DE3049187A1 - Verstaerker - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen integrierten Verstärker nach dem Gattungsbegriff des Anspruches 1. Dieser Verstärker umfaßt in bekannter Weise eine Stromquelle und einen Verstärkungsabschnitt.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen integrierten Verstärker der eingangs genannten Art so auszubilden, daß er bei kleinsten Strömen betriebsbereit ist und eine genau angebbare stabile Verstärkung über einen großen Temperaturbereich unabhängig von den Herstellungsparametern aufweist. Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Bei dem erfindungsgemäßen Verstärker wird durch die Stromquelle ein Referenzstrom vorgegeben, der bei Temperaturänderungen und veränderten Herstellungsparametern kompensierend wirkt. Die Stromquelle besteht aus zwei Stromspiegeln und einem Referenzwider stand. Die Stromspiegel geben einen Strom durch den Referenzwiderstand vor, der von der Versorgungsspannung abhängig ist. Durch Anpassung des ReferenzwiderStandes an die Lastwiderstände des Verstärkers erfolgt eine Kompensation in Bezug auf Temperaturänderungen und in Bezug auf veränderte Herstellungsparameter.

Anhand zweier in den Figuren der beiliegenden Zeichnung dargestellterAusführungsbeispiele sei im folgenden die Erfindung näher erläutert. Hierbei zeigen-

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm des erfindungsgemäßen Verstärkers mit Sperrschichttransistoren; und

Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm des erfindungsgemäßen Verstärkers mit CMOS-Feldeffekttransistoren.

Der unter Verwendung von Sperrschichttransistoren aufgebaute Verstärker gemäß Fig. 1 umfaßt eine Stromquelle, bestehend aus den Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4, sowie aus einem Widerstand R und einen Verstärkerabschnitt, bestehend aus den

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ORiGi(NiAL

- 4 Transistoren Q5, Q6 und Q7 und einem Paar von Lastwiderständen

Der Transistor Q1 der Stromquelle ist über einen Widerstand R, mit seinem Emitter an eine Massepotentialleitung 15 angeschlossen, Die Basis des Transistors Q2 ist mit dessen Kollektor verbunden, wodurch die Kollektor/Basisspannung auf Null eingestellt wird und dieser als Diode arbeitet. Die Transistoren Q1 und Q2 bilden einen ersten Stromspiegel.

Die Basis des Transistors Q3 ist ebenfalls mit dessen Kollektor verbunden, so daß auch dieser als Diode arbeitet. Der Emitter dieses Transistors Q3 ist an eine positive Spannungsversorgungsleitung 25 angeschlossen. Ferner ist der Kollektor und somit auch die Basis des Transistors Q3 mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbunden. Der Transistor Q4 ist mit seinem Emitter an die positive Spannungsversorgungsleitung 25, mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors Q1 und mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors Q1 angeschlossen. Die Transistoren Q3 und Q4 bilden einen zweiten Stromspiegel.

Der Verstärkungsabschnitt umfaßt Transistoren Q5 und Q6, deren Emitter miteinander verbunden und an den Kollektor des Transistors Q7 angeschlossen sind. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q5 und Q6 sind an Eingangsklemmen 33 und 32 angeschlossen und die Kollektoren beider Transistoren Q5 und Q6 sind einerseits an Ausgangsanschlüsse 42 und 43 und andererseits über Lastwiderstände R_T an die positive Spannungsversorgungsleitung 25 angeschlossen. Der Transistor Q7 ist ferner mit seiner Basis an die Basis des Transistors Q1 und somit auch an die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 und mit seinem Emitter an die Massepotentialleitung 15 angeschlossen.

Der Transistor Q3 ist ein PNP-Transistor, dessen Emitter-Sperrschichtbereich an denjenigen des PNP-Transistors Q4 angepaßt ist. Die Transistoren Q1 und Q2 sind NPN-Transistoren mit einander angepaßten Emitter-Sperrschichtbereichen, wobei der Emitter-

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ORIGINAL INSPECTED

Sperrschichtbereich des Transistors Q1 die N-fache Größe des Emitter-Sperrschichtbereiches des Transistors Q2 aufweist. Der Strom durch eine Diode läßt sich etwa durch folgende Gleichung angeben:

I = J_„ h A. exp I ^Vbe ^{q 3} \ (MES)KT

sB

In dieser Gleichung bedeuten:

J der durch die Herstellung bedingte Leckstrom

h_f die Stromverstärkung

A. den Eiriitter-Sperrschichtbereich

V, die Basis/Emitterspannung

q die elektronische Ladungskonstante

K die BoItzmann'sehe Konstante

T die Temperatur in Grad Kelvin

MES eine Herstellerkonstante.

Bei einer Anordnung auf einem monolithisch integrierten Schaltkreis nimmt die Diodengleichung folgende Gestalt an:

I = C1 Aj exp (0V_be)

In dieser Gleichung bedeuten C1 und θ Konstanten für alle Komponenten des integrierten Schaltkreises.

Der den Widerstand R. durchfließende Strom I₁ ergibt sich zu

^II ^{= V}r/^R1 ' wobei V^ = V_be2 - V_bel.

Ruft man sich in Erinnerung, daß der Sperrschichtbereich A. des Transistors Q1 dem N-fachen des Sperrseh ieht btireiches des Transistors Q2 entspricht, so ergibt sich:

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¹I = ^(Vbe2 - ^Vbe1^)/R1

= In(N A./A.) /RQ = l^

Der Betrieb der Stromquelle wird durch den noch vorhandenen Leck strom oder durch die Zuführung eines externen Stromes zu einen, der Stromspiegel ausgelöst. Wenn der Emitter-Sperrschichtbereich des Transistors Q1 zweimal so groß- wie der Emitter-Sperrschichtbereich des Transistors Q2 ist, so kann man zeigen, daß der Spannungsabfall über dem Referenzwiderstand R₁ ungefähr 18 mV beträgt.

Der Strom durch den Transistor Q2 gibt einen bestimmten Wert für die Basis/Emitterspannung dieses Transistors vor. Diese Spannung entspricht der Summe aus der Emitter/Basisspannung des Transistors Q1 plus der über dem Referenzwiderstand R₁ abfallenden Spannung. Wenn die Spannung über dem Referenzwiderstand R. nicht 18 mV entspricht, so übersteigt die Basis/Emitterspannung des Transistors Q1 die für den Stromfluß durch den Referenzwiders ta η ei R₁ erforderliche Spannung. Der Transistor Q1 zieht daher mehr Strom als der Transistor Q2. Der Transistor Q3 bildet diesen Strom in dem Transistor Q4 ab, der seinerseits mehr Strom an di-n Transistor Q2 liefert und somit dessen Basis/Emitterspannung anhebt. Dieser Rückführungszyklus setzt sich solange fort, bis die Spannung über dem Referenzwiderstand R₁ dem Wert entspricht, der erforderlich ist, um gleich große Ströme durch die Transistoren Q1 und Q2 zu ziehen. Wenn dies geschehen ist, so ist die Stromquelle stabil.

Die ßpannungsverstärkung des Verstärkers ergibt sich wie folgt: V₂ZV₁ = gm R_L ^ A_v ,

wobt; i die Steilheit gm = θ I .

DLt- bfiden Lastwiderstände R sind aneinander angepaßt und

cj It- ich groß und die Transistoren Q5 und Q6 sind aneinander

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angepaßt und so vorgespannt, daß bei einer Eingangsspannung V₁ = 0 der Strom durch den Transistor Q5 dem Strom durch den Transistor Q6 entspricht. Der Transistor Q7 ist an die Transistoren Q1 und Q2 angepaßt und weist daher die gleiche Basis/Emitterspannung wie der Transistor Q2 auf. Der Transistor Q7 bildet daher den Strom durch den Transistor Q2 im Verhältnis der Emitter/Sperrschichtbereiche der Transistoren Q2 und Q7 ab.

¹Q₂ ^{= 1}I
¹Q₇ ^{= MI}1

wobei der Faktor M dem Quotienten aus Sperrschichtbereich des Transistors Q7 und Sperrschichtbereich des Transistors Q2 entspricht.

Der Strom durch den Transistor Ql teilt sich gleichmäßig auf die Transistoren Q5 und Q6 auf. Somit entspricht der Strom I durch jeden der Lastwiderstände R_T der Hälfte des Stromes durch den Transistor Q7.

¹L ^{= MI}1^/2

Durch Substitution erhält man somit folgenden Ausdruck für die Verstärkung:

A = θ I_T FL = M θ I₁ R_T/2
ν LL 1 L

= M θ in (N) R-/2 θ R₁ = M In(N) R_/2R₁.

J-i! Jj I

Der endgültige Ausdruck für die Verstärkung umfaßt nur die Faktoren M, N, sowie R. und R . M und N sind geometrische Konstanten und da der Widerstand R₁ an den Widerstand R_T angepaßt

Ί J-i

ist, wird das Verhältnis von R₁ zu R₁ nicht durch eine veränderte Bearbeitung bei der Herstellung des Schaltkreises beeinflußt. Der Schaltkreis arbeitet auf einem Mikrostrompegel und der Schaltungsentwurf ist vollständig integrierbar. Somit wird eine vorausbestimmbare stabile Verstärkung unabhängig von der Verarbeitung, der Temperatur und Spannungsänderungen vorgegeben.

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In Fig. 2 ist ein entsprechender Schaltkreis in CMOS-Technolcgie dargestellt. Die Arbeitsweise des Schaltkreises gemäß Fig. ist im wesentlichen die gleiche wie diejenige des Schaltkreises gemäß Fig. 1. Die der Arbeitsweise zugrundeliegenden Gleichungen sind jedoch etwas verschieden.

Die zwei den Referenzstrom bildenden Stromspiegel umfassen P-Kanal-MOSFETS Q3 und Q4 sowie N-Kanal-MOSFETS Q1 und Q2. Die Feldeffekttransistoren Q3 und Q4 besitzen gleiche Gate-Bereiclse und sie bilden daher gleiche Ströme ab. Das Verhältnis zwischen Gate-Breite und Gate-Länge W/L des Feldeffekttransistors QI ist N-mal so groß wie das entsprechende Verhältnis W/L bei dem Feldeffekttransistor Q2. Durch R. ist wiederum der den Strom einstellende Widerstand vorgegeben.

Der Strom eines als Diode betriebenen MOSFET-Transistors ist in etwa durch die Sah-Gleichung vorgegeben:

¹D = ^{k (W/L) (V}GS - V ²
In dieser Gleichung bedeuten

k = -jTT- eine Bearbeitungskonstante W und L die Gate-Breite und die Gate-Länge

V_nc die Gate/Source-Spannung

V die Schwellwertspannung der Komponente, die für alle Komponenten des integrierten Schaltkreises als identisch angenommen werden kann.

Für die Transistoren Q1 und Q2 ergibt sich somit

= k N (W/L) (V_GS1- V_T)² (1)

I₀₂ = k (W/L) (V_GS2 - V_T) ² (2)

Unter der Annahme, daß diese beiden Ströme einander gleich sind, ergibt sich

ν -V= (v -V)/ /n (31

GS1 T ^l GS2 Τ' ^{/ V l} '

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Die Spannungen in den Gleichungen (1) und (2) stehen zueinander in folgender Beziehung:

^VGS2 ^{= V}GS1 ^{+ 1}DI V
somit ergibt sich

¹DI · ¹D₂ ⁼ {<^VGS2 - V - ^(VG-S1 ~ Durch Einsetzen der Gleichung (3) erhält man

Ό2 = (V_GS2 - V_T) ( v^N - 1) /R₁ ^N (4)

Die Kombination der Gleichungen (2) und (4) und die Elimination der Spannungen führt zu folgender Gleichung:

(5)

= ( V^N - 1)²/ jk (W/L) R₁ ² n

Zwischendurch sei auf den Verstärkerabschnitt des Schaltkreises Bezug genommen. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers ist durch folgenden Ausdruck vorgegeben:

Ay. = gm R_L = 2 k K (W/L) (V₆₅₅ - V_T) R_L (6)

Das Gate-Verhältnis des Transistors Q5 beträgt hier K(W/L). Aus der Sah-Gleichung erhält man ferner

I₀₅ = kK (W/L) (V_GS5 - V_T)² (7)

Eliminiert man die Spannung aus den Gleichungen (6) und (7), so erhält man

I₀₅ = Av² / 4 k K (W/L) R₁ ² (8)

Nunmehr gilt es, die Stromquelle und den Verstärkerabschnitt des Schaltkreises in Beziehung zueinander zu bringen. Nimmt man das Gate-Verhältnis des Feldeffekttransistors Q7 mit M(W/L) an und berücksichtigt man die Tatsache, daß V__o den gleichen Wert

Gb

hinsichtlich der Feldeffekttransistoren Q2 und Q7 besitzt, so ergibt sich

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¹D₇ " ^{M 1}D₂-

Da sich der Strom durch den Feldeffekttransistor Q7 gleichmäßig auf die Feldeffekttransistoren Q5 und Q6 aufteilt, erhält man

¹DS ^{= 1}D? / ²·

Eliminiert man I₀₇ aus diesen letzten zwei Gleichungen, so ergibt sich

I₀₂ = 2 I₀₅ / M.

Dies gestattet eine Kombination der Gleichungen (5) und (8) und eine Elimination der Ströme. Die sich ergebende Gleichung kann so manipuliert werden, daß sich folgender Ausdruck für die Verstärkung A ergibt:

A = ( VN-D V/2KM/N R₁-ZR₁. ' (9)

In dieser Gleichung sind die Größen K, M und N Konstanten, die durch die Gate-Verhältnisse vorgegeben sind und die Widerstände R₁ und R_T weisen gleiche Temperaturkoeffizienten und angepaßte Eigenschaften mit einer festen Geometrie zueinander auf. Daraus folgt, daß die Verstärkung A unabhängig von der Spannung, der Temperatur und den Herstellungs- sowie Verarbeitungsparametern ist.

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Claims (4)

1. HONEYWELL INC. 23. Dezember 1980

   Honeywell Plaza 1007752 Ge

   Minneapolis, Minn., USA Hz/de

   Verstärker

   Patentansprüche:

   Integrierter, eine stabile Verstärkung aufweisender Verstärker mit einer Stromquelle und einem Verstärkungsabschnitt, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle umfaßt:

   Erste und zweite Transistoren (Q1 und Q2) von einem ersten Leitfähigkeitstyp, wobei der Emitter des ersten Transistors über einen Referenzwiderstand (R₁) und der Emitter des zweiten Transistors direkt an den einen Pol (15) einer Spannungsquelle angeschlossen sind und wobei die beiden Basen und der Kollektor des zweiten Transistors miteinander verbunden sind;

   dritte und vierte Transistoren (Q3 und Q4) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp, deren Emitter mit dem anderen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden sind, deren Basen zusammengeschaltet und an die Kollektoren der ersten und dritten Transistoren angeschlossen sind und wobei der Kollektor des vierten Transistors mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist;
   und daß der Verstärkungsabschnitt umfaßt: Fünfte und sechste Transistoren (Q5 und Q6) vom ersten Leitfähigkeitstyp, deren Kollektoren über entsprechende Lastwiderstände (R^) mit dem zweiten Pol (25) der Betriebsspannungsquelle verbunden sind und wobei das Eingangssignal zwischen den Basen dieser Transistoren angelegt wire! und

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   das Ausgangssignal zwischen den Kollektoren dieser Transistoren abgenommen wird;

   und einen siebten Transistor (Q7), der mit seinem Emitter an den ersten Pol (15) der Betriebsspannungsquelle, mit seiner Basis an die Basis des ersten Transistors und mit seinem Kollektor an die Emitter der fünften und sechsten Transistoren angeschlossen ist.
2. 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter-Sperrschichtbereich des ersten Transistors (Q1) und des siebten Transistors (Q7) um ein ganzzahliges Vielfaches größer als der Emitter-Sperrschichtbereich des zweiten Transistors (Q2) ist.
3. 3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten, zweiten und fünften bis siebten Transistoren gegenüber den dritten und vierten Transistoren einen unterschiedlichen Leitfähigkeitstyp aufweisen.
4. 4. Verstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch die Verwendung von n-MOS-Feldeffekttransistoren und p-MOS-Feldeffekttransistoren als Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps.

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