Family
ID=22949480
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19823212394 Granted DE3212394A1 (de) | 1981-04-03 | 1982-04-02 | Digital-analog-wandlerschaltung |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4423409A (de) |
JP (1) | JPS57193120A (de) |
DE (1) | DE3212394A1 (de) |
FR (1) | FR2503489B1 (de) |
GB (1) | GB2099647B (de) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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-
1981
- 1981-04-03 US US06/250,868 patent/US4423409A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-04-02 DE DE19823212394 patent/DE3212394A1/de active Granted
- 1982-04-02 GB GB8209787A patent/GB2099647B/en not_active Expired
- 1982-04-02 JP JP57055219A patent/JPS57193120A/ja active Pending
- 1982-04-05 FR FR828205915A patent/FR2503489B1/fr not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4423409A (en) | 1983-12-27 |
GB2099647A (en) | 1982-12-08 |
GB2099647B (en) | 1985-07-03 |
DE3212394A1 (de) | 1983-02-10 |
JPS57193120A (en) | 1982-11-27 |
FR2503489A1 (fr) | 1982-10-08 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8127 | New person/name/address of the applicant |
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|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |