DE3011828C2 - Empfänger - Google Patents

Description

A [(/+1) T] = Γ*-2a - ^QP δ\ [/T]

L- —^ — -J

/cos 2 niTf ± sin 2 π /TA - " \T sin 2 η iTf cos 2 η iTf)

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D- δ.

den um den Winkel 2 /r/f/gedrshten Fehlervektor

έ =

den Entscheidereingangs- und -ausgangsvektoren

und der Trägerfrequenz/ erfolgt und wobei an dem ersten weiteren Multiplizierer als Multiplikant und Multiplikator die aktuellen Abtastwerte der Eingangssignalteilfolge u bzw. die Fehlerwerte &_p oder S'„ des phasenkorrigierten Fehlervektors S anstehen, wobei das Ausgangssignal des ersten weiteren Multiplizierers in einem zweiten weiteren Multiplizierer mit dem negativen doppelten Einstellschrittweitefaktor (-2 - a) multipliziert wird und wobei das Ergebnis im Akkumulator akkumuliert wird, dessen Ausgang mit dem Bewertungseingang des EinstellmultiDÜzierers verbunden ist.

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mit der Schrittaktlänge T, dem Schrittaktlaufindex /, dem Einstellschrittweitefaktor a, der aktuellen Eingangssignalteilfolge u, die momentan in der Schiebekette TIl des Filterpaares abgespeichert ist. den DifTerenzvektor

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3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in den Filterzweigen jeweils zwischen ersten und zweiten weiteren Multiplizierer ein Summierglied eingefügt ist, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang eines dritten weiteren Multiplizierers verbunden ist, welcher Multiplizierer das akkumulierte Bewertungssignal mit e jiem Gewichtsfaktor g multipliziert, so daß dem Algorithmus ein zusätzlicher Summand

-2 ag A [i-T]

beifugbar ist, der ein Maß fur die von dem Filterpaar durchgelassene Rauschleistung und wobei g der Gewichtsfaktor zur Bewertung der Rauschleistung und α der die Geschwindigkeit der Koeffizientenadaption bestimmende Parameter (Einstellschrittweitefaktor) ist.

4. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Koeffizientenadaption von der aktuellen Eingangssignalteilfolge j/ im Algorithmus nur das Vorzeichen (SIGN) verwendet wird.

5. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterpaar die Funktion Rauschunterdrückung enthält.

6. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterpaar digital ausgeführt ist.

7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeflizientenadaption digital vorgenommen wird.

8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Berechnung der Entzerrungsausgangsgrößen

die Wortlänge der in der Koeflizientenmatrix A enthaltenen und in den Akkumulatoren gespeicherten aktuellen Koeffizienten (A,) mittels einer nichtlinearen Operation (QUANT) verkürzt wird (A,) (F i g. 2).

Die Erfindung betrifft einen Empfänger zur Synchrondemodulation von reellen, mittels filterentstörten bzw. entzerrten Bandpaßsignalen, die mittels Hilbert-Filterpaar in analytische Signale umgewandelt wer-

5C den, die mittels Phasendrehglied gedreht, schrittweise abgetastet und in einem Entscheider abgefragt werden. Solche Empfänger sind bekannt, beispielsweise aus dem Aufsatz »Microprocessor Implementation of High-Speed-Data Modems« von Gerwen und anderen aus IEEE-Transactions on Communications, VoI. COM-25, Nr. 2, Febr. 77, S. 238ff. oder aus »Ein Beitrag zur digitalen Entzerrung und Impulsformung bei der Datenübertragung über lineare Kanäle« von Heinrich Schenk, Dissertation an der Universität Erlangen.

Bei den Datenempfängern dieser Art sind die einzelnen Funktionen in getrennten Filteranordnungen realisiert, beispielsweise die Synchrondemodulation mit Phasentrennung in einem digitalen Hilbert-Filtsrpaar, die optimale Rauschunterdrückung in einem Matched-Filter und die Signalentzerrung in einem speziellen Entzerrer-Filter. Bei schnell arbeitenden Datenübertragungsgeräten sind zur Erzielung einer kleinen Bitfehlrate neben dem Hilbert-Filtercaar die

genannten anderen Filter erforderlich, so daß ein relativ hoher Schaltungsaufwand auftritt.

Sind die Kanaleigenschaflen am Empfanger nicht bekannt, so hat die Entzerrung des Übertragungskanals adaptiv zu erfolgen, was einen zusätzlichen Aufwand hervorruft.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen Empfänger der obigen Art anzugeben, der mit wesentlich weniger Schaltungsaufwand auskommt. Dabei soll der Empfänger eine möglichst gute Entzerrung des Impulsnebensprechens, auch bei unbekannten Kanaleigenschaflen, vornehmen.

Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Mitteln gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Durch den erfindungsgemäßen Empfänger wird erreicht, daß der gesamte Schaltungsaufwand zur Realisierung der Filterfunktionen kleiner wird, wobei der Empfänger auch bei unbekannten Kanalverzerrungen eine optimale Entzerrung des Impulsnebensprechens liefen, in einer Ausgestaltung der Erfindung ermöglicht der Empfanger außerdem eine optimale Rauschunterdrückung. Bei zeitdiskreter oder digitaler Ausführung der Filterfunktionen ist insbesondere von Vorteil, daß alle Filterbaugruppen mit dem niedrigen Schrittakt arbeiten können und zur Multiplikation nicht den hohen Abtasttakt benötigen.

Es folgt die Beschreibung der Erfindung an Hand der Figuren. Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers, der mit Quadraturamplitudenmoduiation arbeitet. Dabei wird das vom Kanal gelieferte Eingangssignal mit k ■ TIl abgetastet, wobei T die Schrittaktlänge, / eine natürliche Zahl >1, die durch die höchste Frequenz/g im Empfangssignal nach dem Abtasttheorem l/T>2fg festgelegt wird, und k der Abtasttaktlaufindex sind. Die Abtastproben werden einem Transversalfilter zugeführt, dessen beide Ausgänge die Größen v_p bzw. v„ liefern, die zusammen das vektorielie Empfangssignal

-' ■ G)

ergeben. Voraussetzung für eine gute Demodulation ist, daß möglichst genau die Phasengänge des transversalen Filterpaares sich im interessierenden Frequenzbereich um n/2 unterscheiden und die Dämpfungsgänge All paßcharakter aufweisen. Die Augenblickswerte des vektoriellen Empfangssignais zu den Zeitpunkten des Schrittaktes / · T werden anschließend in einem Phasendrehglied Ph um den Winkel 2 π i · T ■ f gedreht, wobei/die Trägerfrequenz ist, und ergeben bei richtiger Entzerrung, synchronem Schrittakt und einer Phasendrehung mit dem richtigen Winkel das gewünschte vektorieile Ausgangssignal

das nä'herungsweise mit dem Sendesignaj übereinstimmt.

In einem Entscheider Es wird überprüft, ob das Empfangssignal mit dem Sollsignal

fi(iT) =

übereinstimmt, wobei dem Empfangssignal r in nicht umkehrbar eindeutiger Weise ein Schätzwert^ zugeordnet wird, der bei störungsfreier Übertragung gleich dem gesendeten Wert ist, und wobei ein Soll-Ist-Vergleich durch Differenzbildung der Vektor-Komponenten durchgeführt wird.
Die Ausgangsgröße, der Fehlervektor

wird dem Transversalfilterpaar zur Einstellung seiner Koeffizienten zugeführt. Das Transversalfilter enthält eine Kette von Verzögerungsgliedern TII, in deren

:5 Anfang die Abtastwerte des Eingangssignals eingegeben werden. Das Prinzip des Transversalfilters besteht nun darin, die um ganze Vielfache von TII verzögerten Abtastwerte des Eingangssignal u (klI ■ T), u ((k-\)ll T)... u- ((k-n)ll ■ T), durch Koeffizienten h-„, Λ-_π+ j ... Λ_ο bewertet, aufzusummieren. Dies wird sowohl für die Normalkomponente λ'5 auch für die Quadraiurkcrnpcnente durchgeführt, zo daß an den beiden Summierausgängen die entzerrten Signalkomponenten ν,, bzw. v_q entstehen. Die Bewertung erfolgt mittels Einstellmultiplizierer, an deren zweitem Eingang jeweils die einzelnen Koeffizienten Λ anstehen. Die Fig. 2 zeigt in Ergänzung zur Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur adaptiven Einstellung der Filterkoeffizienten A, wobei einer der Koeffizientenzweige für die Normalkomponente dargestellt ist. In der Anordnung werden die die Verzögerungskette durchlaufenden reellen Eingangssignale mit derphasenkorrigierten Fehlergröße δ',,, das ist die In-Phase-Komponente des mittels weiterem Phasendrehglied um den Winkel 2 /r iTf zurückgedrehten Fehlervektors δ, in einem weiteren Multiplizierer multipliziert. Die Produkte werden einem weiteren Multiplizierer zugeführt, an dessen zweitem Eingang die Größe -2 α mit α als Einstellschrittweitefaktor ansteht. Die Fehlerausgai»gsgrrßen werden in einem Akkumulator, der aus einem über ein Additionsglied rückgekoppelten Verzögerungsglied T bestellt, akkumuliert. Der zum Zeitpunkt (/-1)7" im A&kumulator abgespeicherte Koeffizientenwert wird dadurch korrigiert und zum Zeitpunkt des Sriirittaktes i ■ T als neuer Koeffizientenwert h_p HT) auf den Einstellmultiplizierer gegeben, wodurch die Bewertung des obengenannten Eingangssignals erfolgt. Mit dieser Anordnung läßt sich eine optimale Entzerrung des Impulsnebensprechens erreichen.

In einer Ausgestaltung der Erfindung wird zusätzlich eine Rauschunterdrückung erreicht. Hierzu erfolgt eine weitere Rückkopplung der akkumulierten Fehlerausgangsgrößen über einen weiteren Multiplizierer, über den ein; Gewichtung mit einem Gewichtsfaktorgstattfindet, auf die mit der phasenkorrigierten Fehlergröße ö'_p multiplizierten Eiiigangssignale, wobei mittels eines weiteren Addierers die Summen aus beiden gebildet werden, die dann anschließend, wie oben beschrieben, im fügenden Multiplizierer mit -2. α multipliziert werden. Dabei ist der Gewichtsfaktor g ein Maß für die von den beiden Transversalfiltern durghgelassene Rauschleistung, die in der Dissertation von Schenk »Ein Beitrag zur digitalen Entzerrung und Impulsfcrmgebung bei der Datenübertragung über lineare Kanäle«, S.14fT., näher definiert ist. Durch d'C beschriebene Rückkopplungsschleifc wird eine bei schnellen Modems unbedingt erforderliche Rauschunterdrückungseinrichtung vor dem Eingang des Transversalfilterpaares entbehrlich.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird zur Gewinnung der FilterkoelTizienten nur das Vorzeichen des Eingangssignalabtastwertes benutzt. Dies wird durch den gestrichelten Block StGN, der von den Eingang des ersten Multiplizierers, in dem die Fehler- größenmultiplikation erfolgt, geschaltet ist, durchgeführt. Dadurch wird die Fehlergrößenmultiplikation durch aufwandsärmere Schaltglieder realisiert, und es kann eine grobe, jedoch schnelle Adaption des Entzerrers in der Einlaufphase erfolgen. in

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung erfolgt eine Quantisierung, d. h. eine Reduzierung der durch die Multiplikationen vergrößerten Wortlängen der Fehlerausgangsgrößen bzw. der aktuellen KoelTizientenwerte h_r Letzteres ist durch den strichlierten Block υ QUANT, der hier vor den Einstellmultiplizierer eingefügt ist. dargestellt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen ^2Ü

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Claims (2)

Patentansprüche:

1. Empfänger zur Synchrondemodulator! von reellen, mittels Filter entstörten bzw. entzerrten s Bandpaßsignalen, welche mittels Hilbert-Filterpaar in analytische Signale umgewandelt werden, die mittels Phasendrehglied gedreht, schrittaktweise abgetastet und in einem Entscheider abgefragt werden, wobei die Funktionen Entzerrung und Umwandlung in einem einzigen Filterpaar zusammengefaßt sind, nach Patent 30 06 801, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterpaar adaptiv ausgestattet ist

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekenn- is zeichnet, daß zur Einstellung der Koeffizienten A des Filterpaares in den Filterzweigen jeweils ein Einstellmultiplizierer, zwei weitere Multiplizierer und ein Akkumulator, welcher aus einem über ein Summierglied rückgekoppelten Verzögerungsglied (T) besteht, vorgesehen sind, mittels der iterativen Gradientenmethode nach dem Algorithmus