DE3102630A1

DE3102630A1 - Gegentaktverstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE3102630A1
Application number: DE19813102630
Authority: DE
Inventors: Sugiyama Tokyo Yoshinobu
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1980-01-31
Filing date: 1981-01-27
Publication date: 1982-01-14
Also published as: JPS56107609A; GB2071446A; GB2071446B

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Gegentaktverstärkerschaltung, die beispielsweise als Leistungsverstärker bei Ton- oder Audiovorrichtungen verwandt werden kann.

Die Gegentaktverstärkergrundschaltung ist eine komplementäre Verstärkerschaltung der Klasse A oder der Klasse B. Eine komplementäre Verstärkerschaltung der Klasse A hat den Vorteil, dass sie keine Schaltverzerrungen oder Klirrstörungen zeigt, da ihre beiden Ausgangstransistoren immer in ihren Aktiv- und niemals in ihren Sperrbereichen betrieben werden. Eine Schaltung der Klasse A hat jedoch den Nachteil, dass die thermischen Verluste gross sind, da es notwendig ist, relativ grosse Vorströme zu verwenden.

Eine komplementäre Verstärkerschaltung der Klasse B hat andererseits den Vorteil, dass die thermischen Verluste klein sind, da die Ausgangstransistoren mit relativ kleinen VorSprüngen betrieben werden, wobei jedoch eine Schaltung der Klasse B den Nachteil hat, dass Schaltverzerrungen oder Klirrstörungen auftreten, da ihre beiden Ausgangstransistoren abwechselnd arbeiten.

In Hinblick darauf ist bereits eine Gegentaktverstärkerschaltung vorgeschlagen worden, bei der die Schaltverzerrungen oder Klirrstörungen, die den Hauptnachteil einer Verstärkerschaltung der Klasse A bilden, vermieden werden, während gleichzeitig der Vorteil einer Verstärkerschaltung der Klasse B beibehalten wird. Eine derartige Verstärkerschaltung ist in der DE-AS 29 05 659 beschrieben.

Ein Beispiel einer derartigen Gegentaktverstärkerschaltung ist in Fig.1 der zugehörigen Zeichnung dargestellt. Der Emitter

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eines NPN Ausgangstransistors Q₁ und der Emitter eines PNP Ausgangstransistors Q₂ liegen jeweils über Widerstände R₁ und R„ an einer Ausgangsklemme OUT, die mit einer Last R_L verbunden ist. Die Emitter von Treibertransistoren Q₃ und Q₄ sind mit den Basen der Ausgangstransistoren Q^ und Q₂ und weiterhin mit der Ausgangsklemme OUT über Widerstände R₃ und R₄ verbunden, so dass sich eine an sich bekannte SEPP-VerStärkerschaltung ergibt. Eine Basisvorspannungsschaltung aus einem NPN Transistor Q₅/ Dioden D₃ und D₄ und einem PNP Transistor Q_g, die in der angegebenen Reihenfolge geschaltet sind, liegt zwischen den Treibertransistoren Q₃ und Q₄. Eine Konstantstromquelle I₁ liefert die Stromversorgung für die in dieser Weise aufgebaute Schaltung, während ein Eingangstransistor Q₇ das Eingangssignal anlegt. Ein Widerstand R₁- liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₁-, während ein Widerstand R_fi zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qg liegt. Basis und Emitter des Transistors Q₅ sind mit dem Emitter und der Basis eines Transistors Q₀ jeweils verbunden. Basis

und Emitter des Transistros Q, sind mit dem Emitter und der

Basis eines Transistors Q„ jeweils verbunden. Die Basen der Transistoren Q« und Q_ liegen jeweils über Dioden D₁ und D₂ an der Ausgangsklemme OUT. Konstantstromquellen I₂ und I₃ liefern konstante Ströme den Dioden D₁ und D₂ jeweils.

Wenn an der Schaltung kein Signal liegt, ist das Potential zwischen den Schaltungspunkten X und Y gleich dem zwischen den Schaltungspunkten Z und Y, so dass sich die Beziehung ν_χ = V_z ergibt. Wenn die positive Halbwelle eines Eingangssignales an der Eingangsklemme IN liegt, um eine positive Spannung an der Ausgangsklemme OUT zu liefern, fliesst im Ausgangstransistor Q₁ ein Strom, so dass die Spannung zwischen den Schaltungspunkten Z und Y zunimmt. Bei diesem Arbeitsvorgang wird der Arbeitspunkt des Transistors Qg von einem

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Punkt A zu einem Punkt B in Fig. 2 mit einem im Transistor Qg fliessenden Strom I^ verschoben. Die Spannung zwischen den Schaltungspunkten X und Y, d.h. die Vorspannung wird daher gleich der Spannung zwischen den Schaltungspunkten Z und Y einschliesslich des Spannungsabfalles über den Widerstand R- gehalten. D.h., dass die Beziehung ν_χ * V„ beibehalten wird und dass der PNP Ausgangstransistor Q-im aktiven Bereich gehalten wird, so dass eine Schaltverzerrung oder eine Klirrstörung vermieden wird.

Mit zunehmendem Auöqängsaignal wird die? oben beechriebane Beziehung V₂ « ν_χ, d.h. V₂ - V_y * ν_χ - V_y zu V₂ - V_y > ν_χ - V_y, so dass der Arbeitspunkt des PNP Ausgangstransistors Q₂ allmählich vom aktiven Bereich in den Sperrbereich verschoben Wird. O.h.m.a.W., dass die Wellenform des fitnitteretromes der Ausgangstransistoren Q- und Q₂ in den Sperrbereich abzufallen beginnt.

Das wird anhand der folgenden Beschreibung noch deutlicher Werden. Wenn bei einem Ausgangssignal mit hohem Pegel die Spannung über den Widerstand R₁ mit Av₁ bezeichnet wird, die Spannung über dem Detektor oder Nachweiswiderstand R₅ mit Δ V₅ bezeichnet wird und die Basisemitterspannungen der Transistoren Q₁, Q₃ und Q₅ mit V_ßE1, V_ßE3 und V_ßE5 jeweils bezeichnet werden, während die Spannung über der Diode D₃ gleich V_f3 ist, wie es in Fig. 1 angegeben ist, dann ist normalerweise Δ V₁ = Δ V₅ sowie

^AV1 ^{+ V}BE1 ^{+ V}BE3 - ^Vf3 ^{+ V}BE5 ^{+ AV}5 ⁽¹⁾

Bei einem Ausgangssignal mit hohem Pegel nimmt jedoch mit zunehmendem Kollektorstrom i₂ des Transistors Qg der Kollektorstrom i- des Transistors Q₅ ab_r da i = I₁ + i₂ * D.h., dass V_BE5 um Δ^ν _ΒΕς abnimmt. Die Gleichung (1) ändert sich daher in der folgenden Weise:

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^VBE1 ^{+ V}BE3 ί ^Vf3 ^{+ V}BE5 ^{+ ΔΥ}5 " *^VBE5 (2)

Das Auftreten dieses Effektes kann dadurch vormieden werden, dass Blindströme in gewissem Masse in den Ausgangstransistoren Q₁ und Q„ fHessen gelassen worden. Dieses Verfahren ist jedoch nicht ganz zweckmässig, da die thermische Verluste der Schaltung dadurch zunehmen.

Um diesen Nachteil zu beseitigen, liegen erfindungsgemäss Spannungsänderungsanteile an den Versorgungsklemmen, die die Ausgangstransistoren mit Strom versorgen können, an einer ein« veränderliche Vorspannung erzeugende Schaltung, um die Abnahme der Vorspannung zum Zeitpunkt eines Ausgangssignales mit hohem Pegel auszugleichen.

Durch die Erfindung wird inabesondere eine Gagentaktverstärkerschaltung geschaffen, die wenigstens ein Paar von Ausgangstransistoren, die so geschaltet sind, dass sie im Gegentakt arbeiten,eine eine variableVorspannung erzeugende Schaltung zum Steuern der Vorspannungen an den Basen der Ausgangstransistoren nach Massgabe der Ströme in den Ausgangstransistoren, damit die Ausgangstransistoren in den aktiven Bereichen arbeiten, und eine Schaltung aufweist, die Spannungsänderungsanteile an den Versorgungsklemmen, über die die Ausgangstransistoren mit Strom versorgt werden, an die eine variable Vorspannung erzeugende Schaltung legt, um eine Abnahme in der Vorspannung der Verstärkerschaltung zum Zeitpunkt eines Ausgangssignales mit hohem Pegel auszugleichen. Die Ausgangstransistoren werden von einer ersten Energiequelle mit Strom versorgt, während dl« eino variable Vorspannung erzeugende Schaltung und die Schaltung, die die Spannungsänderungsanteile an die eine variable Vorspannung erzeugende Schaltung legt, mit filtern von einär zweiten. Knarr/iaijua] 1 a versorgt

die elektrisch gegenüber der ersten Energiequelle

isoliert sein sollte, so dass Änderungen in der Ausgangsspannung der ersten Energiequelle nicht in der Spannung

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oder den Strömen wiedergegeben werden, die der eine variable Vorspannung erzeugenden Schaltung und der Schaltung zum Anlegen von Spannungsänderungsanteilen geliefert werden.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Schaltung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Beispiels einer bekannten Gegentaktverstärkerschaltung mit einer eine variable Vorspannung erzeugenden Schaltung.

Fig. 2 zeigt in einer grafischen Darstellung die Arbeitskennlinie eines Transistors in der in Fig. 1 dargestellten Verstärkerschaltung.

Fig. 3 zeigt eine grafische Darstellung der Wellenform des Emitterstromes eines Ausgangstransistors der in Fig. 1 dargestellten Schaltung.

Fig. 4 zeigt das Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Gegentaktverstärkerschaltung.

Fig. 5 zeigt in einer grafischen Darstellung die Spannungsänderungskennlinie an einer Versorgungsklemme der in Fig. 4 dargestellten Gegentaktverstärkerschaltung.

Fig. 6 zeigt in einer grafischen Darstellung die Arbeitskennlinie einer Diode der in Fig. 4 dargestellten Schaltung.

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Im folgenden wird anhand von Fig. 4 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Gegentaktverstärkerschaltung beschrieben, wobei diejenigen Bauteile, die bereits anhand von Fig. 1 dargestellt werden, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Im folgenden werden daher nur die zusätzlichen Bauteile, die in Fig. 4 von einer unterbrochenen Linie umgeben sind, beschrieben.

Erste Klemmen von Widerständen R- und Rg sind mit Versorgungsklemmen +B₁ und -B₁ verbunden, über die Ströme den Ausgangstransistoren Q-] und Qj zugeführt werden, und zweite Klemmen der Transistoren R-, und R₀ sind mit den Basen der Transistoren

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Qg und Qq jeweils verbunden. Widerstände R_q und R₁₀ sind parallel zu den Dioden D₁ und D- jeweils geschaltet. Die Widerstände R- bis R₁₀ bilden eine die Vorspannung kompensierende Schaltung, die dann arbeitet, wenn das Ausgangssignal eine hohe Leistung hat.

Die Ausgangsspannungen an den Versorgungsklemmen +B₁ und -B₁ ändern sich mit den den Ausgangstransistoren zugeführten Strömen, weil beispielsweise die nicht dargestellten Wicklungen des Energieversorgungstransformators einen Widerstand ungleich Null haben. Eine typische Änderung ist in Fig. 5 dargestellt. Die Spannungsänderungsanteile liegen über die Widerstände Ry und Rg an den Basen der Transistoren Q„ und Q_Q jeweils. Bei einem Ausgangssignal hoher Leistung werden daher die Basispotentiale der Transistoren Qg und Q_Q aufgrund dar Vorspannung herabgesetzt, die über die Widerstände R- und Rg jeweils anliegt. D.h. , dass bei einem Ausgangssignal hoher Leistung Λ V₁- so gesteuert wird, dass die Beziehung AV₁ ■< V₅ + Δ V₁-¹ erfüllt ist, und somit eine Abnahme der Basisemitterspannung V_ßE5 kompensiert wird.

Da die Widerstände R_Q und R_1n mit den Dioden D₁ und D₀ jeweils verbunden sind, werden Stromzunahmen in den Dioden kompensiert.

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wie es in Fig. 6 dargestellt ist. D.h. insbesondere, dass normalerweise der Arbeitspunkt der Diode D. an der Stelle C in Fig. 6 liegt. Bei einem Ausgangssignal hoher Leistung wird jedoch der Arbeitspunkt zur Stelle E verschoben, so dass der Kollektrostrom i₂ des Transistors Q₈ ansteigt.

Bei einer in dieser Weise aufgebauten Schaltung ist bei einem Ausgangssignal hoher Leistung die oben beschriebene Gleichung (2) in der folgenden Weise erfüllt:

^AV1 ^{+ V}BE1 ^{+ V}BE3 ■ ^Vf3 ^{+ V}BE5 ^{+ AV}5 " ^AVBE5 5

D.h., dass V₁₇ = V_v immer beibehalten wird und die PNP und

NPN Ausgangstransistoren immer im aktiven Zustand gehalten werden.

Aus dem Obigen ist ersichtlich, dass bei der erfindungsgemmässen Gegentaktverstärkerschaltung keine Schaltverzerrung oder Klirrstörung über einen grossen Bereich von einem kleinen bis zu einem grossen Ausgangssignal auftreten. Dennoch zeigt die erfindungsgemässe Gegentaktverstärkerschaltung ausserordentlich kleine thermische Verluste und eine stabile Arbeitsweise.

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Leerseite

Claims

PAT E N TA-NVV^-A 1_ΐΕ

PIONEER ELECTRONIC CORPORATION
No. 4-1, Meguro 1-chome, Meguro-ku
Tokyo, Japan

GegentaktverStärkerschaltung

A. GRÜNECKER H. KINKELDEY

0« -HJ

W. STOCKMAIR K. SCHUMANN

P. H. JAKOB

on. mo.

G. BE2OLD

8 MÜNCHEN 22

MAXIMILIANSTFtASSC 43

27. Januar 1981 P 15 904-dg

PATENTANSPRÜCHE

\\J Gegentaktverstärkerschaltung, gekennzeichnet durch wenigstens ein Paar von Ausgangstransistoren (Q₁/ Q₂^' äie ^so geschaltet sind, dass sie im Gegentakt arbeiten, durch eine eine variable Vorspannung erzeugende Schaltung (Q₅, Q₆, D₃, D₄) zum Steuern der Vorspannungen, die an den Basen der Ausgangstransistoren (Q- und Q-) liegen, nach Massgabe der Ströme in den Ausgangstransistoren ₁ damit die Ausgangstransistoren (Q., Q₂) in ihren aktiven Bereichen arbeiten, und durch eine Schaltungseinrichtung (R₇ bis R₁₀/ D₁, ⁰^)' ^ie Spannungsanderungsanteile an
den Versorgungsklemmen, über die das wenigstens eine Paar

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TELEFON (O8I>) 99 28 69

TELEX 08-20 380

TELEQRAMME MONAPAT

telekopierer

von Ausgangstransistoren (Q₁, Q₂) mit Strom versorgt wird an die eine variable Vorspannung erzeugende Schaltung (Q , Q , Dn, D.) legt, um einen Abfall der Vorspannung der Verstärkerschaltung bei einem Ausgangssignal hoher Leistung zu kompensieren.
2. Gegentaktverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass die Schaltung (R₇ bis R₁₀, D₁, D₂), die die Spannungsänder.ungsanteile anlegt, einen ersten bis vierten Widerstand (R₇ bis R₁₀), die in Reihe zwischen die Versorgungsklemmen geschaltet sind, über die das wenigstens eine Paar von Ausgangstransistoren (Q₁, Q-) mit Strom versorgt wird, wobei der Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand (Rg und R₉) mit der Ausgangskiemme der Verstärkerschaltung verbunden ist, eine erste Diode (D₁), die parallel zum zweiten Widerstand (Rg) geschaltet ist, und eine zweite Diode (D₂) aufweist, die parallel zum dritten Widerstand (Rg) geschaltet ist.
3. Gegentaktverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , dass das wenigstens eine Paar von Ausgangstransistören (Q₁ und Q₂) so geschaltet ist, dass es von einer ersten Energiequelle (B-]) mit Strom versorgt wird, und dass die eine variable Vorspannung erzeugende Schaltung (Qc, Qg, D₃, D^) und die Schaltung (R₇ bis R-I₀' ^D1' ^D2^ ' ^^{ie die s}P^annun9^sänderun9^santeil^e anlegt, so geschaltet sind, dass sie von einer zweiten Energiequelle (B₂) mit Strom versorgt werden, die von der ersten Energiequelle (B₁) isoliert ist.
4. Gegentaktverstärkerschaltung, gekennzeichnet durch

1. einen ersten NPN Transistor (Q₁), dessen Kollektor an der positiven Klemme einer ersten Energiequelle (B₁) liegt und dessen Emitter über einen ersten Widerstand (R₁) mit einer Ausgangsklemme verbunden ist,

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2. einen zweiten PNP Transistor (Qo)/ dessen Kollektor mit der negativen Klemme der ersten Energiequelle (B-) verbunden ist und dessen Emitter über einen zweiten Widerstand (R₂) an der Ausgangsklemme liegt,

3. einen dritten NPN Transistor (Q₃), dessen Kollektor mit der positiven Klemme der ersten Energiequelle (B₁) verbunden ist und dessen Emitter an der Basis des ersten NPN Transistors (Q₁) und über einen dritten Widerstand (R₃) an der Ausgangsklemme liegt,

4. einen vierten PNP Transistors (Q₄), dessen Kollektor mit der negativen Klemme der Energiequelle (B₁) verbunden ist und dessen Emitter an der Basis des dritten PNP-Transistors (Q₃) und über einen vierten Widerstand (R₄) an der Ausgangsklemme liegt,
5. eine erste Konstantstromquelle (I₁), deren eine Klemme mit der positiven Klemme einer zweiten Energiequelle (B₂) verbunden ist und deren zweite Klemme an der Basis des dritten NPN Transistors (Q_) liegt,
6. einen fünften NPN Transistors (Q₅), dessen Kollektor mit der zweiten Klemme der Konstantstromquelle (I₁) verbunden ist,
7. eine dritte und eine vierte Diode (D₃, D₄), die in Reihe zueinander geschaltet sind, wobei die Anode der dritten Diode (D₃) am Emitter des fünften Transistors (Q₅) liegt und die Kathode der dritten Diode (D₃) mit der Anode der vierten Diode (D₄) verbunden ist,
8. einen sechsten PNP Transistor (Qg)/ dessen Emitter mit der Kathode der vierten Diode (D₄) verbunden ist,
9. einen siebten NPN Transistor (Q₇), dessen Kollektor mit dem Kollektor des sechsten Transistors (Q_g) verbunden ist und dessen Emitter an der negativen Klemme der zweiten Energiequelle (B₂) liegt, wobei ein Eingangssignal an der Basis des siebten Transistors (Q-) liegt,

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10. einen achten PNP Transistor (Qg) # dessen Emitter an der Basis des fünften NPN Transistors (Q₅) liegt und dessen Kollektor mit dem Emitter des fünften NPN Transistors

(Qc) verbunden ist,
11. einen fünften Widerstand (R₅), dessen erste Klemme mit der Basis des fünften NPN Transistors (Qc) verbunden ist und dessen zweite Klemme an der zweiten Klemme der Konstantstromquelle (I₁) liegt,
12. einen neunten NPN Transistor (Qq), dessen Kollektor mit dem Emitter des sechsten PNP Transistors (Qc) verbunden ist und dessen Emitter an der Basis des sechsten PNP Transistors (Q₆) liegt,
13. einen sechsten Widerstand (Rg)/ dessen erste Klemme an der Basis des sechsten PNP Transistors (Qg) liegt und dessen zweite Klemme mit dem Emitter des siebten NPN Transistors

(Qp₇) und mit der Basis des vierten PNP Transistors (Q₄) / 4

verbunden ist,
14. einen siebten Widerstand (R^), dessen erste Klemme mit der positiven Klemme der ersten Energiequelle (B-j) verbunden ist und dessen zweite Klemme an der Basis des achten Transistors (Qg) liegt,
15. einen achten Widerstand (Rq)/ dessen erste Klemme an der negativen Klemme der ersten Energiequelle (B-) liegt und dessen zweite Klemme mit der Basis des neunten NPN Transistors (Qq) verbunden ist,
16. einen neunten Widerstand (Rg), dessen erste Klemme mit der zweiten Klemme des siebten Widerstandes (Ry) verbunden ist und dessen zweite Klemme an der Ausgangsklemme liegt,
17. einen zehnten Widerstand (R.. _Q), dessen erste Klemme mit der zweiten Klemme des achten Widerstandes (Rg) verbunden ist und dessen zweite Klemme an der Ausgangsklemme liegt,
18. eine erste Diode (D-j), deren Anode mit der ersten Klemme des neunten Widerstandes (R₉) verbunden ist und deren Kathode an der Ausgangsklemme liegt, und

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19. eine zweite Diode (D₂), deren Anode mit der Ausgangsklenune verbunden ist und deren Kathode an der ersten Klemme des zehnten Widerstandes (R-_Q) liegt.

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