DE3032610A1 - Anstiegszeitgeregelter generator in integrierter schaltkreistechnik zum erzeugen von ausgangssignalen mit gegenueber seiner versorgungsspannung erhoehten signlspannungen. - Google Patents

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Weickman/v Dipl.-Pms. Da. K. Fincke

Dipl.-Ing. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber Dr. Ing. H. Liska 3032610

8000 MÜNCHEN 86, DEN / Λ /».,,, .-,ww. POSTFACH 860 820 '*" ^; **'

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 39 21/22

D/80

XICOR, INC.

1221 Innsbruck Drive

Sunnyvale, California

Anstiegszeitgeregelter Generator in integrierter Schaltkreistechnik zum Erzeugen von Ausgangssignalen mit gegenüber seiner Versorgungsspannung erhöhten Signalspannungen

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Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der logikpegelangepaßten Schaltungssysteme in integrierter Schaltkreistechnik zum Erzeugen von Ausgangssignalen mit hoher Spannung, insbesondere auf logikpegelangepaßte und
mittels einer steuerbaren Diode anstiegszeitgeregelte Schaltungssysteme in integrierter Schaltkreistechnik zum Erzeugen von AusgangsSignalen mit hoher Spannung, die insbesondere
dafür ausgelegt sind, nichtflüchtige Speichersysteme in integrierter Schaltkreistechnik, die integrierte Schaltkreis-10'elemente mit schwebendem Gate zur Informationsspeicherung
in Form einer Speicherung elektrischer Ladungszustände der
Elemente mit schwebenden Gate haben, zu betreiben.

Viele Speichersysteme in integrierter Schaltkreistechnik verwenden bistabile Halbleiterschaltungen, beispielsweise Flipflop-Schaltungen, als Speicherzellen zum Speichern binärer
Daten (Einsen oder Nullen). Für solche statischen Speicherzellen zum Speichern von Information muß ein elektrischer
Strom aus einer elektrischen Stromversorgungseinrichtung ununterbrochen in einen der beiden Zweige einer solchen kreuzgekoppelten Schaltung fließen und im Verhältnis dazu von dem anderen Zweig ausgeschlossen werden. Dabei werden zwei (binäre) unterscheidbare Speicherzustände für die Informationsspeicherung geschaffen, und zwar abhängig davon, welcher der Zweige leitend und welcher der Zweige in korrespondenz nichtleitend ist. übereinstimmend damit werden solche Halbleiter-

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Speicherzellen als "flüchtig" betrachtet, weil, wenn die elektrische Stromversorgung fortgenommen wird, der den Speicherzustand bestimmende Strom durch den gerade stromführenden Zweig zu fließen aufhört. Die Information ist damit in' " Übereinstimmung mit dieser Tatsache in der Zelle verloren gegangen. Andere Typen von Speichersystemen mit dynamischen integrierten Schaltkreisen benötigen eine Stromversorgung für ein ununterbrochenes periodisches Auffrischen der dynamischen Speicherzelleninhalte, weil sonst die Information auf ähnliche Weise verloren geht. Eine solche Flüchtigkeit ist ein wesentlicher Nachteil herkömmlicher Halbleiter-Speichersysteme. Es wurden wesentliche Anstrengungen auf diesem Gebiet unternommen, um .Schaltungselemente und Strukturen zur Erzielung einer Nichtflüchtigkeit der Halbleiterschaltungen bei Abschaltung der Stromversorgung zu entwickeln, vergl. beispielsweise [E. Harari, et al.,"A 256-Bit Nonvolatile Static RAM", 19 78 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 108-109J F. Berenga, et al., _"e"pR0M TV Synthesizer", 1978 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 196-197; M. Home, et al., "A Military Grade 1024-Bit Nonvolatile Semiconductor RAM", IEEE Trans. Electron Devices, Vol. ED-25, No. 8 (1978),pp. 1061-1065; Y. Uchida, et al., "IK Nonvolatile Semiconductor Read/Write RAM", IEEE Trans. Electron Devices, Vol. ED-25, No. 8 (1978), pp. 1065-1070; D. Frohmann, "A Fully-Decoded 2048-Bit Electrically Programmable MOS-ROM", 1971 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 80-81 ; US-PS 3 660 819> US-PS 4 099 196; US-PS 3 500 142; DiMaria, et al., "Interface Effects and High Conductivity in Oxides Grown from Polycrystalline Silicon", Applied Phys. Letters (1975), pp. 505-507; R.M.Anderson, et al., "Evidence for Surface Asperity Mechanism of Conductivity in Oxide Grown on Polycrystalline Silicon", J. of Appl. Phys., Vol. 48, No. 11 (1977); pp. 4834-4836].

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Anordnungen, die auf MOS-Strukturen mit schebendem Gate ba-

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sieren, werden herkömmlicher Weise für Systeme verwendet, dei eine verlängerte Daten-Aufbewahrungszeit haben. Ein schwebendes Gate (floating gate) ist eine Zone eines leitenden Materials, das elektrisch von dem Substrat des Schaltkreises, jedoch kapazitiv mit dem Substrat gekoppelt ist und dabei das Gate eines MOS-Transistors bildet. Abhängig von den Vorhandensein oder Nichtvorhandensein einer Ladung auf diesem schwebenden Gate wird der MOS-Transistor leitend ("on") oder nichtleitend ("off") gehalten, womit die Grundlage für eine Speichereinrichtung zu Speichern einer binären "Eins" oder einer binären "Null" in korrespondenz mit dem Vorhandensein oder Nichtvorhandensein einer Ladung auf dem schwebenden Gate gegeben ist. Es sind unterschiedliche Mittel zum Einbringen oder Abziehen der Signalladung zu oder von dem schwebenden Gate bekannt. Wenn sich die Ladung einmal auf dem Gate befindet, bleibt sie permanent gefangen, weil das schwebende Gate vollständig durch ein Isolationsmaterial umgeben ist, das als Barriere gegen das .Entladen des schwebenden Gate wirkt.

Eine Ladung kann auf das schwebende Gate des Elements einer Speicherzelle gebracht werden oder von ihm entfernt werden, indem Impulse mit einer im Vergleich mit dem Spannungspotential eines Signallogikpegels hohen Spannung angewendet werden,'um ein starkes Durchtunnelungsfeld über dem isolierenden Dielektrikum des schwebenden Gate aufzubauen. Solche Impulse mit hoher Spannung wurden bisher herkömmlicherweise durch externe Stromversorgungsschaltungen bereitgestellt, die eine Anzahl von Nachteilen bezüglich der Erzeugung von bedarfsweise gesteuerten Impulsformen und -spannungen haben, sofern solche Stromversorgungsschaltungen auf irgendeine einfache und kostengünstige Art und Weise betrieben werden. In dieser Hinsicht besteht ein Bedarf, zuverlässige, in integrierter Schaltkreistechnik ausgeführte und mit einer Spannung, die einem Logikpegel entspricht, versorgte Erzeuguiigssysteme für höhere Spannungen, zu schaf-

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fen, um gesteuerte Impulse mit hoher Spannung für nichtflüchtige Speichersysteme bereitstellen zu können.

Es ist bekanntlich verhältnismäßig einfach, eine hohe Spannung durch Verwendung diskreter Komponenten, die an sich bekannt sind und weitgehend in vielen Anwendungsfällen benutzt werden, zu erzeugen. Desweiteren wurden bereits Schal tungen, die hohe Spannungen erzeugen und als monolithi.sche, integrierte Schaltkreise realisiert sind, in einfachen An-Ordnungen, wie beispielsweise Uhrenschaltungen und bei diesen oftmals zum Betreiben von Flüssigkristall-Anzeigebausteienen,"benutzt. Indessen setzt eine solche Anwendung einen nur geringen Bedarf für eine präzise Zeit- oder Pegelsteuerung für die erzeugten Impulse voraus. In Demgegemüber besteht ein Bedarf für Schaltungssysteme zum Erzeugen exakt gesteuerter Impulse hoher Spannung, die als Teil eines mit niedriger Spannung betriebenen integrierten Schaltkreises realisiert werden können.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein solches Schaltungssystem zu schaffen. Eine weitere Aufgabe für die vorliegende Erfindung besteht darin, Verfahren und integrierte Schaltkreise zu schaffen, die Impulse mit hoher Spannung mit exakt gesteuerten Anstiegszeiten und Spitzensapnnungspegeln erzeugen und die als Teil eines integrierten Schaltkreises, der schnittstellenmäßig mit anderen Schaltungsteilen für eine Niederpegellogikspannungangepaßt sind, realisiert sind. Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, Verfahren und integrierte Schaltkreise zur Verfügung zu stellen, die dafür ausgelegt sind, relativ lange Zeitkonstanten, etwa ungefähr 1ms, bereitzustellen.

Die genannten Aufgaben werden erfindungsgemäß durch einen anstiegszeitgeregelten Generator in integrierter Schaltkreistechnik zum Erzeugen von Ausgangssignalen mit gegen-

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über seiner Versorgungsspannung erhöhten Signalspannungen gelöst, der dadurch gekennzeichnet ist, daß eine rückkopplungsgesteuerte Takteingangsschaltung zum Erzeugen eines Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals vorgesehen ist, daß ei— ne Ladungspumpanordnung zum Pumpen von Ladungspaketen längs einer Vielzahl von deskreten Stufen steigenden Potentials und zum Aufbauen eines ersten Ausgangspotentials, das das Potential des Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignal übersteigt, an einem ersten Signalausgang und zum Aufbauen eines zweiten Ausgangspotentials, das das Potential des zugeführten Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals übersteigt, vorgesehen ist, das Mittel zum Begrenzen des Ausgangspotentials der Ladungspumpanordnung auf ein vorbestimmtes Referenzpotential vorgesehen sind und daß Mittel zum Steuern der Anstiegszeit dieses Ausgangspotentials durch Steuern der Ladungs-.. pumprate der -Ladungspumpanordnung vorgesehen sind.

Die Erfindung bietet den Vorteil, daß ein Generator zur Verfügung steht, der als integraler Bestandteil eines monolithischen Schaltkreises, vorzugweise eines Halbleiterspeichers, realisiert ist und trotz der von außen zum Betrieb des Schaltkreises zugeführten, auf die verwendete Technologie abgestimmten verhältnismäßig niedrigen Spannung, beispielsweise n-Kanal-MOS-Pegel, Impulse mit verhältnismäßig hoher Spannung und mit genau reproduzierbaren Impulsformen erzeugen kann.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die in den Unteransprüchen angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand mehrerer, Ausführungsbeispiele für die Erfindung betreffender Figuren im einzelnen erläutert. Aus der im folgenden gegebenen Beschreibung werden neben den bereits genannten Aufgabestellungen weitere Aufgabenstellungen verdeutlicht.

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Fig.1 zeigt ein Gesamtschaltbild eines Ausführungsbeispiels für eine an einen Logikpegel angepaßte, anstiegszeitgeregelte und durch eine gesteuerte Diode spannungsgeregelte Schaltung zum Erzeugen von Impulsen hoher " ' Spannung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 1a zeigt das Schaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels für einen Teil der Schaltung zum Erzeugen von Impulsen hoher Spannung gemäß Fig.1. 10

Fig.2 zeigt ein Diagramm der zeitlichen Beziehungen verschiedener Signale der Schaltung zueinander bezüglich des Ausführungsbeispiels gemäß Fig.1.

Fig.3 zeigt eine Teilschaltung der Gesamtschaltung zum Erzeugen "von Impulsen hoher Spannung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1.

Fig.4 zeigt ein Diagramm des Ausgangssignals der die hohe Spannung erzeugenden Teilschaltung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1 als Funktion der Anzahl der Phasenzyklen.

Fig.5 zeigt eine die hohe Spannung regelnde Teilschaltung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1.

Fig.6 zeigt eine Struktur einer mit einer steuerbaren Diode versehenen Klemmschaltung, die din dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1 verwendet wird. 30

Fig. 7 zeigt eine die hohe Spannung abtastende Teilschaltung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1.

Fig.8 zeigt eine Rückkopplungsschaltung für die die hohe Spannung erzeugende Schaltung nach dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1.

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Fig.9 zeigt teilweise eine halbschematische Schnittansicht einer Ladungspumpanordnung einer integrierten Schaltungsanordnung, die die Teilschaltung gemäß Fig.3 beinhaltet.
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Fig.10 zeigt eine Draufsicht der Struktur, die im Schnitt in Fig.9 gezeigt ist.

Fig.11 zeigt das Schaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels einer Schaltung zum Erzeugen von Impulsen hoher Spannung ähnlich dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.1.

Die vorliegende Erfindung ist allgemein auf Anordnungen und Verfahren zum Erzeugen von Signalen mit hoher Spannung gerichtet, wobei die Anordnungen Mittel zum Pumpen von Ladungspaketen entlang einer Vielzahl von diskreten, in Reihe geschaltenen Stufen mit steigendem Potential unter Zuhilfe-.nahme eines zugeführten getakteten Umladungspotentials enthalten, um ein Ausgangspotential an einem belasteten Ausgang zur Verfügung zu stellen, das das zugeführte Umladungspotential übersteigt, umd um ein Referenz-Ausgangspotential zu schaffen, das ebenfalls das zugeführte Umladungspotential übersteigt. Die Mittel zum Pumpen von Ladungspaketen können forderungsgemäß durch nichtüberlappende, Zweiphasentaktsignale, wie nichtüberlappende Signale eines bestimmten Pegels, betrieben werden, die einen Arbeitszyklus von weniger als 50 % und eine Spitze-zu-Spitze-Spannung von etwa 10V oder weniger und vorzugsweise niedrige Logiksignalpegel, die eine Spitze-zu-Spitze-Spannung von etwa 5 V oder weniger haben. Die Schaltung kann ferner Mittel zum Begrenzen des Referenz-Ausgangspotentials auf einen vorbestimmten Referenz-Potentialwert und Mittel zum Steuern der Anstiegszeit des Ausgangspotentials und der Anstiegszeit des Referenz-Potentials in einer vorbestimmten Weise haben, die wünschenswerterweise, jedoch nicht notwendigerweise, so sein

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kann, daß die Anstiegszeit des Ausgangspotentials für eine gegebene Ausgangsimpedanz größer als die Anstiegszeit des Referenzpotentials ist. Die Mittel zum Begrenzen des Referenz-Ausgangspotentials -können vorteilhafterweise die Rückwärtsdurchbruchs-Charakteristik einer steuerbaren Diode ausnutzen, um ein eine hohe Spannung lieferndes, akurat steuerbares Spannungsbegrenzungmittel zur Verfügung zu haben. Zum Steuern der Spannungs-Anstiegszeiten kann, wie im folgenden im einzelnen beschrieben wird, eine Rückkopplungsanordnung benutzt werden.

In Fig.1 ist ein Ausführungsbeispiel für eine Generatorschaltung 10 gezeigt, die derart ausgebildet ist, daß sie ein gesteuertes Speicherbefehlssignal STORE mit hoher Spannung erzeugt, das insbesondere für integrierte, nichtflüchtige Speicher geeignet ist, wie s-ie in der ursprünglichen US-Patentanmeldung mit der US-Serial No. 71,499, angemeldet am 31. August 1979, und in einer innerhalb der Priori-•tätsfrist mit gleichem Anmeldedatum wie die vorliegende Patentanmeldung eingereichten deutschen Nachanmeldung beschrieben ist und auf die in der vorliegenden Anmeldung im folgenden Bezug genommen wird.

Die Generatorschaltung 10 umfaßt eine Ladungspumpanordnung 12, die an Hand von Fig.3, Fig.9 und Fig.10 näher beschrieben wird, einen Ausgangsspannungs-Schaltungsbereich 14, der an Hand von Fig.5 näher beschrieben wird, eine Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16, die an Hand von Fig.7 näher beschrieben wird, und eine rückkopplungsgesteuerte Takteingangsschaltung 18, die an Hand von Fig.8 näher beschrieben wird.

Die Generatorschaltung 10 enthält ferner eine Logikpegel-Anpassungsschaltung 20 zum Erzeugen logischer Steuersignale für die Generatorschaltung 10.

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Wie in Fig.1 angedeutet, werden der Generatorschaltung 10 vier externe Eingangssignale zugeführt. Diese vier Eingangssignale sind ein Speichersignal STO, das einem logikpegelangepaßten Speichersignaleingang 100 zugeführt wird, ein Bausteinauswahlsignal CS, das einem logikpegelangepaßten Bausteinauswahlsignaleingang 106 zugeführt wird, ein erstes nichtüberlappendes Zweiphasentaktsignal 01, das einem ersten externen Taktsignaleingang 102 zugeführt wird, und ein zweites nichtüberlappendes Zweiphasentaktsignal 02, das einem zweiten externen Taktsignaleingang 104 zugeführt wird. Das einen TTL-Logikpegel annehmende Speichersignal S"TO kann direkt an einen Eingangsstift des integrierten Schaltkreises gelegt werden und wird dazu benutzt, einen Zyklus Generatorschaltung 10 einzuleiten. Das Bausteinauswahlsignal CS ist ein herkömmliches TTL-Logiksignal, das in einer RAM-Speicher anordnung (Speicheranordnung mit wahlfreiem Zugriff) zur Auswahl eines einzelnen logischen Bausteins in Systemen, die eine Vielzahl von integrierten Bausteinen aufweisen, benutzt wird.

Das abzugebende Ausgangssignal mit hoher Spannung der Generatorschaltung 10 ist ein Speicherbefehlssignal STORE, das an einem Speicherbefehlssignalausgang 200 auftritt. Von der Generatorschaltung 10 benutzte interne Steuersignale sind ein internes Logiksignal STL, das an einer internen Logiksignalleitung 300 auftritt, Steuersignale, nämlich ein internes Steuersignal STC, das an einer ersten internen Steuersignalleitung 302 auftritt, und ein invertiertes internes Steuersignal STC, das an einer zweiten internen Steuersignalleitung 304 auftritt, ein Rückkopplungssignal V„_B, das an einer Rückkopplungssignalleitung 306 auftritt, ein Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE, das an einer Ausgangs spannungsabtastsignalleitung 308 auftritt, und nichtüberlappende Zweiphasentaktsignale 01,02, die für ein Ladungspumpen an einer ersten internen Zweiphasen-Taktleitung 310 bzw. an einer zweiten Zweiphasen-Taktleitung 312 auftreten.

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Die internen Steuersignale werden an die Knoten 400, 403, 404, 406, 408, 410 bzw. 412 gelegt. Dabei sind der Knoten 400 ein Eingang für das interne Logiksignal STL, der Knoten 403 ein interner Steuersignaleingang für das invertierte interne Steuersignal STC, der Knoten 404 Ausgangsleitungen einer ersten Spannungsumsetzstufe 510, der Knoten 406 ein Rückkopplungssignaleingang für das Rückkopplungssignal V__D, der Knoten 408 ein Ausgangsspannungsabtastsignaleingang für das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE, der Knoten 410 ein erster interner Taktsignaleingang für das erste nichtüberlappende Zweiphasentaktsignal 01 und der Knoten 412 ein zweiter interner Taktsignaleingang für das zweite nichtüberlappende Zweiphasentaktsignal 02.

In Fig.2 sind in einem Zeitdiagramm die verschiedenen Signale in ihrer zeitlichen Beziehung zueinander dargestellt. Ein typischer Zyklus in Betrieb befindlichen Generatorschaltung 10 wird nun an Hand von Fig.1 und Fig.2 beschrieben. .Die Bezugszeichen, die sich auf Signalzeitpositionen in Fig.2 beziehen, sind im folgenden der Einfachheithalber in eckige Klammern gesetzt. Die Generatorschaltung 10 wird anfänglich dadurch ausgewählt, daß das Bausteinauswahlsignal an dem Bausteinauswahlsignaleingang 106 von einem niedrigen in einen hohen Zustand [800] gebracht wird. Das Bausteinauswahlsignal CS wird an das Gate oder die Steuerelektrode eines in Fig.1 gezeigten MOS-Transistors gegeben, um festzustellen, ob eine Speichersperrschaltung 22 der Logikpegelanpassu'ngsschaltung 20 durch ein Signal, das an dem Speichersignaleingang 100 für das Speichersignal STO erscheint, gekippt werden kann. Im Anfangszustand befindet sich das interne Logiksignal STL normalerweise in seinem hohen Zustand. Wenn das Bausteinauswahlsignal CS hoch ist und das Speichersignal STO abfällt [802], wird bewirkt, daß das interne Logiksignal STL abfällt [804], Das abfallende interne Logiksignal STL bewirkt seinerseits, daß das invertierte interne Steuersignal STC an der zweiten internen Steuersignalleitung 304 abfällt [818] und daß damit das interne Steuer-

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signal STC an der ersten internen Steuersignalleitung 302 hochgeht [820]. Das niedrigliegende invertierte interne Steuersignal STC wird an die Ausgangsleitung 404 der ersten Sapnnungsumsetzstufe 510 innerhalb der Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 gegeben und löst die erste Spannungsumsetzstufe I 510 aus, damit sie Differenzen zwischen dem Ausgangsspannungssignal HV und einem Ausgangsspannungssignal HVC aus der Ladungspumpanordnung 12 abtastet, welche letztere Signale über eine erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 und eine zweite Spannungsumsetζstufen-Steuerleitung 502 an die Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 gegeben werden. Das an dem internen Steuersignaleingang 403 der Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 liegende niedrige invertierte interne Steuersignal STC löst auf ähnliche Weise eine zweite Spannungsumsetzstufe II 520, eine dritte Spannungsumsetζstufe III 530 und eine vierte Spannungsumsetzstufe IV 540 der Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 aus, die ferner Differenzen zwischen dem Ausgangsspannungssignal HV an der ersten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 und dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC an der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 weiter verstärken und übertragen können. Das an den internen Steuersignaleingang 403 der zweiten Spannungsumsetzstufe II 520 angelegte hochliegende invertierte interne Steuersignal STC setzt das Ausgangsspannungs-Abtastsignal HV SENSE auf seinen Anfangszustand, der niedrig liegt. Das an dem Eingang für das interne Logiksignal 400 der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 geführte und niedrigliegende interne Logiksignal STL bewirkt, daß die sich nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an der ersten internen Zweiphasentaktleitung 310 bzw. der zweiten internen Zweiphasentaktleitung 312 für das Ladungspumpen bei [806] bzw. [808] zu schwingen beginnen. Die Wirkung des niedrig liegenden internen Logiksignals STL ist einfach ausgedrückt die, daß es den extern "zugeführten nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignalen 01 an dem ersten externen Taktsignaleingang 102 und 02 an dem zweiten externen Taktsignaleingang

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104 ermöglicht, sich nach den internen Zweiphasentaktleitungen 310 bzw. 312 auszubreiten, wo sie als interne Zweiphasentaktsignale 01 bzw. 02 auftreten. Die Amplitude der Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an den internen Zweiphaseri-" taktleitungen 310 und 312 wird jedoch als eine Funktion der Amplitude der extern zugeführten Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an den externen Taktsignaleingängen 102 bzw. 104 durch das Rückkopplungssignal V™ gesteuert, das an die Rückkopplungssignaleingänge 406 der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 gelegt ist. Die nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01,02 an den externen Taktsignaleingängen 102 und 104 weisen im allgemeinen eine konstante Spannung zwischen Maximum und Minimum auf und können kontinuierlich an die rückkopplungsgesteuerte Takteingangsschaltung 18 gelegt sein. Die nichtüberlappenden Zweiphasentaktsig'nale 01 und 02 an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 und 312 treten andererseits nur auf, wenn das niedrigliegende interne Logiksignal STL an die jeweiligen ^Eingänge für das interne Logiksignal 400 der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 gelegt ist, und zwar mit einer SpannungSamplitude, die eine Funktion des an die Rückkopplungssignaleingänge 4 06 der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 gelegten Rückkopplungssignals V_pB ist. Die Ingangsetzung und die Amplitudensteuerung der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 bzw. 312 ist für die Generatorschaltung 10 bei der Steuerung der Erzeugung der Ausgangssignale mit hoher Spannung wichtig. Mit Rücksicht darauf werden die amplitudenmodulierten Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an den internen Zweiphasentaktleitungen bzw. 312 an die internen Taktsignaleingänge 410 und 412 der Ladungspumpanordnung 12 gelegt, um die Erzeugung des Ausgangsspannungssignals HV und des Ausgangsspannungssteuersignals HVC an einem Ausgangsspannungssignalknoten 314 bzw. an einem Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 zu bewirken. Die Ingangsetzung einer solchen Spannungserzeugung ist

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in Fig.2 bei den Bezugsziffern [812] und [810] angedeutet. In einem Schaltungsbereich für die Generatorschaltung 10 wird, wie in Fig.3 genauer gezeigt, die hohe Spannung durch eine sechzehnstufige Ladungspumpanordnung erzeugt, die dreizehn gemeinsame Ladungspumpschalter 602, 604, 606, 608, 610, 612, 614, 616, 618, 620, 622, 624, 626 und zwei Zweige, mit Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssignal 628, 630, 632 und mit Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungs Steuer signal 629,631 und 633 umfaßt. Die jeweiligen Ladungspumpschalter sind in Reihe geschaltet, und jeder Ladungspumpschalter ist so ausgebildet, daß er einen asymtotischen Zustand von etwa 3 V über der vorhergehenden Stufe erreicht, und zwar für eine hochimpedante Last bei Benutzung von rechteckförmigen, an die internen Taktsignaleingänge 410 und 412 gelegten Zweiphasentaktsignalen 01, 02, die eine Amplitude von jeweils etwa 5 V zwischen Maximum und Minimum aufweisen und eine Stufenschaltschwelle V- von etwa 1 V aufweisen, wenn keine Kiemmaßnahmen getroffen worden sind. Unter diesen Bedingungen, nämlich wenn die 5 V-Zweiphasentaktsignale an den internen Taktsignaleingängen 410 bzw. 412 liegen, beginnt das Speicherbefehlssignal STORE an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 anzusteigen [814], wenn das Ausgangsapannungssignal HV und das Ausgangsspannungssteuersignal HVC ansteigen. Die Spannung des Speicherbefehlssignals STORE steigt durch die Funktion eines Steuertransistors 222 (Fig.5) an, der das Ausgangsspannungssignal HV an den Speicherbefehlssignalausgang 200 unter dem Einfluß des Ausgangsspannungssteuersignals HVC aus den Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssteuersignal 629, 631, 633 an dem Gate des Steuertransistors 222 durchläßt. Weil das Gate des Steuertransistors 222 eine relativ geringe kapazitive Last im Vergleich mit der Last an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 darstellt, steigt die Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC schneller als die Spannung des.Ausgangsspannungssignals HV. Hinsichtlich dieser Tatsache kann' die Last an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 eine nichtflüchtige Speicherelementen-Anordnung

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sein.

Eine besondere Eigenschaft der Generatorschaltung 10 besteht darin, daß die Ausgangsspannung in derartigen Schaltkreisen" leicht gesteuert werden kann. In dieser Hinsicht wird die maximale Spannung des Ausgangsspannungssteuereignals HVC aus dem Zweig mit den Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssteuersignal 629, 631, 633 durch eine mit einem Gate versehene steuerbare Diode 650 festgeklemmt, deren Rückwärtsregel-Durchbruchscharakteristik für Zwecke eines· Referenzspannungselements ausgenutzt wird. Ein Querschnitt der nit einem Gate versehenen steuerbaren Diode 650 ist in Fig.6 gezeigt. Wenn das Gate der steuerbaren Diode 650 auf einem niedrigen Potential, beispielsweise 0 V gehalten wird, dann wird für ein angelegtes Ausgangsspannungssteuersignal HVC von etwa "25 V ein hinreichendes elektrisches Feld über der steuerbaren Diode 650 erzeugt, das einen Durchbruch in der Verarmungsschicht der steuerbaren Diode 650 bewirkt. Die entsprechende Wirkung ist, daß das Ausgangsspannungssteuersignal HVC auf etwa 25 V festgeklemmt wird. Dieser Durchbruchspunkt ist jedoch durch Anlegen einer Gatespannung an eine Gatespannungsleitung 651°"abstimmbar". Wenn beispielsweise die Gatespannung an der Gatespannungsleitvng 651 über ein Gatesapnnungslastelement 218 auf +5 V gehalten wird, dann beträgt die Klemmspannung für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC etwa 30 V. Wenn das Gate der steuerbaren Diode 650 beispielsweise auf 0 V gehalten wird, indem ein geerdeter Gatespannungsableitschalter 220 leitend gehalten wird, beträgt die durch die Ladungspumpschalter für das Ausgangsspannungssteuersignal 629, 631,- 633 erzeugte Klemmspannung für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC 25 V. Obwohl die Klemmspannung eine Funktion der dielektrischen Schichtdicke, der Spannungsdifferenz und der Dotierungsdichte ist, ist eine Klemmspannung von 25 V typisch für mit einem Gate versehene steuerbare Dioden 650, die eine Gateoxiddicke von etwa 1000 A aufweisen. Verschiedene

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Gatespannungen V an der Gatespannungsleitung 651 können dadurch erreicht werden, daß die Leitfähigkeitsverhältnisse des durch das Gatespannungslastelement 218 und den Ga tespannungsableitschalter.220 (Fig.5) gebildeten Inverters geändert werden.

Während des Teils des Ladungszyklus, der dem Einleiten des Ladungspumpens unmittelbar folgt, weisen drei Transistoren 208, 210 und 212 an ihren jeweiligen Source-Elektroden, die an einer gemeinsamen Source-Leitung 209 liegen, ein Potential von +5 V auf, weil das interne Logiksignal STL an dem Eingang für das interne Logiksignal 400 niedrig liegt. Darüber hinaus sind die Transistoren 208, 210, 212, weil ihre Gateelektroden auf +5 V liegen, abgeschaltet (nichtleitend gemacht), wodurch die Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500, 502 und das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 positiv werden können und nicht durch die gemeinsame Source-Leitung 209 verbunden werden müssen. Wenn jedoch das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Ausgangsspannungssteuersignalknoten etwa +25 V erreicht [816] ,'wird es bei diesem Wert durch das Referenzelement mit der steuerbaren Diode 650 festgekelmmt. Das Ausgangsspannungssignal HV an dem Ausgangsspan- · nungssignalknoten 314, das aus den Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssignal628, 630, 632 kommt, kann jedoch weiter ansteigen. Damit steigt die Spannung an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 an, bis der Steuertransistor 222 sperrt oder gesättigt ist [822] '. Ein weiterer Anstieg des Ausgangsspannungssignals HV bewirkt keinen Anstieg des Speicherbefehlssignals STORE mehr. An dieser Stelle [818] wird die kapazitive Last für das Ausgangsspannungssignal HV stark reduziert, weil der Steuertransistor 222 sperrt und das Ausgangsspannungssignal HV an dem Ausgangsspannungssignalknoten 314 von der großen kapazitiven Last für das Speicherbefehlssignal STÖRE abgekoppelt wird.

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Während des Spannungsanstiegs an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 arbeitet ein Rückkopplungsschaltkreis, der die Anstiegszeit des Speicherbefehlssignals STORE aktiv steuert. In diesem Zusammenhang wird, wie vorstehend festge- stellt worden ist, die Pumpwirksamkeit der Ladungspumpanordnung 12 direkt durch die Amplituden der nichtüberläppenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 an den internen Zweiphasen takt leitungen 310 bzw. 312 gesteuert. Das Anliegen dfes Rückkopplungssignals V™ an dem Rückkopplungssignaleingang 406 innerhalb der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 wirkt direkt auf die Amplituden der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 ein. Wenn das Rückkopplungssignal V_pB beispielsweise eine Spannung von 0 V hat, liegen die internen Zweiphasentaktleitungen 310, 312 jeweils auf 1.5V, und demgemäß findet natürlich ein geringes Ladungspumpen statt. Andererseits liegt, wenn sich das Rückkopplungssignal V__B "auf maximaler Höhe (für eine TTL-Ausführungsform der Generatorschaltung 10) befindet, nimmt die Amplitude der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02 an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 bzw. 312 einen Maximalwert von etwa 4.8 V an. Dies entspricht einem Bereich von "kleinem" Pumpen bis zu "vollem" Pumpen der Ladungspumpanordnung 12, wodurch sie die Anstiegs zeit des Ausgangsspannungssignals HV und des Ausgangsspannungssteuersignals HVC steuert. Die Anstiegszeit des Speicherbefehlssignals STORE an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 wird mittels der Kapazität einer Kapazitätsdiode 350 bestimmt. In dieser Hinsicht wird das Potential an einem Knoten 351 des RückkopplungsSchaltkreises durch das Gleichgewicht zwischen einem an dem Knoten 351 über den an der Kapazitätsdiode 350 erscheinenden Verschiebungsstrom und dem Strom bestimmt, der durch einen von dem ansteigenden Potential an dem Knoten 351 eingeschalteten Rückkopplungssignalhilfsschalter 352 geliefert wird.

Die Spannung des RückkopplungsSignaIs V„_B an der Rückkopp-

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lungssignalleitung 306, die zum Steuern der Taktsignalamplitude und dadurch auch der Anstiegszeit der Ladungspumpanordnung benutzt wird, wird von einem aus einem ersten Rückkopplungssignalschalter 354 und einem zweiten Rückkopp-' lungssignalschalter 356 gebildeten Inverter geliefert. Das Gate des ersten Rückkopplungssignalschalters 354 wird von dem Knoten 351 gesteuert. Wenn der Knoten 351 niedrig liegt, ist der erste Rückkopplungssignalschalter 354 ausgeschaltet und die Spannung des Rückkopplungssignals V„_R ist maximal, was in der Folge bewirkt, daß die nichtüberläppenden Zweiphasentakts ignale 01 und 02 an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 und 312 auf maximaler Spannung liegen und folg lich bewirken, daß die Ladungspumpanordnung 12 mit maximaler Pumprate pumpt. Dieser Fall tritt beispielsweise dann ein, wenn an dem Speicherbefehlssignalsausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE, der mit der Lastimpedanz verbunden ist, eine sehr lange Anstiegszeit auftritt. Die Wirkung der resultierenden maximalen Spannung des Rückkopplungssignals V_FB ist die, daß die Anstiegszeit an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 verkleinert wird, indem die Ladungspumprate der Ladungspumpanordnung 12 maximiert wird. Wenn jedoch an dem Knoten 351 ein Anstieg auftritt, wie er durch eine relativ kürzere Anstiegszeit an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 bewirkt wird, gebinnt der erste Rückkopplungssignalschalter 354 leitend zu werden, was bewirkt, daß die Spannung des Rückkopplungssignals V__R an der Rückkopplungssignalleitung 306 zu fallen beginnt. Wenn eine niedrigere Rückkopplungsspannung an dem Rückkopplungssignaleingang 406 der rückkopplungsgesteuerten Takteingangsschaltung 18 liegt, beginnt die Amplitude der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 für das Ladungspumpen an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 bzw. 312 kleiner zu werden. Dies bewirkt, daß die Ladungspumpanordnung 12 mit niedriger Rate pumpt, wodurch die Anstiegszeit der an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssigna 1 STORE anliegenden Spannung kleiner wird.

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Der Bereich der Anstiegszeitsteuerung hängt von der Größe der Last an dem Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE und den einzelnen Größen der Ladungspumpanordnung, des Rückkopplungsschaltkreises und - der Phasenamplituden im einzelnen ab. Es sei darauf hingewiesen, daß ein weiter Bereich gesteuerter Anstiegszeit möglich ist. Insbesondere ist die Erzeugung einer sehr langen Anstiegszeit ein Problem beim Entwurf von integrierten Schaltkreisen. Dieser hier gezeigte Schaltkreis liefert Impulse hoher Spannung mit gesteuerten Anstiegszeiten. Ein spezielles Beispiel liegt darin, daß dieser Schaltkreis Impulse im Millisekundenbereich (beispielsweise 1 bis 10 ms) erzeugen und steuern kann. Das gezeigte Ausführungsbeispiel ist derart ausgelegt, daß Anstiegszeiten von Impulsen hoher Spannung für variable Lastkapazitäten von etwa 50 bis 150 pF in einem Anstiegszeitbereich von etwa 0.8 bis 1.5 ms erzielt werden können.

Wenn das Speicherbefehlssignal STORE einmal seine maximale Spannung erreicht, die durch das von der mit dem Gate versehenen steuerbaren Diode festgeklemmte, als Referenzspannungsquelle dienende Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 bestimmt ist, wird dieses Ereignis von einer Detektoreinrichtung in der Generatorschaltung 10 festgestellt. In dieser Hinsicht wird diese Erkennung durch die Differenz zwischen dem Ausgangsspannungssignal HV und dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC an der ersten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 bzw. der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleigung 502 vorgenommen, die die vierstufige Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 speisen, die das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE liefert, das die Vollendung des Zyklus und die Ingangsetzung der gesamten Generatorschaltung 10 signalisiert.

Wenn nach Fig.2 das Ausgangsspannungssteuersignal HVC seine maximale Höhe erreicht [816] , steigt das Potential an dem

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Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE weiter an, bis es seinen maximalen Wert erreicht [822] , der durch den von dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC gesteuerten Steuertransistors 222 bestimmt ist. Zu diesem Zeitpunkt [818] beginnt das Ausgangsspannungssignal HV aus dem Zweig mit den Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssignal 628, 630, 632 schneller anzusteigen, weil der Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE nicht langer eine Last darstellt.

Zum Zeitpunkt [818] liegt die erste SpannungsumsetzStufen-Steuer leitung 500 niedriger als die zweite Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502, was durch einen weiteren Transistor 206 bewirkt wird, der mit einer geringfügig höheren Schwellenspannung als ein anderer Transistor 204 versehen ist. Zu diesem Zeitpunkt [818] liegt auch das von der Logikpegel-Anpassungsschaltung 20 gelieferte invertierte interne Steuersignal STC an dem internen Steuersignaleingang und der Ausgangsleitung der ersten Spannungsumsetzstufe -niedrig, was bewirkt, daß die vierstufige Ausgaagsspannungs-Abtastschaltung 16 (510,520,530,540) auf Potentialunterschiede an den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 anspricht und das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE an der Ausgangsspannungsabtastsignalleitung 308 erzeugt. Das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE liegt für flen Fall, daß· die erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 niedriger als die zweite Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 liegt, auf niedrigem Niveau. Andererseits liegt das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE hoch, wenn die zweite Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 niedriger als die erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 liegt.

Die vierstufige Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 ist insbesondere so ausgebildet, daß sie bei der verhältnismäßig hohen Spannung funktioniert, die an den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 auftritt. Die erste Spannungsumsetzstufe I 510 arbeitet so, daß Spannungen an

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den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502, die typischerweise etwa 25 V betragen, auf etwa 2.5V transformiert werden. Die niedrigeren Spannungen (2 bis 3 V) sind für weitere Signalverstärkung und -verarbeitung geeigneter. Wichtig ist, daß die Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 für die Spannungsdifferenz mit der Stufe ersten Spannungsumsetzstufe I 510 nur über eine (hochimpedante) kapazitive Kopplung wechselwirken, was heißt, daß die Spannungen an den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 durch den Abtastschaltkreis nicht auf niedrige Spannung gebracht werden. Dies ist bei Signalen mit derartig hohen Spannungen oft sehr wichtig. Wenn der Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE dazu benutzt wird, eine hochimpedante Last zu treiben, benötigt die Ladungspumpanordnung 12 nur geringe Versorgungsströme (Größenordnung μ,Α) .Es ist deshalb ebenso wichtig, daß der Abtastschaltkreis ebenfalls eine hochimpedante Schaltung darstellt, do daß er die Ladungspumpanordnung 12 nicht zu stark belastet.

Zum Zeitpunkt [818] beginnt die Spannung des Ausgangsspannungssignals HV aus dem Zweig mit den Ladungspumpschaltern für das Ausgangsspannungssignal 628, 630, 632 schnell anzusteigen, weil die große Last an dem Speicherbefehlssignalausgang-200 für das Speicherbefehlssignal STORE entfernt worden ist. Zum Zeitpunkt [820] ist das Ausgangsspannungssignal HV hinreichend angestiegen, so daß die erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 mehrere Volt über der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 liegt, die auf im wesentlichen konstanten Potential geblieben ist, und zwar aufgrund der mit dem Erreichen der Maximalspannung des Speicherbefehlssignals STORE eintretenden Klemmwirkung der mit dem Gate versehenen steuerbaren Diode 650. Das Potential der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 wird von dem anderen Transistor 204 liegenden Potential des Speicherbefehlssignalausgang 200 für das Speicherbefehlssignal STORE abgeleitet-

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Die Potentialdifferenz zwischen den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 wird durch die Spannungsumsetzstufen 510, 520, 530, 540 transformiert und verstärkt. Dadurch wird ein einwandfreies MOS-Logiksignal für das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE an der Ausgangsspannungsabtastsignalleitung 308 erzeugt. Zum Zeitpunkt [820] liegt die erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 um etwa 2 V höher als die zweite Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502, wodurch das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE von niedrigem auf hohes Niveau (von 0 V auf +5 V) übergeht. Während dieser Übergangszeit [824] geht auch das interne Logiksignal STL von einem niedrigen Zustand in seinen hohen Zustand [826] über, was durch das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE bewirkt wird, das an den Ausgangsspannungsabtastsignaleingang 408 gelegt ist, um die Speichersperrschaltung 22 dadurch rückzusetzen, daß eine Logiksignalsteuerleitung 130 auf niedriges Niveau gelegt wird. Das hochgehende interne Logiksignal STL [826] stellt -ein Ende des Signalzyklus dar, das bewirkt, daß die nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 ihre Schwingungen an den internen Zweiphasentaktleitungen 310 bzw. einstellen und durch Anlegen des internen Logiksignals STL an den Eingang für das interne Logiksignal 400 in einem hochliegenden Zustand verbleiben. Ohne die Schwingungen der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02 an den internen Taktsignalleitungen 410 und 412 stellen die Stufen der Ladungspumpanordnung 12 die Erzeugung höherer Spannungen ein. Darüber hinaus bewirkt das an dem Gate eines Logiksignalschalters 216 liegende und im hohen Zustand befindliehe interne Logiksignal STL, daß die gesamte Generatorschaltung 10 durch Anlegen von Erdpotential· an die gemeinsame Source-Leitung 209 erneut zu arbeiten beginnt. Dies bewirkt, daß die Signaie HV, HVC und STORE jeweils auf niedrige Potentiale zurückgehen. Weil die Last an dem Speicherbefehlsslgnalausgang 200 für das Speicherbefehlssgnal STORE hochohmig sein kann, kann einige Zeit erforderlich sein, um den Speicherbefehlssignalausgang 200 auf ein niedriges

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Potential zu bringen. Eine solche Rückkehr des Speicherbefehlssignalausgang 200 auf ein niedriges Potential wird zum Zeitpunkt [828] erkannt, in dem das Speicherbefehlssignal STORE an ein Speicherbefehlssignal-Gate 250 gelegt wird, das bewirkt, daß das invertierte interne Steuersignal STC an der zweiten internen Steuersignalleitung 304 hochgeht und das interne Steuersignal STC an der ersten internen Steuersignalleitung 302 in seinen niedrigen Zustand [830] übergeht. Das an dem internen Steuersignaleingang und den Ausgangsleitungen der ersten Spannungsumsetzstufe 4 04 hochliegende invertierte interne Steuersignal STC setzt das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE bedingungslos auf ein, einem logischen Zustand entsprechendes niedriges Potential für einen neuen Zyklus. Schließlich kann der niedrige Zustand [832] des internen Steuersignals STC dazu benutzt werden, das Bausteinauswahlsignal CS zu veranlassen, seinen hohen Zustand (nicht gezeigt) einzunehmen. Das Setzen des Bausteinauswahlsignals CS in seinen hohen Zustand .löst nun die Speichersperrschaltung 22 aus, so daß sie auf die Ingangsetzung eines neuen Zyklus dadurch reagieren kann, daß es dem logikpegelangepaßten Speichersignaleingang 100 erlaubt (niedrig für einen neuen Zyklus), an die Speichersperrschaltung 22 zu gelangen und einen neuen Zyklus zu starten.

Die Generatorschaltung 10 ist speziell dafür ausgelegt, einem anstiegszeitgesteuerten Impuls hoher Spannung mit einer vorbestimmten Spannung von ungefähr 25 V und mit einer Anstiegszeit von ungefähr 1 ms an eine Vielzahl von nichtflüchtigen: Speicherzellen des in der oben genannten Patentanmeldung beschriebenen Typs zu liefern. Die Impedanz, die durch eine Matrix solcher Zellen angeboten wird, kann abhängig von den Betriebsbedingungen und der Anzahl der Benutzungszyklen variieren. Das Bereitstellen eines gesteuerten Impulses ist beim Betrieb der Speicherzellen wichtig. Durch die vorliegende Erfindung wurden Verfahren und Anord-

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nungen geschaffen, die insbesondere dafür ausgelegt sind, derartige Impulse hoher Spannung bereitzustellen, wobei die dafür erforderlichen Einrichtungen leicht in ein monolithisches integriertes ("onchip")-Schaltungssystem mit einer-Speichermatrix aus solchen Zellen einbezogen werden kann. Obgleich die vorliegenden Schaltungen nicht auf irgendeine spezielle Technik beschränkt sind, ist die Generatorschaltung 10 in bezug auf Parameter gezeigt, wie sich aus einem n-Kanal-MOS-Herstellungsprozeß mit typisch 5 V Stromversorgung und einer Schwellenspannung von +0.8 V, ergeben.

Nachdem die gesamte Betriebsweise der Generatorschaltung beschrieben worden ist, werden nun verschiedene Aspekte der Schaltung mehr ins einzelne gehend beschrieben. In diesem Zusammenhang stellt die Ladungspumanordnung 12, die ein wichtiger Teil der Generatorschaltung 10 ist, eine 16-Stufen-Umladungsschaltung dar, die durch die beiden nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01 und 02 betrieben wird (Fig.3 und Fig.4). Wie zuvor erläutert, ist die Ladungspumpanordnung, die eine Reihenschaltung darstellt, drei Stufen von dem Ende entfernt aufgezweigt. Drei kleine Stufen werden dazu benutzt, das Ausgangsspannungssteuersignal HVC zu erzeugen, das sich höher als das Ausgangsspannungssignal HV wegen seiner kleinen Last in Gestalt des Steuertransistors 222 auflädt, bis es durch die steuerbare Diode 650 begrenzt wird. Die maximale Ausgangsspannung ist durch die Anzahl der Stufen bestimmt. Eine Veränderung der Anzahl Stufen wird außerdem die dynamische Eigenschaft der Kette verändern und stellt eine brauchbare Variationsmöglichkeit dar.

Die Ladungsrate ist proportional der Frequenz (f) der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02, dem wirksamen Bootstrap-Verhältnis multipliziert mit dem Spannungshub (Δν) der ηichtüberläppenden Zweiphasentaktsignale 01 und und dem Verhältnis der Lastkapazität an dem Ausgangsspan-

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nungssignalknoten zu dem Ladungspumpkapazität (R).

Bei Annahme von biespielsweise 100 pF als Lastkapazitätswert für die gezeigte Ladungspumpkapazität von etwa 0.35 pF ergibt sich das Verhältnis R typisch mit ungefähr 300 (d.i. 100 pF/0.35 pF).

Bei normalen Werten der Rückkopplungsschaltung (VV=4 V)

FB

beträgt der Spannungshub der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02 ungefähr 4.5 V. Daher ist AV = 80 % χ 4.5V, was ungefähr 3.5 V entspricht.

Das Diagramm gemäß Fig.4 zeigt eine simulierte Pumpspannung VS, die Anzahl der Zyklen der nichtüberlappenden Zweiphasen taktsignale 01, 02 für unterschiedliche Werte von R und AV. Durch die Verwendung der nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale ist" die Bestimmung einer solchen Simulation stark vereinfacht, und der Effekt des Transfer-Gate-Spannungsanstiegs oder der Stufenschaltschwelle V_T kann infolge des "Handkapazitätseffekts" in das Simulationsmodell einbezogen werden.

Dieses Diagramm (Fig.4) zeigt für R=100 und ÄV=4 V, daß die Ladungspumpanordnung 12 eine Spannung von 25 V nach etwa 1300 Zyklen erreicht. Entsprechend wird eine Spannung von 25 V bei R=300 nach etwa 4000 Zyklen erreicht.

Aus Fig.4 wird deutlich, daß sehr hohe Spannungen auf praktische Weise aus den verhältnismäßig niedrig gespannten nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignalen erzeugt werden können. Dadurch wird die Anwendung einfacher, nichtüberlappender Zweiphasentaktsignale in einer einfachen Niedrigspannungs-Schaltung zur Steuerung der Generatorschaltung zum Erzeugen hoher Spannungen ermöglicht. Die gezeigte Generatorschaltung.hat desweiteren einen zweifach gegabelten Kettenaufbau, was .die Erzeugung von zwei Signalen hoher

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Spannung, nämlich des Ausgangsspannungssignals HV und des Ausgangsspannungssteuersignals HVC, welche beide von unterschiedlichen Lastbedingungen abhängen, erlaubt.

Ein alternatives Ausführungsbeispiel für die letzten Stufen der Ladungspumpanordnung ist indessen in Fig.1A gezeigt, bei dem eine gegabelte Ladungspump-Kette nicht benötigt wird und ein Kondensator 6 52 zwischen dem Gate des Steuertransistors 222 und dem Ausgangsspannungssignalknoten 314 für das Ausgangsspannungssignal HV am Ende der Stufen der Ladung spumpanordnung, nämlich an dem Ladungspumpschalter eingefügt ist. Zusätzlich zu dem Vorteil eines geringen Bedarfs an Ladungspumpstufen hat die Anordnung gemäß Pig.iA den Vorteil, daß der Strom, der durch die steuerbare Diode 6 50 geschaltet wird, nicht in die Ladungspumpanordnung für die Erzeugung einer hohen Spannung eingeführt wird, womit die Pumpkapazität der Kette wirksam vergrößert wird. Der Kondensator 652 isoliert kapazitiv die gesteuerte Diode 650.

Beim Betrieb der Ausführungsform gemäß Fig.1A veranlaßt der Ausgangsspannungssignalknoten 314 für das Ausgangsspannungssignal HV den Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC durch kapazitive Wirkung anzusteigen. Wenn der Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 die Durchbruchsspannung erreicht, die durch die gesteuerte Diode 6 50 bestimmt ist, wird die Spannung des Ausgangsspannungssteuersignalknotens 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC durch die steuerbare Diode 650 gebrenzt. Weil die Spannung des Ausgangsspannungssterersignals HVC die Spannung des Speicherbefehlessignals STORE steuert, erreicht diese Spannung des Speicherbefehlssignals STORE ein Maximum. Wie zuvor beschrieben wird das Potential des Ausgangsspannungssignalknotens 314 nun deutlich über das Potential des Ausgangsspannungssteuersignalknotens ansteigen und die Schaltung veranlassen, einen Zyklus abzutasten und zu vervollständigen. Ein anderer Vorteil der kapazitiven Kopplung an die steuerbare Diode 650 besteht darin,

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daß ein minimaler Strom aus der steuerbaren Diode 650 gezogen wird, was zu einer merklichen Stabilität führt. Die Auslegung des Kondensators 652 ist derart gewählt, daß sie genügend groß ist, um alle anderen Kapazitäten an dem Aus- ' gangsspannungssteuersignalknoten 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC zu überwiegen.

Obgleich die gezeigte Generatorschaltung dazu verwendet werden kann, sowohl hohe als auch niedrige Impedanzlasten zu versorgen, ist die Größe der Generatorschaltung besonders gering für hochimpedante kapazitive Lasten. Daraus wird deutlich, daß ein großer Bereich von Spannungen auf praktische Weise aus der Generatorschaltung zur Erzeugung hoher Spannungen, wie sie in Fig.4 gezeigt ist, zu Verfügung steht.

Es wird anzuerkennen sein, daß eine Ladungspumpanordnung des Typs, der in Fig.1 bzw. Fig.1A gezeigt ist, jeweils besonders geeignet ist, um als Teil einer integrierten Schaltungsanordnung eingesetzt zu werden. Diesbezüglich zeigen Fig.9 und Fig.10 jeweils ein Ausführungsbeispiel für eine integrierte Schaltungsanordnung mit einer Reihe von Ladungspumpschaltern .

V.'ie in Fig.9 und Fig. 10 gezeigt können die nichtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02 an isolierte pn-Übergangs-N -Kanäle 90,92 gelegt und kapazitiv mit Elektroden 94,95,96 und 97 gekoppelt werden, die jeweils einen elektrischen Kentakt zu einer N+-Dioden-Diffusionszone herstellen und kapazitiv mit einer benachbarten N+-Diffusionszone in der Kette gekoppelt sind, um eine Ladungspump-Struktur in Reihenschaltung zu bilden, wie sie in Fig.1 gezeigt ist.

Die maximale Spannung der Generatorschaltung 10 wird, wie zuvor erwähnt, durch eine Spannungssteuerschaltung für hohe Spannungen begrenzt. Diese Spannungssteuerschaltung für hohe Spannungen (vergl. Fig.5) begrenzt die maximale Spannung,

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die dem Speicherbefehlssignalausgang 200 zugeführt wird, in dem gezeigten Ausführungsbeispiel mit der Gatespannungsleitung 651 auf Erdpotential auf ungefähr 25 V. Wie indessen zuvor erwähnt, hebt das Ansteigen des Potentials der Gatespannungsleitung 651 auf einfache Weise die Maximalspannung an. Ein zweites Ausführungsbeispiel 1100 für eine Schaltungsanordnung, die ein "abgestimmtes" Knotenpotential zum Anheben der Maxiamispannung verwendet, ist in Fig.11 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung sendet ein differenziertes Spannungssignal an die Ausgangsspannungs-Abtastschaltung, wenn dieses Maximum erreicht worden ist. Das Ausgangsspannungssteuersignal HVC hat eine sehr kleine Ladung udn steigt demzufolge über das Ausgangspotential des Ausgangsspannungssignals HV an, bis die steuerbare Diode 650 es auf ungefähr 25 V begrenzt» Die exakte Begrenzungsspannung kann durch Verwendung ei'ner Anpassungsschaltung für die Gate spannung, wie in Fig»6 gezeigt, eingestellt werden, die ein ausgewähltes Potential von 0-5 V an der Gatespannungsleitung 651 aufbaut und in ObereinStimmung damit das "Abstimmen" oder die Auswahl eines Bereiches von Dioden-Durchbruchspannungen und diesen zugeordneten Speicherbefehlssignals - Ausgangsspannungen erlaubt.

Wenn das Ausgangsspannungssteuersignal HVC einmal begrenzt ist, steigt das Potential des Speicherbefehlssxgnalausgangs 200 an, bis der Steuertransistor 222 bei ungefähr 25 V (mit einem V__n von ungefähr 0 V) abschaltet. Nachdem der Steuertransistor 222 ausgeschaltet ist, ist das Ausgangsspannungssignal HV frei, um anzusteigen, zu entladen und evtl. die erste Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 (Knoten HV1) über die zweite Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 (Knoten HV2> hinweg anzuheben.

Wenn das interne Logiksignal STL niedrig wird (Speicherbetrieb) , hebt der-Transistor 208 anfänglich den Knoten HV2 über den Knoten HV1, der den Transistor 210 mit einer größeren Schwellspannung oder geringeren Leitfähigkeit, als

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sie der Transistor 208 aufweist, hat. Die Durchbruchsspannung der steuerbaren Dioden solcher Anordnungen liegt bei ungefähr 30 V.

Wenn das interne Logiksignal STL hoch wird, entladen die Transistoren 208, 210 und 212 den den Ausgangsspannungssignalknoten 314 für das Ausgangsspannungssignal HV, um die Schaltungsanordnung rückzusetzen.

Wie ebenfalls erläutert wurde, besteht eine besondere Eigenschalft der Generatorschaltung 10 darin, daß eine Spannungsbegrenzung durch eine steuerbare Diode benutzt wird, um eine Referenzspannung für die hohe Spannung bereitzustellen. In Fig.6 ist eine Schnittansicht durch eine steuerbare Diode 650 gezeigt, die eine abstimmbare Schaltung darstellt, welche von der Spannungsdefferenz zwischen der Gatespannung V , die einer MOS-Gate-Elektrode 660 zugeführt wird, und der Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC _r die einem N -Bereich 662 der steuerbaren Diode 650 zugeführt wird, abhängt. Die Spannungsdifferenz (HVC-V ) baut eine Referenzspannung mit hohem Spannungswert mit erwünschter Stabilität und Genauigkeit auf. Wenn die Spannungsdifferenz (HVC-V ) ungefähr 25 V für die steuerbare Diode 6 50 geträgt, die eine 1000 A dicke Si-Oxid-Schicht hat, welche die MOS-Gate-Elektrode 660 von dem p- und n- Leitungstyp-Substratbereich, der eine Diode bildet, trennt, wird die Durchbruchsspannung der steuerbaren Diode 650 die Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC auf ungefähr 25 V begrenzen.

Das gezeigte Begrenzungssystem für die steuerbare Diode 650 umfaßt den N -Bereich 662, der in einem p-leitenden monokristallinen Si-Substrat 655 ausgebildet ist. Die hohe (positive) Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC an dem Ausgangsspannungssteuersignalknoten 316 der Ladungspumpanordnung gemäß Fig.1 oder eines Knotens 317 des Ausführungsbeispiels gemäß Fig.1A kann dem N -Bereich 662 der steuer-

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baren Diode 650 zugeführt werden. Die p-leitende Seite der
Diode liegt daher auf wesentlich stärker negativem Potential (beispielsweise Erdpotential· in der Generatorschaitung 10,) so daß die gesteuerte Diode 650 stark rückwärtsgeregelt mittels des Betriebes der Ladungspumpanordnung 12 ist. Das Rückwärtsregel-Potential erzeugt eine Verarmungszone an dem pn-übergang der Diode, wie in Fig.6 gezeigt ist. Die
MOS-Gate-Elektrode 660 ist seitlich von dem Bereich des pn-Überganges vorgesehen und von diesem durch eine geeignete
dielektrische Schicht, die eine 1000 Ä dicke Si-Dioxid-Schicht 6 58 in dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist, isoliert.

Das leitende Gate kann eine Gatespannung V haben, die diesem zugeführt wird. Eine Zone großer Feldstärke wird in dem Bereich des pn-Übergangs unmittelbar neben der MOS-Gate-Elektrode 660 durch die Spannungsdifferenz (HVC-V ) ausgebildet, das eine Durchbruchs-Referenzspannung von etwa 25 V -für ein Gateprential von 0 V aufbaut. Die Diode bricht aufgrund des hohen Feldes durch, das in diesem Bereich ausgebildet ist und durch die Anwesenheit der MOS-Gate-Elektrode 660 und des rückwärtsgeregelten Überganges veranlaßt wird.
Normalerweise würde ein rückwärtsgeregelter pn-Si-Übergang
bei einer sehr viel größeren Spannung (beispielsweise 50-

100 V) durchbrechen, wenn die MOS-Gate-Elektrode nicht vorhanden wäre. Es ist außerdem mäglich, die Durchbruchspannung durch Verändern der Gatespannung einzustellen. Durch
Versuche wurde festgestellt, daß der Durchbruch der gesteuerten Diode durch Herstellungsparameter gur festgelegt werden kann. Der Durchbruch einer steuerbaren Diode ist bereits als ein Mittel zum Schützen von MOS-Schaltungseingängen vor einer hohen statoelektrischen Spannung benutzt worden. Die
steuerbare Diode wird jedoch bei der vorliegenden Erfindung dazu benutzt, eine einstellbare Referenzspannung von gro-

5 ßer Genauigkeit zu schaffen, die auf andere Weise i>ehr viel kompliziertere Schaltungskomponenten erfordern würde.

1 1 Π 0 Π 1 0 8 0 C

Übereinstimmend damit wird anzuerkennen sein, daß die Benutzung eines Spannungsbegrenzungssystems mit einer steuerbaren Diode eine besonders wünschenswerte Schaltungsanordnung für das Bereitstellen eines Referenzpotentials hoher Spannung darstellt.

Die hohen Potentiale, die durch die Ladungspumpanordnung 12 zur Verfügung gestellt werden, benötigen außerdem besondere Schaltungseigenschaften zur Erzeugung von Logiksteuerisgnalen aus den Signalen mit hoher Spannung. Wie angedeutet, zeigt Fig.7 die Ausgangsspannungs-Abtastschaltung 16 der Generatorschaltung 10. Eine wichtige Erkenntnis ist, daß die erste Spannungsumsetzstufe 510 eine vollständige hochimpedante Schnittstelle zu den Spannungsumsetzstufen-Steuerleitungen 500 und 502 repräsentiert. Die erste Spannungsumsetzstufe 510 verschiebt außerdem in einer einzigen Stufe die verhältnismäßig hohe Spannung auf einen niedrigen Pegel. Wie zuvor erläutert, wird das Ausgangsspannungsabtast- - signal HV SENSE hochgelegt, wenn das Signal an dem Knoten HV1 der ersten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 höher als das Signal an dem Knoten HV2 der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 (nachdem das Speicherbefehlssignal STORE etwa 25 V erreicht hat) gezogen wird.

In der Stufe I liegen die Vergleichsknotenpunkte S und S der ersten Spannungsumsetzstufe 510 ungefähr auf 2.5 und 2.3 V, wenn die Eingangsspannung HV1 der ersten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 500 27 V und die Eingangsspannung HV2 an der zweiten Spannungsumsetzstufen-Steuerleitung 502 25 V betragen. Die Differenzialstufen II (520), III

(530) und IV (540) haben eine typische Verstärkung von größer als 100, womit ein großer Hub für eine letzte Pegel-Verschiebungsstufe V (550) gegeben ist.

Bevor der STORE-Zyklus gestartet wird, setzt das invertierte- interne Steuersignal STC mit einem Logikpegel von +5 V (H), das dem internen Steuersignaleingang 403 zugeführt -.-/ i

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den Abtastverstärker in den Ausgangsspannungsabtastsignal-Pegelzustand OV (L).

Die Steuerschaltung für die hohe Spannung setzt ihre Eingangsspannung an dem Knoten HV2 über die Eingangsspannung an dem Knoten HV1 _t wenn der STORE-Zyklus gestartet ist. Somit wird das Ausgangsspannungsabtastsignal HV SENSE auf einem niedrigen Pegel verbleiben, nachdem das invertierte interne Steuersignal STC ausgelöst ist, bis das Speicherbefehlssignal STORE ungefähr 25 V, wie zuvor beschrieben, erreicht.

Der Wert, bei dem der Speicherbefehlssignalausgang 200 die vorbestimmte Ausgangsspannung erreicht, wird durch die Rückkopplungsschaltung für hohe Spannungen (vergl. Figl.8) vorgeschrieben, die den Anstiegswinkel des Speicherbefehlssignal-Impulses STORE ohne irgendeine Gleichstromlast für das Speicherbefehlssignal STORE abtastet und regelt. Die Span-.nung des Rückkopplungssignals V₁₇- steuert die Amplituden der niehtüberlappenden Zweiphasentaktsignale 01, 02 über den Rüekkopplungssignaleingang 406 (vergl. Fig.11), der seinerseits die Anstiegsrate der Generatorschaltung zur Erzeugung hoher.Spannung direkt steuert (vergl. Fig.3).

Eine ungeregelte Ladungspumpanordnung 12 würde die Anstiegsrate direkt als Funktion der Lastkapazität verändern, die oftmals durch Faktoren größer als 3 abhängig vom Anwendungsfall derselben Schaltung variiert.

Eine matematische Simulation zeigt, daß die Verwendung der Rückkopplungsschaltung die Anstiegsrate nur um ± 20 % verändert, wenn sich die Lastkapazität um ± 50 % verändert, was eine deutliche Verbesserung darstellt. Weil sich die Impedanz, die durch eine Speichermatrix mit nichtflüchtigen Speicherelementen gegeben ist, wesentlich im Verlaufe ihres Betriebes ündern kann und weil das zur Verfügungstellen eines optimierten Impulses hoher Spannung, der eine allge-

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mein gleichförmige Anstiegszeit hat, wünschenswert für den Betrieb einer Speichermatrix ist, ist die Rückkopplungsschaltung ein wünschenswerter Aspekt für die gesamte Generatorschaltung 10. In der Rückkopplungsschaltung sind Mittel zum Abtasten der Anstiegsrate und zum Verändern der Spannung des Rückkopplungssignals V__B als eine Funktion der Rate des Potentialanstiegs, die durch die Ladungspumpanordnung 12 bereitgestellt wird, vorgesehen. Die Spannung des Rückkopplungssignals V„_n steuert in der Folge den Grad des Ladungspumpens derart, daß ein Ansteigen der Anstiegsrate ein Abfallen der Pumprate verursacht, während ein Abfallen der Anstiegsrate einen Anstieg der Ladungspumprate verursacht. Im Hinblick darauf und mit Rücksicht auf das gezeigte Ausführungsbeispiel für die Generatorschaltung 10 entsteht, wenn das Potential des Speicherbefehlssignals STORE an dem SpeicherbefehlssLgnalausgang 200 innerhalb 1 ms auf 25 V ansteigt, ein Verschiebungsstrom von 7.5 nA aus dem Rückkopplungskondensator von 0.3 pF in den Bausteinen, die eine hohe Spannung, nämlich solche wie - im Extremfall - Potentiale, die höher als ungefähr 15 oder 20 V liegen, benötigen. Gegenwärtig werden derart hohe Spannungen oft als externe Stromversorgung vorgesehen, die gesteuert werden müssen und erhebliche Kosten in einer Systementwicklung verursachen. Anordnungen und Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung sind insbesondere in elektrisch änderbaren, nichtflüchtigen Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM's), in elektrisch änderbaren nichtflüchtigen "Nur-Lesespeichern" (ROM's) und anderen Einrichtungen, die Ladungs-Durchtunnelungs-Prinzipien zum Erreichen einer Nichtflüchtigkeit verwenden, nützlieh. Derartige Anordnungen und Verfahren können ebenfalls in fehlertoleranten integrierten Schaltungsbausteinen und elektrisch programmierbaren integrierten Schaltkreisen für Mikroprozessoren benutzt werden, die nichtflüchtige elektrisch änderbare Elemente zur Erfüllung ihrer Aufgaben verwenden. Integrierte Schaltungssysteme für hohe Spannungen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung können

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außerdem eine Anwendung in räumlich abgesetzten, überwachten Einrichtungen finden, die normalerweise für längere
Zeiträume ohne eigene Stromversorgung sind. In solchen Anwendungsfällen kann die Schaltung dazu benutzt werden, eine' Stromversorgung für die Bausteine durch ein Aktivieren des Generators mit Hilfe von Taktsignalen zu schaffen, die von der räumlich abgesetzten Stelle zugeführt werden. Es kann
eine Datenverarbeitung stattfinden, beispielsweise nach Aktivierung der Bausteine durch Senden von Signalen, die

durch die den Generator treibende Phasentaktsignale synchronisiert werden, so z. B., um Meßwerte eines Meßinstrumentes abzurufen oder einige bestimmte gewünschte logische Funktionen durchzuführen. Falls das aktivierte Gerät ebenso einen nichtflüchtigen Speicher hat, der elektrisch än-

derbar ist, kann ein Mittel zum Speichern und Modifizieren von Daten ohne lokale Stromversorgung vorgesehen werden.
Es ist auch möglich, die Taktimpulse über einen Transformator in die Schaltung einzukoppeln, so daß keine galvanische Verbindung zum Betrieb der Schaltung benötigt wird.

Solche über einen Transformator gekoppelten Systeme können in Schaltungen für medezinische Sondenschaltungen Verwendung finden, z. B. für medezinische Einpflanz-Apparaturen, die dafür ausgelegt sind, in einen lebenden Körper ohne
Taktimpuls-Leitungen oder eine andere Stromversorgung eingepflanzt zu werden.

Ferner können, wie zuvor erläutert, Mittel zum Verändern
des Ausgangspotentials durch Veränderung des Durchbruchspotentials des Spannungsreferenzelementes vorgesehen werden.

Beispielsweise ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel 1100 für die vorliegende Erfindung in Fig.11 gezeigt, das der
in Fig.1 gezeigten Schaltung ähnlich ist, jedoch eine Erweiterung auf 32 Stufen in der Ladungspumpanordnung für das zwiete Ausführungsbeispiel 1102, einen kapazitiven Spannungsabtast-Schaltkreis gleich dem gemäß Fig.1A und eine Inverterschaltung 1104 zum Steuern der Spannung eines Knotens Na

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eines Spannungsbegrenzungsschaltkreises mit gesteuerter Diode 990 aufweist. Die Inverterschaltung 1104 ist eine nach einem bestimmten Verhältnis aufgeteilte Inverterschaltung mit Dioden zum Herabsetzen der Schwellenspannung, die" * ein "Abstimmen" der Spannung des Knotens Na und der Begrenzungsspannung mittels einer gesteuerten. Diode und übereinstimmend damit der Spannung, bei der die Diode 990 begrenzt oder durchbricht und damit die Ausgangsspannung eines Speichersignalimpulses 320 sgeuert, vorsieht. Ein Ende der Inverterschaltung 1104 hat Bedarfsverbindungsstrecken 1106, 1108, die die Klemmspannung verschieben. Die Klemmspannung, die durch die erste Bedarfsverbindungsstrecke 1106 eingestellt wird, beträgt ungefähr 31 V, während die Klemmspannung, die durch die zweite Bedarfsverbindungsstrecke 1108 eingestellt wird, etwa 38 V beträgt. In der Fertigung wird eine der beiden Bedarfsverbindungsstrecken 1106 oder 1108 ausgewählt, um die am meisten geforderte Ausgangsspannung für das spezielle Gerät, das gefertigt wird, zu bestimmen.

Obgleich die Erfindung insbesondere im Hinblick auf ein spe zielles Ausführungsbeispiel für eine Schaltung beschrieben worden ist, die selbst Geräteparameter von typischen 5V-n-Kanal-MOS-Anordnungen benutzt und dafür ausgelegt ist, einen spezifizierten 25 V-Impuls zu erzeugen, der eine geregelte Anstiegszeit von etwa 1 ms hat, können ohne weiteres Variationen, Anpassungen und Modifikationen aus der vorliegenden Offenbarung interpretiert werden, die innerhalb des allgemeinen Erfindungsgedankens und des Bereiches der durch die Patentansprüche definierten vorliegenden Erfindung liegen.

Unterschiedliche Eigenschaften der Erfindung sind durch die in den Patentansprüchen angegebenen Merkmale erklärt.

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Claims (8)

1. Patentansprüche:

   Anstiegszeitgeregelter Generator in integrierter Schaltkreistechnik, zum Erzeugen von Ausgangssignalen mit gegenüber seiner Versorgungsspannung erhöhten Signalspannungen , dadurch gekennzeichnet , daß eine rückkopp- - lungsgesteuerte Takteingangsschaltung (18) zum Erzeugen eines Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals vorgesehen ist, daß eine Ladungspumpanordnung (12) zum Pumpen von Ladungspaketen längs einer Vielzahl von diskreten Stufen steigenden Potentials und zum Aufbauen eines ersten Ausgangspotentials, das das Potential des Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignal übersteigt, an einem ersten Signalausgang und zum Aufbauen eines zweiten Ausgangspotentials, das das Potential des zugeführten Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals übersteigt, vorgesehen ist, daß Mittel zum Begrenzen des Ausgangspotentials der Ladungspumpanordnung (12) auf ein vorbestimmtes Referenzpotential vorgesehen sind und daß Mittel zum Steuern der Anstiegszeit dieses Ausgangspotentials durch Steuern der Ladungspumprate der Ladungspumpanordnung (12) vorgesehen sind.
2. 2. Anstiegszeitgeregelter Generator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß für die Ladungspumpanordnung (12) eine Vielzahl von reihengeschalteten Diodenanordnungen enthält, wobei jede Diodenanordnung kapazitiv an die rückkopplungsgesteuerte Takteingangsschaltung (18) gekoppelt ist.
3. 3. Anstiegszeitgeregelter Generator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die rückkopplungsgesteuerte Takteingangsschaltung (18) nichtüberlappende Zwiephasentaktsignale (01,02) erzeugt, die abweckselnd kapazitiv an die reihengeschalteten Diodenanordnungen gekoppelt sind.
4. 4. Anstiegszeitgeregelter Generator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß weitere Mittel zum Erzeugen eines Logikpegel-Steuersignals vorgesehen sind, die

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   ORIGINAL INSPECTED

   wirksam sind, wenn das Ausgangspotential das vorbestimmte Referenzpotential übersteigt.
5. 5. Anstiegszeitgeregelter Generator nach Anspruch 2, dadurch 5gekennzeichnet , daß die Mittel zum Steuern der Anstiegszeit des Ausgangspotentials der Ladungspumpanordnung (12) weitere Mittel zum Abtasten der Anstiegszeit und Mittel zum Anheben des Potentials des Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals durch eine Veränderung der Anstiegszeit und zum Absenken des Potentials des Mehrphasen-Ladungspumpsteuersignals durch eine entgegengesetzte Veränderung der Anstiegszeit in Beziehung auf eine vorbestimmte, geforderte Anstiegszeit haben, um den Generator (10) so an eine veränderbare Ausgangsimpedanz an dem Signalausgang ohne eine korrespondierende Anstiegszeitänderung anpassen zu können.
6. 6. Anstiegszeitgeregelter Generator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Mittel zum Begrenzen des Ausgangspotentials auf ein vorbestimmtes Referenzpotential eine rückwärtsgeregelte Diode mit einem pn-übergang enthalten, die eine Gate-Elektrode, die zumindest einem Teil des pn-Übergangs der Diode benachbart ist, hat und die elektrisch von ihm getrennt ist, um eine Spannungsklemmschaltung auf einem vorbestimmten Klemmpotential von zumindest 25-V zur Verfügung zu stellen, und daß Abtastmittel vorgesehen sind, die erkennen, daß das Ausgangspotential das Klemmpotential übersteigt.
7. 7. Anordnung zum Erzeugen eines Referenzpotentials zum Betrieb des anstiegszeitgeregelten Generator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode mit einem pn-übergang vorgesehen ist, die eine Gate-Elektrode, die zumindest einem Teil des pn-Übergangs der Diode benachbart ist und dielektrisch von ihm getrennt ist/ daß die Diode ein vorbestimmtes Rückwärts-Durchbruchspotential im Bereich von ungefähr 20-V bis

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   30 V bei einem Gatepotential von 0 V hat, daß ein Referenzpotential, das aus einer vorbestimmten Referenzspannung gewonnen wird, in Rückwärtsregel-Polarität an der Diode liegt und daß das Referenzpotential auf das Rückwärtsdurchbruchs"-" potential durch Leitung über die Diode begrenzt wird, wenn dieses Potential das Rückwärtsdurchbruchspotential übersteigen sollte.
8. 8. Verfahren zum Betrieb der Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß ein Abstimmpotential an die Gate-Elektrode gelegt wird, um das Rückwärtsdurchbruchspotential der Diode verändern zu können.

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