DE3011828C2 - Empfänger - Google Patents
EmpfängerInfo
- Publication number
- DE3011828C2 DE3011828C2 DE19803011828 DE3011828A DE3011828C2 DE 3011828 C2 DE3011828 C2 DE 3011828C2 DE 19803011828 DE19803011828 DE 19803011828 DE 3011828 A DE3011828 A DE 3011828A DE 3011828 C2 DE3011828 C2 DE 3011828C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- filter
- pair
- multiplier
- receiver
- setting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
A [(/+1) T] = Γ*-2a - QP δ\ [/T]
L- —^ — -J
/cos 2 niTf ± sin 2 π /TA
- " \T sin 2 η iTf cos 2 η iTf)
25
30
D- δ.
den um den Winkel 2 /r/f/gedrshten Fehlervektor
έ =
den Entscheidereingangs- und -ausgangsvektoren
und der Trägerfrequenz/ erfolgt und wobei an dem ersten weiteren Multiplizierer als Multiplikant und
Multiplikator die aktuellen Abtastwerte der Eingangssignalteilfolge u bzw. die Fehlerwerte &p oder
S'„ des phasenkorrigierten Fehlervektors S anstehen,
wobei das Ausgangssignal des ersten weiteren Multiplizierers in einem zweiten weiteren Multiplizierer
mit dem negativen doppelten Einstellschrittweitefaktor (-2 - a) multipliziert wird und wobei das
Ergebnis im Akkumulator akkumuliert wird, dessen Ausgang mit dem Bewertungseingang des EinstellmultiDÜzierers verbunden ist.
35
mit der Schrittaktlänge T, dem Schrittaktlaufindex /,
dem Einstellschrittweitefaktor a, der aktuellen Eingangssignalteilfolge u, die momentan in der
Schiebekette TIl des Filterpaares abgespeichert ist. den DifTerenzvektor
45
3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in den Filterzweigen jeweils zwischen
ersten und zweiten weiteren Multiplizierer ein Summierglied eingefügt ist, dessen zweiter Eingang
mit dem Ausgang eines dritten weiteren Multiplizierers verbunden ist, welcher Multiplizierer das akkumulierte Bewertungssignal mit e jiem Gewichtsfaktor g multipliziert, so daß dem Algorithmus ein
zusätzlicher Summand
-2 ag A [i-T]
beifugbar ist, der ein Maß fur die von dem Filterpaar
durchgelassene Rauschleistung und wobei g der Gewichtsfaktor zur Bewertung der Rauschleistung
und α der die Geschwindigkeit der Koeffizientenadaption bestimmende Parameter (Einstellschrittweitefaktor) ist.
4. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Koeffizientenadaption von
der aktuellen Eingangssignalteilfolge j/ im Algorithmus nur das Vorzeichen (SIGN) verwendet wird.
5. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterpaar die Funktion Rauschunterdrückung enthält.
6. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterpaar digital ausgeführt ist.
7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeflizientenadaption digital vorgenommen wird.
8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Berechnung der Entzerrungsausgangsgrößen
die Wortlänge der in der Koeflizientenmatrix A enthaltenen und in den Akkumulatoren gespeicherten
aktuellen Koeffizienten (A,) mittels einer nichtlinearen Operation (QUANT) verkürzt wird (A,) (F i g. 2).
Die Erfindung betrifft einen Empfänger zur Synchrondemodulation von reellen, mittels filterentstörten
bzw. entzerrten Bandpaßsignalen, die mittels Hilbert-Filterpaar in analytische Signale umgewandelt wer-
5C den, die mittels Phasendrehglied gedreht, schrittweise
abgetastet und in einem Entscheider abgefragt werden. Solche Empfänger sind bekannt, beispielsweise aus
dem Aufsatz »Microprocessor Implementation of High-Speed-Data Modems« von Gerwen und anderen aus
IEEE-Transactions on Communications, VoI. COM-25,
Nr. 2, Febr. 77, S. 238ff. oder aus »Ein Beitrag zur digitalen Entzerrung und Impulsformung bei der
Datenübertragung über lineare Kanäle« von Heinrich Schenk, Dissertation an der Universität Erlangen.
Bei den Datenempfängern dieser Art sind die einzelnen Funktionen in getrennten Filteranordnungen
realisiert, beispielsweise die Synchrondemodulation mit Phasentrennung in einem digitalen Hilbert-Filtsrpaar, die optimale Rauschunterdrückung in einem
Matched-Filter und die Signalentzerrung in einem speziellen Entzerrer-Filter. Bei schnell arbeitenden
Datenübertragungsgeräten sind zur Erzielung einer kleinen Bitfehlrate neben dem Hilbert-Filtercaar die
genannten anderen Filter erforderlich, so daß ein relativ hoher Schaltungsaufwand auftritt.
Sind die Kanaleigenschaflen am Empfanger nicht
bekannt, so hat die Entzerrung des Übertragungskanals adaptiv zu erfolgen, was einen zusätzlichen Aufwand
hervorruft.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen Empfänger der obigen Art anzugeben, der mit
wesentlich weniger Schaltungsaufwand auskommt. Dabei soll der Empfänger eine möglichst gute Entzerrung
des Impulsnebensprechens, auch bei unbekannten Kanaleigenschaflen, vornehmen.
Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Mitteln gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Durch den erfindungsgemäßen Empfänger wird erreicht, daß der gesamte Schaltungsaufwand zur Realisierung
der Filterfunktionen kleiner wird, wobei der Empfänger auch bei unbekannten Kanalverzerrungen
eine optimale Entzerrung des Impulsnebensprechens liefen, in einer Ausgestaltung der Erfindung ermöglicht
der Empfanger außerdem eine optimale Rauschunterdrückung.
Bei zeitdiskreter oder digitaler Ausführung der Filterfunktionen ist insbesondere von Vorteil, daß
alle Filterbaugruppen mit dem niedrigen Schrittakt arbeiten können und zur Multiplikation nicht den
hohen Abtasttakt benötigen.
Es folgt die Beschreibung der Erfindung an Hand der Figuren. Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines
erfindungsgemäßen Empfängers, der mit Quadraturamplitudenmoduiation arbeitet. Dabei wird das vom Kanal
gelieferte Eingangssignal mit k ■ TIl abgetastet, wobei T die Schrittaktlänge, / eine natürliche Zahl
>1, die durch die höchste Frequenz/g im Empfangssignal nach dem Abtasttheorem l/T>2fg festgelegt wird, und k
der Abtasttaktlaufindex sind. Die Abtastproben werden einem Transversalfilter zugeführt, dessen beide Ausgänge
die Größen vp bzw. v„ liefern, die zusammen das
vektorielie Empfangssignal
-' ■ G)
ergeben. Voraussetzung für eine gute Demodulation ist, daß möglichst genau die Phasengänge des transversalen
Filterpaares sich im interessierenden Frequenzbereich um n/2 unterscheiden und die Dämpfungsgänge All
paßcharakter aufweisen. Die Augenblickswerte des vektoriellen Empfangssignais zu den Zeitpunkten des
Schrittaktes / · T werden anschließend in einem Phasendrehglied
Ph um den Winkel 2 π i · T ■ f gedreht,
wobei/die Trägerfrequenz ist, und ergeben bei richtiger Entzerrung, synchronem Schrittakt und einer Phasendrehung
mit dem richtigen Winkel das gewünschte vektorieile Ausgangssignal
das nä'herungsweise mit dem Sendesignaj übereinstimmt.
In einem Entscheider Es wird überprüft, ob das
Empfangssignal mit dem Sollsignal
fi(iT) =
übereinstimmt, wobei dem Empfangssignal r in nicht umkehrbar eindeutiger Weise ein Schätzwert^ zugeordnet
wird, der bei störungsfreier Übertragung gleich dem gesendeten Wert ist, und wobei ein Soll-Ist-Vergleich
durch Differenzbildung der Vektor-Komponenten durchgeführt wird.
Die Ausgangsgröße, der Fehlervektor
Die Ausgangsgröße, der Fehlervektor
wird dem Transversalfilterpaar zur Einstellung seiner Koeffizienten zugeführt. Das Transversalfilter enthält
eine Kette von Verzögerungsgliedern TII, in deren
:5 Anfang die Abtastwerte des Eingangssignals eingegeben werden. Das Prinzip des Transversalfilters
besteht nun darin, die um ganze Vielfache von TII verzögerten
Abtastwerte des Eingangssignal u (klI ■ T),
u ((k-\)ll T)... u- ((k-n)ll ■ T), durch Koeffizienten
h-„, Λ-π+ j ... Λο bewertet, aufzusummieren. Dies wird
sowohl für die Normalkomponente λ'5 auch für die
Quadraiurkcrnpcnente durchgeführt, zo daß an den
beiden Summierausgängen die entzerrten Signalkomponenten ν,, bzw. vq entstehen. Die Bewertung
erfolgt mittels Einstellmultiplizierer, an deren zweitem Eingang jeweils die einzelnen Koeffizienten Λ anstehen.
Die Fig. 2 zeigt in Ergänzung zur Fig. 1 eine Schaltungsanordnung
zur adaptiven Einstellung der Filterkoeffizienten A, wobei einer der Koeffizientenzweige für
die Normalkomponente dargestellt ist. In der Anordnung werden die die Verzögerungskette durchlaufenden
reellen Eingangssignale mit derphasenkorrigierten Fehlergröße δ',,, das ist die In-Phase-Komponente des
mittels weiterem Phasendrehglied um den Winkel 2 /r iTf zurückgedrehten Fehlervektors δ, in einem
weiteren Multiplizierer multipliziert. Die Produkte werden einem weiteren Multiplizierer zugeführt, an dessen
zweitem Eingang die Größe -2 α mit α als Einstellschrittweitefaktor
ansteht. Die Fehlerausgai»gsgrrßen werden in einem Akkumulator, der aus einem über ein
Additionsglied rückgekoppelten Verzögerungsglied T bestellt, akkumuliert. Der zum Zeitpunkt (/-1)7" im
A&kumulator abgespeicherte Koeffizientenwert wird dadurch korrigiert und zum Zeitpunkt des Sriirittaktes
i ■ T als neuer Koeffizientenwert hp HT) auf den Einstellmultiplizierer
gegeben, wodurch die Bewertung des obengenannten Eingangssignals erfolgt. Mit dieser
Anordnung läßt sich eine optimale Entzerrung des Impulsnebensprechens erreichen.
In einer Ausgestaltung der Erfindung wird zusätzlich
eine Rauschunterdrückung erreicht. Hierzu erfolgt eine weitere Rückkopplung der akkumulierten Fehlerausgangsgrößen
über einen weiteren Multiplizierer, über den ein; Gewichtung mit einem Gewichtsfaktorgstattfindet,
auf die mit der phasenkorrigierten Fehlergröße ö'p multiplizierten Eiiigangssignale, wobei mittels eines
weiteren Addierers die Summen aus beiden gebildet werden, die dann anschließend, wie oben beschrieben,
im fügenden Multiplizierer mit -2. α multipliziert werden.
Dabei ist der Gewichtsfaktor g ein Maß für die von den beiden Transversalfiltern durghgelassene Rauschleistung,
die in der Dissertation von Schenk »Ein Beitrag zur digitalen Entzerrung und Impulsfcrmgebung bei
der Datenübertragung über lineare Kanäle«, S.14fT., näher definiert ist. Durch d'C beschriebene Rückkopplungsschleifc
wird eine bei schnellen Modems unbedingt erforderliche Rauschunterdrückungseinrichtung vor
dem Eingang des Transversalfilterpaares entbehrlich.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird
zur Gewinnung der FilterkoelTizienten nur das Vorzeichen des Eingangssignalabtastwertes benutzt. Dies wird
durch den gestrichelten Block StGN, der von den Eingang des ersten Multiplizierers, in dem die Fehler-
größenmultiplikation erfolgt, geschaltet ist, durchgeführt. Dadurch wird die Fehlergrößenmultiplikation
durch aufwandsärmere Schaltglieder realisiert, und es kann eine grobe, jedoch schnelle Adaption des Entzerrers in der Einlaufphase erfolgen. in
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung erfolgt eine Quantisierung, d. h. eine Reduzierung der durch
die Multiplikationen vergrößerten Wortlängen der Fehlerausgangsgrößen bzw. der aktuellen KoelTizientenwerte hr Letzteres ist durch den strichlierten Block υ
QUANT, der hier vor den Einstellmultiplizierer eingefügt ist. dargestellt.
30
35
40
50
55
Claims (2)
1. Empfänger zur Synchrondemodulator! von
reellen, mittels Filter entstörten bzw. entzerrten s Bandpaßsignalen, welche mittels Hilbert-Filterpaar
in analytische Signale umgewandelt werden, die mittels Phasendrehglied gedreht, schrittaktweise
abgetastet und in einem Entscheider abgefragt werden, wobei die Funktionen Entzerrung und
Umwandlung in einem einzigen Filterpaar zusammengefaßt sind, nach Patent 30 06 801, dadurch
gekennzeichnet, daß das Filterpaar adaptiv ausgestattet ist
2.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekenn- is
zeichnet, daß zur Einstellung der Koeffizienten A des
Filterpaares in den Filterzweigen jeweils ein Einstellmultiplizierer, zwei weitere Multiplizierer und
ein Akkumulator, welcher aus einem über ein Summierglied rückgekoppelten Verzögerungsglied (T)
besteht, vorgesehen sind, mittels der iterativen Gradientenmethode nach dem Algorithmus
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803011828 DE3011828C2 (de) | 1980-03-27 | 1980-03-27 | Empfänger |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803011828 DE3011828C2 (de) | 1980-03-27 | 1980-03-27 | Empfänger |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3011828A1 DE3011828A1 (de) | 1981-10-01 |
DE3011828C2 true DE3011828C2 (de) | 1985-01-17 |
Family
ID=6098498
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19803011828 Expired DE3011828C2 (de) | 1980-03-27 | 1980-03-27 | Empfänger |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3011828C2 (de) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2568074B1 (fr) * | 1984-07-17 | 1992-01-10 | Lignes Telegraph Telephon | Demodulateur de signaux electriques a plusieurs etats d'amplitude et de phase pour equipements de transmission de donnees. |
-
1980
- 1980-03-27 DE DE19803011828 patent/DE3011828C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3011828A1 (de) | 1981-10-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0428199B1 (de) | Kanalschätzer enthaltender Empfänger für digitales Übertragungssystem | |
EP0490427B1 (de) | Empfänger mit mindestens zwei Empfangszweigen | |
DE69132265T2 (de) | Reduzierung von Interferenzen in RF-Signalen | |
DE3871880T2 (de) | Fsk-diskriminator. | |
EP0349603B1 (de) | Verfahren zur entzerrung von dispersiven, linearen oder näherungsweise linearen kanälen zur übertragung von digitalen signalen sowie anordnung zum ausführen des verfahrens | |
DE2627446C2 (de) | Anordnung zur Kompensation des Trägerphasenfehlers in einem Empfänger für diskrete Datenwerte | |
EP0454266B1 (de) | Empfänger mit einer Anordnung zur Frequenzablagenschätzung | |
DE3040685A1 (de) | Phasenzitterkompensation unter verwendung periodischer, harmonisch in beziehung stehender signalkomponeten | |
EP0201758B1 (de) | Demodulator für frequenzmodulierte Signale in digitaler Form | |
DE2755308A1 (de) | Automatischer frequenzbereich-entzerrer mit kleinstem mittleren fehlerquadrat als korrekturkriterium | |
EP0244779A1 (de) | Adaptiver Depolarisations-Interferenz-Kompensator | |
DE69014470T2 (de) | Digitaler Entzerrer und FM-Empfänger damit. | |
DE2725387A1 (de) | Korrekturanordnung fuer ein datenuebertragungssystem | |
DE69634466T2 (de) | Mehrbenutzerempfang für CDMA | |
DE19749151A1 (de) | Adaptiver Entzerrer mit kreisförmig angeordneter Filtereingangsschaltung | |
DE68908038T2 (de) | Frequenzabweichungstolerierendes Verfahren und Vorrichtung zur Demodulation von, durch eine Binärsymbolreihe, winkelmodulierten Signalen mit konstanter Umhüllung und kontinuierlicher Phase. | |
DE2950339C2 (de) | Verfahren und Anordnung zur digitalen Regelung der Trägerphase in Empfängern von Datenübertragungssystemen | |
DE2420831C2 (de) | Rekursives Digitalfilter mit Phasenentzerrung | |
DE3011828C2 (de) | Empfänger | |
DE2850718A1 (de) | Sich selbst anpassender entzerrer fuer eine elektrische nachrichtenuebertragungsstrecke | |
DE69719313T2 (de) | Einrichtung zur kanalschätzung | |
DE10038681A1 (de) | Demodulationsverfahren und Demodulator für CPFSK-modulierte Signale | |
DE2416058B2 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Entzerrung eines quadraturmodulierten Datensignals | |
DE2443870A1 (de) | Einstellung eines empfangstaktgebers | |
DE19523327A1 (de) | Verfahren zur verbesserten Schätzung der Impulsantwort eines Übertragungskanals |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: AEG-TELEFUNKEN NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKN |
|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKNANG, DE |
|
AF | Is addition to no. |
Ref country code: DE Ref document number: 3006801 Format of ref document f/p: P |
|
AF | Is addition to no. |
Ref country code: DE Ref document number: 3006801 Format of ref document f/p: P |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8340 | Patent of addition ceased/non-payment of fee of main patent |