DE3115243C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Drehzahlregelanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Anordnung ist bekannt aus der GB-PS 13 12 597. Diese Schrift weist zum Zweck der Drehzahlbegrenzung eines Elektromotors in Fig. 4 als wichtigen Schaltungsbestandteil einen Ladekondensator mit zugehörigem Kurzschlußschalter auf. Die Ausgangsspannung des Kondensators dient gemäß Fig. 1 jener Schrift dazu, einen Regelverstärker anzusteuern. Der Regelverstärker bestromt den Motor. Mit dieser Schaltungsanordnung ist jedoch eine Beeinflussung der Drehzahl oberhalb einer gewissen Grenzdrehzahl nicht möglich. Ist die Drehfrequenz nämlich größer als 1/T_o, so ist eine Drehzahlbegrenzung nicht mehr sichergestellt, sondern die Anordnung befindet sich in einem undefinierten Bereich. Hierbei ist T_o die dort angegebene charakteristische Verzögerungszeit eines Monoflops (monostabiler Multivibrator).

Eine weitere Anordnung zur Drehzahlregelung ist bekannt aus der DE-PS 12 54 740. Diese zeigt eine Vorrichtung zur Drehzahlregelung einer Antriebsmaschine, die mit einem Tachogenerator gekuppelt ist, dessen Ausgangsfrequenz vervielfacht wird und dann in einem Ringmodulator eine Wechselspannung vorgegebener Frequenz moduliert. Diese modulierte Frequenz wird - nach Durchlaufen eines Tiefpasses - differenziert, und die differenzierten Impulse aktivieren periodisch den Entladetransistor eines Kondensators, welch letzterer ständig aus einer Stromquelle einen etwa konstanten Ladestrom erhält. Folgen also die differenzierten Impulse dicht aufeinander, so erreicht die Ladespannung an diesem Kondensator nur niedrige Werte. Folgen sie dagegen weniger dicht, so erreicht die Ladespannung an diesem Kondensator höhere Werte. Diese Ladespannung wird mit einem Schwellwertschalter abgefühlt, dessen Ausgangsspannung den Regelvorgang steuert, z. B. ein Ventil, das die Dampfzufuhr zur Turbine öffnet oder schließt.

Bei dieser bekannten Anordnung handelt es sich also um eine Zweipunkt-Regelanordnung, was für viele Regelzwecke unzureichend ist, und außerdem müssen besondere Vorkehrungen getroffen werden, um zu verhindern, daß bei einem zu schnellen Hochlaufen des zu regelnden Aggregats dieses "durchgeht" und die Drehzahl unkontrolliert ansteigt. Hierzu wird bei der bekannten Anordnung eine besondere Schutzschaltung benötigt.

Bei einer weiteren aus der DE 28 19 648 A1 bekannten Anordnung aktivieren aus dem Tachogenerator gewonnene Impulse auch periodisch den Entladetransistor eines Kondensators. Die am Kondensator abgegriffene Signalspannung regelt ebenfalls über weitere Schaltungskomponenten die Drehzahl eines Elektromotors. Es ist durch die Schaltungsanordnung sichergestellt, daß ein unkontrolliertes Ansteigen der Drehzahl über die Solldrehzahl hinaus verhindert wird.

Jedoch erfolgt die Bestromung des Motors auf geschaltete Art, d. h. mit rechteckförmigen Impulsen. Dies bedeutet, daß für übliche Tachogeneratoren ein zusätzliches und zumeist lästiges Motorengeräusch erzeugt wird.

Eine weitere aus der DE 27 55 343 C2 bekannte Anordnung weist zwar Schaltmittel auf, die ein unkontrolliertes Ansteigen der Drehzahl über den Sollwert hinaus verhindern, jedoch weist in der bevorzugten Ausführungsform gemäß Fig. 7 der genannten DE 27 55 343 C2 das zeitbestimmende IC herstellungsbedingte Toleranzprobleme auf, die eine Selektion der erforderlichen IC-Bausteine erforderlich machen.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine vereinfachte und zuverlässig arbeitende Drehzahlregelanordnung zu finden, die ein unkontrolliertes Überschreiten der Solldrehzahl verhindert.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch die im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen. Man erreicht so eine außerordentlich gute Auswertung des Informationsgehalts der in der Frequenz enthalten ist, welche der zu regelnden Drehzahl proportional ist, also z. B. der Frequenz eines Tachogenerators. Gleichzeitig erhält man eine Umsetzung dieser Frequenz in ein analoges Signal, z. B. eine Spannung, und die Charakteristik dieser Umsetzung hat eine außerordentlich steile Kennlinie, d. h. eine solche Anordnung spricht schon auf die kleinsten Drehzahlabweichungen außerordentlich empfindlich an und ermöglicht dadurch eine extrem empfindliche und genaue Drehzahlregelung.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 ein erstes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 2 Schaubilder zur Erläuterung der Fig. 1,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 Schaubilder zur Erläuterung der Fig. 3,

Fig. 5 ein weiteres Schaubild zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1, und

Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 1 zeigt ein erstes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel. Mit 10 ist dort ein Tachogenerator bezeichnet, der einen permanentmagnetischen Rotor 11 hat, welcher vom zu regelnden Motor 12, hier einem Gleichstrommotor, angetrieben wird und dessen Statorwicklung mit 13 bezeichnet ist und ein sinusförmiges Ausgangsspannungssignal 14 erzeugt. Beim Motor 12 handelt es sich meist um einen kollektorlosen Gleichstrommotor, doch eignet sich die Erfindung z. B. in gleicher Weise auch zur Drehzahlregelung einer Turbine oder einer Brennkraftmaschine.

Die Signale 14 werden einer Bandpaß- und Impulsformerstufe 15 zugeführt, welche an ihrem Ausgang positive Nadelimpulse 16 liefert, deren Frequenz der des Signals 14 proportional ist. Diese Impulse werden einem f/u-Wandler 17 zugeführt, an dessen Ausgang 18 man eine analoge Spannung erhält, die eine Funktion der Drehzahl des Motors 12 ist. Diese Spannung wird einem Regelverstärker 19 mit P-I-Verhalten zugeführt, der seinerseits an seinem Ausgang 20 den Sollwert für einen Stromverstärker 21 vorgibt. Bei dieser Anordnung wird also der Strom im Motor 12 so geregelt, daß die Motordrehzahl in sehr engen Grenzen konstant gehalten wird.

Beim Ausführungsbeispiel läuft der Motor 12 mit 200 U/min, und der Tachogenerator 10 gibt dann eine Frequenz von 200 Hz ab. Deshalb ist die Stufe 15 so ausgelegt, daß sie Frequenzen zwischen 100 und 1000 Hz bevorzugt durchläßt. Für den Anlauf müssen natürlich auch sehr niedrige Frequenzen durchgelassen werden. Als Tiefpaß wirken ein Widerstand 25 (100 Ohm) und ein Kondensator 26 (1,5 µF), als Hochpaß ein Kondensator 27 (1 µF) und ein Widerstand 28 (1,5 kOhm). Zur Impulsformung dient ein Operationsverstärker 29, an dessen Ausgang 30 man eine Rechteckspannung 31 erhält, wobei dieser Ausgang über einen hochohmigen Widerstand 32 mit dem nichtinvertierenden Eingang von 29 verbunden ist, der seinerseits über einen Widerstand 33 mit dem einen Ausgang des Tachogenerators 10 verbunden ist, dessen anderer Ausgang über die Serienschaltung des Widerstands 25 und des Kondensators 27 mit dem invertierenden Eingang von 29 verbunden ist. Dieser eine Ausgang des Tachogenerators 10 ist ferner über die Parallelschaltung eines Kondensators 36 (15 µF) und eines Widerstands 37 (1 kOhm) mit einer negativen Leitung 38 (Masse) verbunden. Eine positive Leitung, die über einen Spannungsregler 39 eine geregelte Spannung von z. B. +5 Volt aus einer Gleichspannungsquelle 40 erhält, ist mit 41 bezeichnet. Von der positiven Leitung 41 führt ein Widerstand 44 zu einem Knotenpunkt 45, der über den Widerstand 28 mit dem invertierenden Eingang von 29 und über den Widerstand 33 mit dem nichtinvertierenden Eingang verbunden ist. Die Stufe 15 wandelt also das Sinussignal 14 um in ein Rechtecksignal 31 und bevorzugt dabei Frequenzen zwischen 100 und 1000 Hz. Dieselbe Stufe 15 wird auch verwendet beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 und ist deshalb dort nicht nochmals dargestellt.

Zur Differenzierung der Rechtecksignale am Ausgang 30 dient ein Differenzierglied, das aus einem Kondensator 46 und einem Widerstand 47 besteht, an deren Verbindungspunkt 48 man die Nadelimpulse 16 erhält, von denen nur die positiven verwendet werden.

Der f/u-Wandler 17 enthält einen Operationsverstärker 51, der als Schwellwertglied dient und deshalb als Komparator geschaltet ist. Sein nichtinvertierender Eingang ist mit 52, sein invertierender Eingang mit 53 und sein Ausgang mit 54 bezeichnet. Zwischen 52 und 54 liegt ein hochohmiger Widerstand 55. Ein Spannungsteiler aus zwei gleichen Widerständen 56, 57 ist zwischen die Leitungen 41 und 38 geschaltet; sein Ausgang 58 ist über einen Widerstand 59 mit dem Eingang 52 verbunden.

Ein erster Kondensator 62 von z. B. 30 nF ist zwischen dem Eingang 53 und der negativen Leitung 38 geschaltet. Zu seiner Aufladung dient ein einstellbarer Widerstand 63 von z. B. 200 kOhm, mit dessen Hilfe die gewünschte Drehzahl eingestellt werden kann. Dem ersten Kondensator 62 ist ein Entladeglied in Form eines npn-Transistors 64 zugeordnet, der mit seinem Kollektor an den Eingang 53 und mit seinem Emitter an die negative Leitung 38 angeschlossen ist. Seine Basis ist über einen Widerstand 65 mit dem Punkt 48 verbunden, d. h. bei jedem positiven Nadelimpuls 16 wird der Transistor 64 kurzzeitig voll leitend und entlädt dabei den ersten Kondensator 62 weitgehend, so daß das Potential am Eingang 53 dann etwa dem Potential der negativen Leitung 38 entspricht und in der Folge wieder ansteigt, weil sich der erste Kondensator 62 über den Ladewiderstand 63 wieder auflädt. Dies zeigt Fig. 2 in den Zeilen A und B. Die positiven Nadelimpulse sind auch dort mit 16 bezeichnet. Sie bewirken jeweils bei 66 eine Entladung des ersten Kondensators 62, dessen Ladespannung u_C62 in Fig. 2B dargestellt ist. Die Schwellwertspannung des Operationsverstärkers 51 ist in Fig. 2B mit u_t bezeichnet. Solange die Spannung am ersten Kondensator 62 u_t nicht erreicht, hat der Operationsverstärker 51 an seinem Ausgang ein positives Potential, das in Fig. 2C mit 67 bezeichnet ist. Überschreitet die Spannung am ersten Kondensator 62 den Wert u_t, so springt das Potential am Ausgang 54 auf einen niedrigen Wert, der in Fig. 2C mit 68 bezeichnet ist.

Von den positiven Nadelimpulsen 16 wird ferner noch ein npn- Rückstelltransistor 71 gesteuert, dessen Kollektor mit dem Eingang 52, dessen Emitter mit der negativen Leitung 38 und dessen Basis über einen Widerstand 72 mit dem Punkt 48 verbunden ist. Der Rückstelltransistor 71 wird also gleichzeitig mit dem Entladetransistor 64 leitend und verbindet den Eingang 52 mit der negativen Leitung 38. Dadurch entsteht am Ausgang 54 ganz kurzzeitig der identische Effekt wie bei einer hohen Ladespannung des ersten Kondensators 62, d. h. dieser Ausgang wird negativer und nimmt das Potential 68 (Fig. 2C) an. Da bei diesem Vorgang der erste Kondensator 62 noch in der Entladung begriffen ist, ist sichergestellt, daß das Potential am Eingang 53 hierbei langsamer absinkt, während die Potentialsenkung am Eingang 52 schlagartig erfolgt, d. h. dieser Rückstellvorgang wirkt sich in jedem Fall am Ausgang 54 aus. Dies zeigt Fig. 2. Dort sind die positiven Nadelimpulse 16 für eine rasch ansteigende Drehzahl dargestellt. In Fig. 2B erreichen die 5 ersten Sägezähne noch die Spannung u_t, die folgenden nicht mehr. Solange u_t erreicht wird, zeigt sich die Wirkung des Rückstelltransistors 71 am Ausgang 54 praktisch nicht. Der etwas verzögerte, in der Zeichnung übertrieben dargestellte Anstieg bei 75 in Fig. 2C wird durch den Kondensator 84 verursacht. Wenn u_t nicht mehr erreicht wird, bewirkt jeder positive Nadelimpuls 16, daß der Rückstelltransistor 71 leitend wird und daß am Ausgang 54 ein kurzer negativer Nadelimpuls 76 auftritt. Diese negativen Nadelimpulse 76 verhindern, daß die Drehzahl bei Überschreiten des Sollwerts ungehindert ansteigt und haben somit eine wichtige Funktion. Ihre Erzeugung über den Rückstelltransistor 71, der auf den Eingang 52 des Operationsverstärkers 51 wirkt, hat sich als besonders vorteilhaft erwiesen, weil durch den ersten Kondensator 62 eine sehr günstige kleine zeitliche Verzögerung auftritt, die man hier in sehr geschickter Weise ausnützt, und weil der Rückstelltransistor 71 die Form des Ausgangssignals am Ausgang 54 (Fig. 2C) dann nicht beeinflußt, wenn die Drehzahl zu niedrig ist.

Wie wird das Signal am Ausgang 54 weiterverarbeitet? An den Ausgang 54 ist die Kathode einer Diode 80 angeschlossen, deren Anode über einen Widerstand 81 mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 82 und der einen Elektrode eines zweiten Kondensators 83 verbunden ist, welche Elektrode ihrerseits über einen Widerstand 84 mit dem Ausgang 18 verbunden ist, der seinerseits über einen Widerstand 85 mit der Anode der Diode 80 verbunden ist. Die andere Elektrode des zweiten Kondensators 83, welcher z. B. einen Wert von 10 nF haben kann, und der Emitter des Transistors 82 sind mit der positiven Leitung 41 verbunden. Der Transistors 82 dient als Ladungsnormalisierungsglied für den zweiten Kondensator 83, d. h. wenn er leitend wird, normalisiert er die Ladung dieses Kondensators auf den Wert Null. Seine Basis ist über einen Widerstand 83′ mit der positiven Leitung 41 und über einen Kondensator 84′ mit dem Ausgang 54 verbunden, der seinerseits über einen Widerstand 85′ mit der positiven Leitung 41 verbunden ist.

Wenn der Ausgang 54 zum Zeitpunkt t1 (Fig. 2C) vom Potential 67 auf das negativere Potential 68 springt, so wird über den Kondensator 84′ der als Ladungsnormalisierungsglied dienende Transistor 82 kurzzeitig leitend gemacht und entlädt den zweiten Kondensator 83. Fig. 2D zeigt das Potential u₈₆ an der (unteren Elektrode 86 des zweiten Kondensators 83. Beim Entladen springt dieses Potential auf das Potential der positiven Leitung 41, das in Fig. 2D mit U₄₁ bezeichnet ist. Die Ladespannung des Kondensators 83 ist in Fig. 2D mit u_C83 bezeichnet, die Spannung zwischen dem Ausgang 18 und der negativen Leitung 38 ist in Fig. 2 mit u₁₈ bezeichnet. Wie man aus Fig. 2D ersieht, addieren sich u₁₈ und u_C83 zusammen zu einem Wert, welcher der Ausgangsspannung des Spannungsreglers 39 entspricht, also z. B. 5 V. Für die Weiterverarbeitung im Regelverstärker 19 verwendet man die Spannung u₁₈.

Nach der Entladung zum Zeitpunkt t₁ wird der zweite Kondensator 83 so lange über die Diode 80 und den Widerstand 81 aufgeladen, bis zum Zeitpunkt t₂ das Potential am Ausgang 54 wieder auf einen positiven Wert springt. Der Wert der Spannung u_C83, den der zweite Kondensator 83 erreicht, ist also ein direktes Maß für den Abstand der Zeitpunkte t₁ und t₂, und dieser Abstand ist in Fig. 2C mit Delta t bezeichnet. Dieser Wert Delta t ist bei niedrigen Drehzahlen groß, und folglich ist auch u_C83 dann groß und u₁₈ klein. Mit zunehmender Drehzahl wird Delta t immer kleiner, folglich wird auch u_C83 immer kleiner, und u₁₈ wird immer größer, bis der Maximalwert von u₁₈, nämlich U₄₁, erreicht ist. Diese Abhängigkeit von der Frequenz zeigt Fig. 5 in einem Schaubild: Mit steigender Frequenz steigt in einem sehr kleinen Frequenzbereich von wenigen Hertz (typisch 1/50 bis 1/200 der Frequenz bei der geregelten Drehzahl) der Wert von u₁₈ monoton von etwa Null auf etwa U₄₁.

Wird die gewünschte Drehzahl ω_o überschritten, weil der Motor sehr rasch hochgelaufen ist, so bewirken die negativen Nadelimpulse 76 (Fig. 2C) am Ausgang 54, daß bei jedem Nadelimpuls der zweite Kondensator 83 neu durch das Ladungsnormalisierungsglied 82 entladen wird, d. h. an diesem Kondensator kann kein falscher Wert gespeichert bleiben. Würden diese negativen Nadelimpulse 76 nicht erzeugt, so würde der Spannungswert am zweiten Kondensator 83 der in Fig. 2D mit 90 bezeichnet ist, gespeichert bleiben und eine zu niedrige Drehzahl vortäuschen. Dies wird also durch die negativen Nadelimpulse 76 in sehr zuverlässiger Weise und mit einfachstem Aufwand verhindert.

Das Signal u₁₈ wird dem Regelverstärker 19 zugeführt. Dieser enthält einen Operationsverstärker 92, dessen Ausgang 93 über eine P-I-Rückführung (Serienschaltung des Widerstands 94 mit dem Kondensator 95) mit dem invertierenden Eingang 96 verbunden ist. Zur Filterung ist parallel zur P-I-Rückführung 94, 95 ein Kondensator 97 geschaltet. Der nichtinvertierende Eingang 98 ist über einen Widerstand 99 mit dem Ausgang eines Spannungsteilers aus zwei etwa gleich großen Widerständen 101, 102 verbunden, der an die Leitungen 41 und 38 angeschlossen ist. Zwischen den Eingängen 96 und 98 liegen zwei Dioden 103 in Antiparallelschaltung und begrenzen dadurch das Ausgangssignal des Regelverstärkers 19 und damit den Strom im Motor 12.

Wie man aus Fig. 5 sieht, liegt der gewünschten Drehzahl die Spannung u₁₈ etwa beim halben Wert von U₄₁, d. h. dann haben die beiden Eingänge von 92 etwa dasselbe Potential. Oberhalb dieser Drehzahl ist u₁₈ so hoch, daß der Operationsverstärker 92 sperrt und der Motor 12 keinen Strom erhält. Bei einer zu niedrigen Drehzahl dagegen ist u₁₈ zu klein, das Signal am Ausgang 20 wird groß, und der Strom im Motor 12 wird auf den zulässigen Maximalwert geregelt.

Der Stromregler 21 enthält einen Operationsverstärker 105, der einen Leistungstransistor 106 im Stromkreis des Motors 12 steuert. Zur Strommessung dient ein Meßwiderstand 107 von 0,1 Ohm, dessen Spannung über einen Widerstand 108 dem nichtinvertierenden Eingang 109 von 105 zugeführt wird, der über einen Widerstand 110 an den Abgriff 111 eines Potentiometers 112 angeschlossen ist, das an der geregelten Ausgangsspannung des Reglers 39 liegt und dazu dient, den Stromregler 21 an den Pegel des Regelverstärkers 19 anzupassen. Der Ausgang 93 des Operationsverstärkers 92 ist über einen Widerstand 113 mit dem invertierenden Eingang von 105 verbunden, der seinerseits über einen Widerstand 114 an die negative Leitung 38 angeschlossen ist. Das Potentiometer 112 dient zur Pegelanpassung des Stromreglers 21 an den Regelverstärker 19.

Wenn also der Regelverstärker 19 ein großes Signal abgibt, wird auch der Strom im Motor 12 auf einen großen Wert geregelt. Steigt die Drehzahl, so wird der Strom im Motor immer kleiner, und bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl wird der Strom im Motor 12 dank der beschriebenen Sicherheitsmerkmale (Rückstelltransistor 71) sicher zu Null, so daß ein Hochlaufen auf überhöhte Drehzahlen mit Sicherheit vermieden wird.

Die Fig. 3 und 4 zeigen ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der in Fig. 3 dargestellte Teil entspricht dem f/u-Wandler 17 der Fig. 1. Die übrigen Teile sind nicht nochmals dargestellt. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig. 1 werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Der erste Kondensator 62, sein Ladewiderstand 63, sein Entladeglied 64 und das Differenzierglied 46, 47 stimmen mit Fig. 1 überein. Der Anschluß 58 des Spannungsteilers 56, 57 ist hier direkt mit dem nichtinvertierenden Eingang 52 verbunden.

Ein npn-Rückstelltransistor 120 ist hier über einen Widerstand 121 an den Punkt 48 angeschlossen, so daß er bei jedem positiven Nadelimpuls 16 leitend wird. Er ist mit seinem Kollektor an den Ausgang 54 und mit seinem Emitter an die negative Leitung 38 angeschlossen, so daß er also, wenn er leitend ist, den Ausgang 54 etwa auf das Potential der negativen Leitung 38 legt.

Der zweite Kondensator 123 ist hier mit seiner einen Elektrode an die negative Leitung 38 angeschlossen und wird über ein Konstantstromglied 124 von der positiven Leitung 41 her mit einem Strom I aufgeladen, wenn der Ausgang 54 ein niedriges Potential hat. Zur Einstellung dieses Konstantstroms dient ein verstellbarer Widerstand 125. Zur Ansteuerung von 124 dient ein Widerstand 126, der an den Ausgang 54 angeschlossen ist.

Ein Ladungsnormalisierungsglied in Form eines npn-Transistors 127 ist vorgesehen, um den zweiten Kondensator 123 jedesmal zu entladen, wenn das Potential am Ausgang 54 auf einen niedrigeren Wert springt. Hierzu ist der Ausgang 54 über einen Kondensator 128 mit der Basis eines pnp-Transistors 129 verbunden, die über einen Widerstand 130 mit der positiven Leitung 41 verbunden ist, an die auch der Emitter des Transistors 129 angeschlossen ist. Sein Kollektor ist über einen Widerstand 131 mit der Basis des Transistors 127 verbunden, die ihrerseits über einen Widerstand 132 mit der negativen Leitung 38 verbunden ist.

Zur Erläuterung von Fig. 3 wird auf Fig. 4 Bezug genommen. Die Zeilen A und B stimmen mit den Zeilen A und B von Fig. 2 überein, so daß darauf Bezug genommen werden kann.

Wenn die Spannung am ersten Kondensator 62 den Wert u_t überschreitet, wird der Ausgang 54 schlagartig negativer und nimmt ein Potential 135 an, wie das in Fig. 4C bei t₃ dargestellt ist. Wird dann der erste Kondensator 62 durch den Transistor 64 entladen (Zeitpunkt t₄), so wird das Ausgangssignal am Ausgang 54 wieder positiver und nimmt ein Potential 136 an.

Der Potentialsprung zum Zeitpunkt t₃ macht den Transistor 129 und über ihn auch den Transistor 127 kurzzeitig leitend und entlädt den zweiten Kondensator 123, wie das in Fig. 4D bei 137 dargestellt ist. Anschließend wird der zweite Kondensator 123 über das Konstantstromglied 124 mit dem Konstantstrom I bis zum Zeitpunkt t₄ aufgeladen. Zum Zeitpunkt t₄ sperrt das Konstantstromglied 124, da das Potential am Ausgang 54 wieder den Wert 136 annimmt, und der Kondensator 123 behält die erreichte Spannung u_C123 so lange bei, bis dieser Kondensator bei 137 erneut entladen wird.

Diese Schaltung nach Fig. 3 arbeitet an sich vorzüglich, doch kann sich durch unterschiedliche Signallaufzeiten ein sogenannter Glitch ergeben, der die Regelung stört. Durch die positiven Nadelimpulse 16 wird nämlich wie erläutert der Transistor 120 kurzzeitig leitend gesteuert und erniedrigt dabei das Potential am Ausgang 54. Wenn dieser Vorgang zusammen mit einer Rückflanke des Signals u₅₄ (Fig. 4C) erfolgt, stört das nicht, aber wenn dieser Vorgang kurzzeitig vorher oder kurzzeitig danach auftritt, kann er stören. Fig. 4C zeigt bei 140 einen solchen unerwünschten Zusatzimpuls, der durch das Leitendwerden des Transistors 120 verursacht ist. Dieser Impuls 140 bewirkt über den Kondensator 128, daß die Transistoren 129 und 127 kurzzeitig leitend gemacht werden und den zweiten Kondensator 123 zur Unzeit entladen, wie das in Fig. 4D bei 141 dargestellt ist. Dies täuscht dem Regler eine zu hohe Drehzahl vor, d. h. es entsteht ein falscher Regelvorgang. Solche störenden Impulse treten erfahrungsgemäß bei Schaltungen nicht auf, die aus einzelnen Bauelementen aufgebaut sind, können aber bei integrierten Schaltungen auftreten, d. h. für integrierte Schaltungen eignet sich die Schaltung nach Fig. 1 besser.

Wie man aus Fig. 4D entnimmt, fällt mit steigender Drehzahl die mittlere Spannung u_C123 am zweiten Kondensator 123. Man muß deshalb beim Regelverstärker 19 (Fig. 1) die Anschlüsse 96 und 98 vertauschen, um ein richtiges Regelverhalten zu erzielen. Im übrigen können Regelverstärker 19 und Stromregler 21 gleich aufgebaut sein wie bei Fig. 1.

Bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl bleibt die Spannung am ersten Kondensator 62 ständig unter dem Wert u_t, und der Operationsverstärker 51 ändert daher sein Ausgangssignal nicht mehr, d. h. der zuletzt am zweiten Kondensator 123 gespeicherte Wert (142 in Fig. 4) würde dauernd erhalten bleiben. Da aber der Transistor 120 bei jedem positiven Nadelimpuls 16 kurzzeitig leitend wird, erstehen am Ausgang 54 auch in diesem Fall kurzzeitige negative Nadelimpulse 150, welche den Transistor 127 aktivieren und den zweiten Kondensator 123 entladen. Der im zweiten Kondensator 123 gespeicherte Wert bleibt dann also so lange gleich Null, bis die Drehzahl wieder unter die gewünschte Drehzahl gefallen ist. Es kann also auch hier am zweiten Kondensator 123 kein falscher Wert gespeichert bleiben, und der Spannungswert an diesem Kondensator wird laufend aktualisiert.

Fig. 6 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung in Form einer Variante zu Fig. 1. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig. 1 werden in Fig. 6 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben. Die Variante betrifft nur den in Fig. 1 mit 17 bezeichneten f/u-Wandler. Die übrigen Teile der Schaltung sind mit Fig. 1 identisch. Der abgewandelte f/u-Wandler ist in Fig. 6 mit 152 bezeichnet.

Bei Fig. 6 entfällt gegenüber Fig. 1 der Transistor 71 samt zugehörigen Teilen. Die Schaltung des Entladetransistors 64 ist im wesentlichen gleich wie bei Fig. 1. Der Widerstand 47 liegt direkt zwischen Basis und Emitter des Transistors 64. Zwischen dem Ausgang 30 des Operationsverstärkers 29 und der Basis des Transistors 64 liegt eine Reihenschaltung aus dem Kondensator 46 und dem Widerstand 65. Der Kondensator 46 und die Widerstände 65, 47 wirken wie bei Fig. 1 als Differenzierglied, so daß der Transistor 64 bei jeder positiven Flanke des Signals 31 kurzzeitig leitend wird und den ersten Kondensator 62 entlädt, wie das bei Fig. 1 ausführlich beschrieben wurde. Auch hier arbeitet der Operationsverstärker 51 als Vergleicher, d. h. das Potential seines Ausgangs 54 wird sprunghaft negativer, wenn das Potential an seinem Eingang 53 dasjenige am Eingang 52 übersteigt, wie das in Verbindung mit Fig. 1 ausführlich beschrieben wurde, und es wird dann zunächst - beim negativen Potentialsprung - über den Transistor 82 der zweite Kondensator 83 entladen, und anschließend wird, solange der Ausgang 54 negativ bleibt, der Kondensator 83 über den Widerstand 81 und die Diode 80 aufgeladen, so daß seine Ladung ein Maß für die aktuelle Drehzahl ist. Diese Ladespannung am zweiten Kondensator 83 wird dann über die Leitung 18 dem Regelverstärker 19 zugeführt und dort so weiterverarbeitet, wie das bei Fig. 1 ausführlich beschrieben wurde.

Wenn die Drehzahl zu hoch wird, bleibt das Potential am Ausgang 54 an sich dauernd positiv, weil der erste Kondensator 62 nicht mehr die erforderliche Ladespannung erreicht. Die am zweiten Kondensator 83 gespeicherte Ladung würde daher festgehalten werden, und es würde dem Regler ständig eine zu niedrige Drehzahl vorgetäuscht, wie das in Verbindung mit den Fig. 1 und 2 (dortiges Bezugszeichen 90) bereits beschrieben wurde.

Um dies zu verhindern, ist ein zweites Differenzierglied an den Ausgang 30 angeschlossen, und zwar liegt zwischen dem Ausgang 30 und dem invertierenden Eingang 53 die Reihenschaltung eines kleinen Kondensators 153 (z. B. 22 pF) und eines Widerstands 154 (z. B. 2,2 kOhm). Ferner ist zur Entkopplung (vergleichbar dem Widerstand 59 in Fig. 1) ein relativ hochohmiger Widerstand 155 (z. B. 47 kOhm) zwischen den invertierenden Eingang 53 und den Kollektor des Transistors 64 geschaltet.

Springt nun das Potential am Ausgang 30 auf einen positiveren Wert, so wird zum einen der Transistor 64 leitend gesteuert und entlädt den ersten Kondensator 62, was aber eine bestimmte Zeit dauert. Gleichzeitig wird über das aus dem Kondensator 153 und dem Widerstand 154 bestehende Differenzierglied dem invertierenden Eingang 53 ein kurzer positiver Nadelimpuls 156 zugeführt, wodurch ganz kurzzeitig ein negativer Nadelimpuls am Ausgang 54 des Vergleichers 51 erscheint. Dieser negative Nadelimpuls steuert kurzzeitig den pnp-Transistor 82 leitend und bewirkt dadurch eine Entladung des zweiten Kondensators 83 auch in diesem Falle, also dann, wenn die Drehzahl zu hoch ist, so daß dem Regelverstärker 19 keine zu niedrige Drehzahl vorgetäuscht wird, sondern der Kondensator 83 tatsächlich eine Spannung annimmt, welche einer zu hohen Drehzahl entspricht. Andererseits ist dieser negative Nadelimpuls so kurz, daß sich der Kondensator 83 während seiner Dauer über R 81 nicht aufladen kann.

Der relativ große Widerstand 155 verhindert, daß die positiven Nadelimpulse 156 durch den ersten Kondensator 62 kurzgeschlossen werden und entkoppelt also diese Signalquellen voneinander.

Bei der Variante nach Fig. 6 werden die differenzierten positiven Nadelimpulse 156 nicht verstärkt, sondern direkt dem Eingang 53 zugeführt. Dadurch ergibt sich eine minimale Laufzeit dieser Impulse, und es können nicht die Störeffekte auftreten, wie sie bei Fig. 3 und 4 im Zusammenhang mit den Bezugszahlen 140 und 141 beschrieben wurden, weil sich dort relativ lange Laufzeiten ergeben hatten. Die Variante nach Fig. 6 ist also außerordentlich einfach und außerdem - wegen der extrem kurzen Signallaufzeiten - sehr betriebssicher und zuverlässig.

Falls erforderlich, kann man bei der Variante nach Fig. 6 den Kondensator 153 weglassen und dafür den Widerstand 154 zwischen dem Kondensator 46 und dem Widerstand 65 anschließen, wie das durch die gestrichelte Linie 157 angedeutet ist. Man spart dadurch einen Kondensator, was bei der Verwendung einer integrierten Schaltung Vorteile bringen kann. Der Kondensator 46 (z. B. 220 pF) ist dann beiden Differenziergliedern gemeinsam.

Claims (11)

1. Drehzahlregelanordnung mit folgenden Merkmalen:

• a) es ist ein erster Kondensator mit einem Ladekreis und einem Entladeglied vorgesehen, welch letzteres im Betrieb periodisch und mit einer von der zu regelnden Drehzahl abhängigen Frequenz jeweils kurzzeitig eingeschaltet wird und dabei jeweils den ersten Kondensator entlädt;
• b) die Spannung am ersten Kondensator ist einem Schwellwertglied zuführbar, welches bei Überschreiten eines vorgegebenen Spannungswertes am ersten Kondensator ein Ausgangssignal abgibt;
• c) das Ausgangssignal des Schwellwertglieds dient zur Steuerung des Ladezustands eines zweiten Kondensators;
• d) die Spannung an diesem zweiten Kondensator dient direkt oder indirekt als Regelgröße für die Drehzahlregelung;
• e) dem zweiten Kondensator ist ein aktives Ladungsnormalisierungsglied zugeordnet;

dadurch gekennzeichnet

• f) daß Mittel (71; 120; 153 bis 155) vorgesehen sind, die auch in dem Falle, daß die Ladespannung des ersten Kondensators (62) den vorgegebenen Spannungswert (U_t) nicht erreicht, das Ladungsnormalisierungsglied (82; 127) aktivieren.

2. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ladungsnormalisierungsglied (82; 127) des zweiten Kondensators (83; 123) über ein Differenzierglied (83′, 84′; 128, 130) an den Ausgang (54) des Schwellwertglieds (51) so angeschlossen ist, daß es beim Auftreten des Ausgangssignals (U₅₄) aktivierbar ist.

3. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertglied (51) als Vergleicher ausgebildet ist, und daß einem Eingang (52 oder 53) des Vergleichers (51) jeweils gleichzeitig mit der Ansteuerung des Entladeglieds (64) für den ersten Kondensator (62) ein Ansteuerimpuls zuführbar ist, der den Ausgang (54) des Vergleichers in einen charakteristischen Zustand 68 bringt.

4. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Ansteuerimpulses ein Differenzierglied (153, 154) vorgesehen ist, welches synchron mit der Ansteuerung für das Entladeglied (64) des ersten Kondensators (62) ansteuerbar ist und dessen Ausgangssignal (156) direkt einem Eingang (53) des Vergleichers (51) zuführbar ist.

5. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Ansteuerimpulses ein Verstärkerglied (71) vorgesehen ist, welches synchron mit der Ansteuerung für das Entladeglied (64) des ersten Kondensators (62) ansteuerbar ist und welches im aktivierten Zustand das Potential eines Eingangs (52) im erforderlichen Sinne verändert.

6. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Entkopplung des Ansteuerimpulses (z. B. 156) von einer anderen, dem betreffenden Vergleichereingang zugeordneten Signalquelle ein hochohmiger Widerstand (59; 155) zwischen dieser Signalquelle (56, 57; 62, 64) und dem betreffenden Vergleichereingang vorgesehen ist.

7. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die positiven Nadelimpulse (16) für das dem ersten Kondensator (62) zugeordnete Entladeglied (64) einem dem Ausgang (54) des Schwellwertglieds (51) zugeordneten Schaltglied (120) zuführbar sind, welches bei Auftreten eines solchen positiven Nadelimpulses (16) am Ausgang (54) des Schwellwertglieds (51) einen negativen Nadelimpuls (150) bewirkt.

8. Verwendung einer Drehzahlregelanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Drehzahlregelung eines Motors, bei welchem für die Drehzahlregelung nur eine relativ niedrige drehzahlproportionale Frequenz verfügbar ist, insbesondere eines langsamlaufenden Motors zum Direktantrieb eines Plattenspielers, oder eines schnellaufenden Motors, bei welchem pro Rotorumdrehung nur ein einziger Regelimpuls erzeugt wird.

9. Drehzahlregelanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß dem aktiven Ladungsnormalisierungsglied (82; 127) mindestens ein paralleles passives Schaltglied (82′, 127′) zugeordnet ist.

10. Drehzahlregelanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das passive Schaltglied ein Widerstand (82′, 127′) ist.