DE3131956C2 - Schaltstufe - Google Patents
SchaltstufeInfo
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
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Abstract
Eine Schaltstufe zur Umsetzung eines RZ-Signals in ein NRZ-Signal soll mit niedrigem Schaltpegel und hoher Verarbeitungsgeschwindigkeit arbeiten. Es sind hierfür zwei im Gegentaktbetrieb arbeitende Differenzverstärker (2, 3) vorgesehen. Über ein Taktsignal verlängert der erste Differenzverstärker (2) eine "1" des RZ-Signals. Der zweite Differenzverstärker (3) ist vom Datensignal gesteuert und sperrt bei einer "0" des RZ-Signals den ersten Differenzverstärker (2).
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltstufe zur Umsetzung eines digitalen RZ-Dateneingangssignals in ein digitales
N RZ-Datenausgangssignal, wobei beide Signale durch ein Taktsignal synchronisiert sind.
Bei einem RZ (return to zero)-Datensignal geht der Impuls, also das »1«-Signal, innerhalb der gegebenen
Bitdauer auf Null zurück. Damit ist das »1 «-Signal kürzer, als es an sich aufgrund der vorgegebenen
Bitdauer möglich wäre. Typischerweise beträgt die Dauer des »1«-Signals 50% der Bitdauer.
Bei einem NRZ (non return to zero)-Datensignal ist die Dauer des »1 «-Signals gleich der Bitdauer.
In Datenübertragungsanlagen, beispielsweise in Leitungsendgeräten von PCM-Anlagen, ist das Taktsignal
über zahlreiche Gatter zu führen. Hierdurch treten schwankende Zeitverschiebungen zwischen den Taktimpulsen
und dem Datensignal auf. Die Zeitverschiebungen können bei RZ-Datensignalen dazu führen, daß eine
»1« des Datensignals nicht mit einer Taktflanke zusammentrifft und dadurch verloren geht. Um dies zu
vermeiden erfolgt in der Schaltstufe die RZ-NRZ-Umsetzung. Da die »1« eines N RZ-Datensignals länger ist
als die eines RZ-Datensignals können größere Zeitverschiebungen zwischen dem Taktsignal und dem
Datensignal in Kauf genommen werden, ohne daß die Gefahr besteht, daß eine »1« des Datensignals nicht mit
einer Taktflanke zusammenfällt.
Für die Umsetzung ein D-Flip-Flop einzusetzen (vgl. DE-PS 24 53 628) ist ungünstig, da dieses einen
Schaltpegel von einigen Volt benötigt und vor allem bei einer hohen Verarbeitungsgeschwindigkeit eine hohe
Leistung verbraucht.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltstufe der eingangs genannten Art vorzuschlagen, die mit einem
niedrigen Schaltpegel und hoher Verarbeitungsgeschwindigkeit arbeitet.
Erfindungsgemäß ist obige Aufgabe dadurch gelöst, daß ein erster und ein zweiter Differenzverstärker
vorgesehen sind, die je zwei im Gegentaktbetrieb an Basis-Steuereingängen durchzuschaltende Kollektor-Emitterstrecken
und verbundene Emitter aufweisen, daß an einen Steuereingang des ersten Differenzverstärkers
ein Taktsignal gelegt ist, daß an dem ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers eine vom
RZ-Datensignal gesteuerte Vorstufe liegt, in der während einer »1« des RZ-Datensignals eine Stromoder
Spannungsänderung auftritt, die durch das Durchschalten der ersten Kollektor-Emitterstrecke des
ersten Differenzverstärkers infolge des Taktsignals zeitlich verlängert wird, daß die Kollektor-Emitterstrekken
des ersten Differenzverstärkers in Reihe zu einer ersten Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Differenzverstärkers
geschaltet sind, daß an den ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers ein Steuereingang des
zweiten Differenzverstärkers angekoppelt ist, der bei einer »0« des RZ-Datensignals den ersten Differenzverstärker
sperrt, und daß das N RZ-Datenausgangssignal am ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers
und/oder am zweiten Kollektor des zweiten Differenzverstärkers
abgegriffen ist
Bei dieser Schaltstufe ist eine »1« des RZ-Datensijnals
auf die Bitdauer verlängert, ohne daß eine »0« des RZ-Datensignals verfälscht ist Niedrige Pegel des
RZ-Datensignals sind sicher zu verarbeiten. Die Verstärkung des N RZ-Ausgangssignals ist einstellbar.
Ein hoher Grad von Übereinstimmung zwischen der tatsächlichen Dauer der »1« oder »0« des N RZ-Datensignals
und der Soll-Bitdauer bzw. der Taktperiode ist gegeben, da die tatsächliche Bitlänge vom Taktsignal
gesteuert ist
Gegenüber TTL-, STTL- oder ECL-Schaltungen ist der Leistungsverbrauch der Schaltstufe gering. Die
mögliche Verarbeitungsgeschwindigkeit ist hoch. Sie beträgt beispielsweise 34 M bit/s, kann jedoch auch
wesentlich höher liegen.
Der Schaltungsaufwand bei der erfindungsgemäßen Schaltstufe ist gering.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Zeichnungsbeschreibuiig und den
Unteransprüchen. In der Zeichnung zeigt
F i g. 1 eine Schaltstufe zur Umsetzung eines RZ-Signals
in ein NRZ-Signal,
Fig.2 Impulsdiagramm der Schaltung nach Fig. 1 und
F i g. 3 an der Schaltung auftretende Spannungspegel.
Es ist eine Vorstufe 1 vorgesehen, die einen Transistor TO, einen Kollektorwiderstand R 1 und einen Emitterwiderstand
R 2 aufweist. An der Basis des Transistors TO liegt ein RZ-Datensignal. In Fig.2a ist ein
beispielsweiser Verlauf eines RZ-Datensignals mit der Datenfolge »1«, »0«, »1«, »1«, »0« dargestellt. Die
Vorstufe 1 braucht kein zusätzlicher Schaltungsteil zu sein. Sie kann und wird in vielen Fällen ohnehin
vorhandener Bestandteil einer Schaltung sein, die das RZ-Datensignal überträgt bzw. verarbeitet, wobei das
Datensignal (vgl. F i g. 2a) das gezeichnete Phasenverhältnis zum Taktsignal (vgl. F i g. 2b) hat.
Die Schaltung weist einen ersten Differenzverstärker 2, einen zweiten Differenzverstärker 3 und einen
Spannungsteiler 4 auf. Der erste Differenzverstärker 2 arbeitet mit zwei Transistoren Ti und T2, deren
Emitter miteinander verbunden sind. Der Kollektor des ersten Transistors Ti ist an den Kollektor des
Transistors Γ0 angeschlossen und ist der Ausgang Λ der Schaltstufe. An der Basis des ersten_Transistors Ti
liegt das komplementäre Taktsignal T, das in seiner Form in Fig.2c dargestellt ist. Der Kollektor des
zweiten Transistors T2 liegt am positiven Potential der Versorgungsspannung. Seine Basis ist an das Taktsignal
7"(vgl. F i g. 2b) angeschlossen.
Der zweite Differenzverstärker 3 weist einen ersten Transistor Γ3 und einen zweiten Transistor T4 auf,
deren Emitter miteinander verbunden sind. Der Kollektor des ersten Transistors 7"3 liegt am gemeinsamen
Emitter der Transistoren Ti und T2. Seine Basis ist an dem Spannungsteiler 4, bestehend aus den
Widerständen R3, R4, und R5, zwischen dem
negativen und positiven Potential der Versorgungsspannung angeschlossen. Kondensatoren Cl und C2 legen
die Verbindungspunkte der Widerstände R 3 und R 4 bzw. R 4 und R 5 wechselstrommäßig an das negative
Potential der Versorgungsspannung. Die Basis des Transistors Γ3 liegt dabei zwischen den Widerständen
R 3 und R 4. Der Kollektor des Transistors T4 liegt über
einen Widerstand R 6 an dem positiven Potential der
Versorgungsspannung. Der Kollektor des Transistors T4 ist der Ausgang A der Schaltstufe.
Die Basis des Transistoi-s T4 ist einerseits über einen
Widerstand R 7 mit dem Spannungsteiler 4 zwischen den Widerständen R 4 und R 5 verbunden. Andererseits
ist sie über einen Kondensator C3 an den Kollektor des Transistors Π angeschlossen. Die Emitter der Transistoren
Γ3 und T4 liegen über einen Emitterwiderstand R 8 am negativen Potential der Versorgungsspannung.
Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltung ist folgende:
Die Taktperiode P ist gleich der Soll-Bitdauer B. Die
Dauer des »1«-Signals des RZ-Dateneingangsignals beträgt etwa die Hälfte der Periodendauer P (vgl.
F i g. 2a, 2b bzw. 2c).
Liegt an der Basis des Transistors TO die »1« des RZ-Datensignals an, leitet der Transistor TO und über
die Widerstände R 1 und R2 fließt ein Strom /1. Der hiermit verbundene Spannungsabfall am Widerstand
R1 hat zur Folge, daß über den Kondensator C3 das
Potential an der Basis des Transistors Γ4 so weit absinkt daß dieser sperrt Damit wird der Transistor T3
leitend, im Zeitpunkt Ti endet die »J« des RZ-SignaJs.
Gleichzeitig wird jedoch über das komplementäre Taktsignal Tder Transistor Ti leitend, so daß nun zwar
der Strom /1 nicht mehr über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors TO fließt. Hierfür fließt aber ein
Strom /2 über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl und die des leitenden Transistors T3
sowie über den Widerstand RS. Insbesondere die Widerstände R2 und RS sind dabei so dimensioniert,
daß der Strom /1 gleich dem Strom /2 ist Damit verbleibt das Potential am Kollektor des Transistors Tl
auch nach dem Zeitpunkt 11 auf dem vorherigen Wert (vgl. Fig.2d). Dieser Schaltzustand bleibt solange
erhalten, bis das komplementäre Taktsignal T den Transistor Tl sperrt, wodurch das Potential am
Kollektor des Transistors Tl steigt, so daß über den Kondensator CZ bzw. den Spannungsteiler 4 der
Transistor T4 leitend wird. Zwischen den Zeitpunkten iO und f 2 liegt also am Kollektor des Transistors T4
das in F i g. 2e dargestellte »1 «-Signal an. Der Vergleich mit F i g. 2a zeigt, daß am Kollektor des Transistors T4
das dem RZ-Signal nach F i g. 2a entsprechende NRZ-Signal zur Verfügung steht, bei dem die Dauer des
»1 «-Signais auf die Bitdauer B verlängert ist.
Tritt im Zeitpunkt f2 ein »O«-Signal auf, bleibt der
Transistor TO gesperrt, der Transistor T4 leitend, der Transistor T3 bleibt gesperrt. Damit kann ein zum
Zeitpunkt 13 auftretender komplementärer Taktimpuls
Tzwar den Transistor Tl durchschalten. Da jedoch der Transistor T3 gesperrt ist, kann dies nicht zu einem
Absenken des Potentials an dem Kollektor des Transistors Tl und an der Basis des Transistors T4
führen, so daß der Transistor T4 leitend bleibt.
Im Zeitpunkt f4 und im Zeitpunkt i5 tritt im
Beispielsfalle beim RZ-Signal eine »1« auf. Im Zeitpunkt 16 folgt eine »0«.
Die Spannung am Ausgang Ä verläuft damit wie in Fi g. 2d dargestellt. Sie ist die negierte NRZ-Form des
RZ-Signals in Fig.2a. Die Spannung am Ausgang A
verläuft damit wie in Fig.2e dargestellt. Sie ist die NRZ-Form des RZ-Signals in Fig.2a. Für die
Weiterverarbeitung des N RZ-Signals kann wahlweise der Ausgang A oder Ä verwendet werden, wobei je
nach Dimensionierung von Ri, R 2 bzw. R 6, RS unterschiedliche Ausgangspegel zur Verfügung stehen.
Durch die beschriebene Schaltung ist in einfacher Weise erreicht, daß ein RZ-Signal in ein NRZ-Signal
umgesetzt wird. Das NRZ-Signal kann dabei gegenüber
dem RZ-Signal verstärkt sein. Die Schaltflanken des NRZ-Signals decken sich zeitlich mit Schaltflanken des
Taktsignals. Durch die infolge der RZ-NRZ-Umsetzung erreichten Verlängerung des »1 «-Signals können in
nachfolgenden Schaltstufen auftretende größere Verzögerungen zwischen der Taktflanke und dem Datensignal
in Kauf genommen werden.
Bei bestimmten Datensignalen ist damit zu rechnen, daß im Signal zeitweise längere Nullfolgen auftreten. In
diesem Fall könnte sich ein Zustand einstellen, in dem sowohl der Transistor T3 als auch der Transistor Gleitet,
so daß sich das Taktsignal auf der Datenleitung (A, Ä) abbilden könnte. Um dies zu vermeiden, ist die Basis
des Transistors Γ 4 über den Widerstand R 4 an eine
höhere Vorspannung gelegt als die Basis des Transistors T3.
Bei einer längeren Nullfolge im Datensignal leitet also der Transistor Γ 4, wogegen der Transistor T3 sperrt.
Das Taktsignal an der Basis desTransistors Ti schaltet diesen durch. Wegen des gesperrten Transistors Γ3
kann dies jedoch nicht zu einem Absenken des Potentials am Kollektor des Transistors Ti führen. Das
an den Transistoren Ti und T2 anliegende Taktsignal kann damit nicht zu einem Schalten des Transistors ΤΛ
führen.
Die Zeitkonstante des Kondensators C3 mit den Widerständen R 1 und R 7 ist groß im Vergleich zur
Bitdauer B. Infolge der Statistik des Datensignals, d. h. der ungleichmäßigen Verteilung der »0«- und »!«-Impulse,
überlagert sich der Vorspannung an der Basis von 7"4 der kurzzeitig schwankende Gleichspannungs-Mittelwert
des Datensignals.
Unabhängig von diesen Schwankungen der Basisvorspannung des Transistors T 4 muß der Transistor T3
durch den Transistor T4 sicher umgeschaltet werden.
In Fig.3a und Fig.3b ist die über den Widerstand
R 3 feste Vorspannung der Basis des Transistors T3 mit Vl bezeichnet. In Fig.3a ist die bei einer kleinen
Impulsdichte über dem Kondensator C3 sich einstellende Lage des NRZ-Datensignals bezüglich der Basisvorspannung
V2 des Transistors Γ4 eingezeichnet. In Fig.3b ist die bei hoher Impulsdichte (0,5) sich
einstellende Lage des NRZ-Datensignals bezüglich der Basisvorspannung V2 des Transistors 7" 4 eingezeichnet.
Hierbei bedeutet niedrige bzw. hohe Impulsdichte eine geringe bzw. eine große Zahl von »l«-lmpulsen in
einem bestimmten Zeitintervall. Der Impulsverlauf an der Basis des Transistors Γ 4 ist mit \^3 bezeichnet und
stellt das NRZ-Datensignal dar. Um den Transistor T3 sicher zu schalten, muß die Spannungsdifferenz Ud
zwischen der Basisvorspannung des Transistors T3 und der des Transistors Γ4 aus physikalischen Gründen
wenigstens etwa 80 mV betragen. Um auch im Falle hoher Impulsdichte ein sicheres Durchschalten des
Transistors T3 zu erreichen, muß die Aussteueramplitude Us wenigstens 4 Ud betragen, was im Vergleich zu
den erforderlichen Schaltpegeln bekannter Logikschaltungen einen geringen Wert darstellt.
Wird ein ternäres RZ-Datensignal in ein binäres NRZ-Signal umgesetzt, wird hierfür zunächst das
ternäre RZ-Datensignal in zwei binäre RZ-Teilsignale
getrennt. Damit tritt im Falle der ternären Dauereins bei den getrennten binären RZ-Teilsignalen die maximale
Impulsdichte von 0,5 auf. Die beiden RZ-Teilsignale lassen sich dann mit je einer erfindungsgemäßen
Schaltstufe in zwei NRZ-Teilsignale umsetzen, wie dies
oben beschrieben ist. Die NRZ-Teilsignale können danach zu dem binären NRZ-Signal umgewandelt
werden.
Die Steuerung des Transistors 7" 4 muß nicht über den
Kondensator C3 erfolgen, sondern kann auch durch
eine, je nach Anwendungsfall speziell gestaltete,
Gleichspannungskopplung des NRZ-Datensignals auf die Basis der Transistor 7" 4 erfolgen. Es soll dabei dann
das an der Basis des Transistors 7" 4 anliegende NRZ-Datensignal mit seinem »0«- und »1«-Pegel (V3)
um den Wert Vl der Vorspannung des Transistors T3
schwanken.
In diesem Falle sind auch binäre RZ-Datensignale mit
einer Impulsdichte zwischen 0 bis 1 in N RZ-Datensignale umsetzbar.
Claims (6)
1. Schaltstufe zur Umsetzung eines digitalen RZ-Dateneingangssignals in ein digitales N RZ-Datenausgangssignal,
wobei beide Signale durch ein Taktsignal synchronisiert sind, dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster und ein zweiter Differenzverstärker (2, 3) vorgesehen sind, die je
zwei im Gegentaktbetrieb an Basis-Steuereingängen durchzuschaltende Kollektor-Emitterstrecken (Ti,
7*2; 7*3, 7*4) und verbundene Emitter aufweisen, daß an einen Steuereingang (TX) des ersten Differenzverstärkers
(2) ein Taktsignal (T) gelegt ist, daß an dem ersten Kollektor (Ti) des ersten Differenzverstärkers
(2) eine vom RZ-Datensignal gesteuerte Vorstufe (1) liegt, in der während einer »1« des
RZ-Datensignals eine Strom- oder Spannungsänderung auftritt, die durch das Durchschalten de.· ersten
Kollektor-Emitterstrecke (Tl) des ersten Differenzverstärkers (2) infolge des Taktsignals (T) zeitlich
verlängert wird, daß die Kollektor-Emitterstrecken (Ti, 7*2) des ersten Differenzverstärkers (2) in
Reihe zu einer ersten Kollektor-Emitterstrecke (T3) des zweiten Differenzverstärkers (3) geschaltet sind,
daß an den ersten Kollektor (Ti) des ersten Differenzverstärkers (2) ein Steuereingang (7*4) des
zweiten Differenzverstärkers (3) angekoppelt ist, der bei einer »0« des RZ-Datensignals den ersten
Differenzverstärker (2) sperrt, und daß das NRZ-Datensignal am ersten Kollektor (Ti) des ersten
Differenzverstärkers (2) und/oder am zweiten Kollektor (7*4) des zweiten Differenzverstärkers (3)
abgegriffen ist.
2. Schaltstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorstufe (1) eine weitere
Kollektor-Emitterstrecke (TO) aufweist und diese Kollektor-Emitterstrecke (TQ) und die erste Kollektor-Emitterstrecke
(Tl) des ersten Differenzverstärkers (2) in Reihe zu einem gemeinsamen
Widerstand (R i) liegen, daß die Basis der weiteren Kollektor-Emitterstrecke (TU) von dem RZ-Datensignal
gesteuert ist, dessen »1« mit dem Taktsignal (T) zeitlich zusammenfällt, daß am Steuereingang
der ersten Kollektor-Emitterstrecke (7Ί) des ersten
Differenzverstärkers (2) das komplementäre Taktsignal (T) liegt und daß sowohl beim Durchschalten
der weiteren Kollektor-Emitterstrecke (TO) als auch beim Durchschalten der ersten Kollektor-Emitterstrecke
(7*1) des ersten Differenzverstärkers (2) bei durchgeschalteter erster Kollektor-Emitterstrecke
(7*3) des zweiten Differenzverstärkers (3) ein gleichgroßer Strom durch den Widerstand (R 1)
fließt.
3. Schaltstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß am Steuereingang der zweiten
Kollektor-Emitterstrecke (T2) des ersten Differenzverstärkers (2) das Taktsignal (7} liegt.
4. Schaltstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß' der
Steuereingang der zweiten Kollektor-Emitterstrekke (TA) des zweiten Differenzverstärkers (3) über
einen Kondensator (C3) an den Kollektor der ersten Kollektor-Emitterstrecke (Tl) des ersten Differenzverstärkers
(2) angekoppelt ist.
5. Schaltstufe« nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß an die
Steuereingänge des zweiten Differenzverstärkers (3) über einen Spannungsteiler (4, R3, A4, RS)
Vorspannungen gelegt sind.
6. Schaltstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung an dem Steuereingang
der zweiten Kollektcr-Emitterstrecke (T4) höher als die an dem Steuereingang der ersten
Kollektor-Emitterstrecke (T3) ist
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813131956 DE3131956C2 (de) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | Schaltstufe |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813131956 DE3131956C2 (de) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | Schaltstufe |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3131956A1 DE3131956A1 (de) | 1983-03-03 |
DE3131956C2 true DE3131956C2 (de) | 1983-10-27 |
Family
ID=6139209
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813131956 Expired DE3131956C2 (de) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | Schaltstufe |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3131956C2 (de) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5321963B2 (de) * | 1973-11-12 | 1978-07-06 |
-
1981
- 1981-08-13 DE DE19813131956 patent/DE3131956C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3131956A1 (de) | 1983-03-03 |
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