DE2416058B2 - Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Entzerrung eines quadraturmodulierten Datensignals - Google Patents

Description

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15

Die Erfindung betrifft Verfahren zur Entzerrung eines quadraturmodulierten Datensignals, das über ein lineare Verzerrungen hervorrufendes Übertragungsmedium empfangen wird, entsprechend den Oberbegriffen der Patentansprüche I und 11 sowie Schallungen zur Durchführung dieser Verfahren.

Wenn Datensignalelemente über ein Übertragungsmedium wie z. B. eine Telefonleitung übermittelt werden, erzeugt jedes einzelne Datenelement Zeitkomponenten, die ohne Unterdrückung oder Kompensation eines oder mehrere nachfolgende Datenelemente stören können, wenn ihr Abstand einen kritischen Wert unterschreitet. Fehlerhafte Auswertungen der Datenelemente auf der Empfangsseite sind dann die Folge. Solche Störungen, die auch als Zwischensymbolüber- jo lagerungen bezeichnet werden, sind in den Eigenschaften des Übertragungsmediums selbst begründet. Sie werden durch zugefügtes Rauschen noch erhöht, das von äußeren, oft schwer zu beherrschenden Rauschquellen herrührt.

Angesichts der vorhandenen Bestrebungen, die Daterwbermittlungsfolgegeschwindigkeit weiter zu erhöhen, wird das Problem der linearen Verzerrungen durch das Übertragungsmedium immer bedeutender. Um die aufkommenden Schwierigkeiten zu lösen, wird bereits seit längerem vorgeschlagen, vor der empfangsseitigen Datenauswertung eine Korrektureinrichtung für die empfangenen Signale vorzusehen. Eine solche Korrektureinrichtung soll die durch das Übertragungsmedium beigetragenen linearen Verzerrungen kompen- sieren. Einrichtungen dieser Art sind unter der Bezeichnung Entzerrer in die Literatur eingegangen.

Von Beginn an wurden Entzerrer als Netzwerke konzipiert, deren Amplituden-Freqi'enzgang und deren Phasen-Frequenzgang die entsprechenden Frequenzgange des Übertragungsmediums zu kompensieren imstande waren, wobei sich unter Kombination solcher Netzwerke mit den gegebenen Übertragungsmedien relativ konstante Amplituden-Frequenzgänge und verhältnismäßig lineare Phasen-Frequenzgänge erzielen ließen. Solche Anordnungen sind für verhältnismäßig niedrige Datenfibertragungsfolgegeschwindigkeiten bis zu 2400 Baud in Benutzung. Sie haben sich jedoch bei höheren Obertragungsfohjegeschwindigkeiten als ungenügend erwiesen.

Markante Verbesserungen wurden erzielt durch den Einsatz von transversalen oder rekursiven Filtertechniken. Eine Ausführung solcher Entzerrer wurde für das Gnindbandsignal konzipiert, d.h. für den Einsatz an einer Stelle im Übertragungssystem, an der das es übertragene trägermodulierte Signal bereits wieder demoduliert ist Für die Anwendung dieser Technik anf lineare Modulationsübertragungen (Amplitudenmodulation, Restseitenbandmodulation) wird auf die Arbeiten von Lucky in »The Bell System Technical Journal« vom April 1965, Seiten 547 bis 588, und vom Februar 1966, Seiten 255 bis 286, mit den Titeln »Automatic-Equalization for Digital Communication« und »Techniques for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems« hingewiesen. Für eine Anwendung mit nichtlinearer Modulation (Phasenmodulation) möge der CCITT-Beitrag Nr. 171 vom Dezember 1971 der Studiengruppe Sp.A. genannt werden. Im letzten Falle wird die Demodulation mit Hilfe von zwei in Quadratur zueinanderstehenden Trägern durchgeführt; die Entzerrung erfolgt für beide so gebildeten Kanalsignale getrennt, wobei eine gegenseitige Einwirkung dieser Kanalsignale aufeinander angewandt werden kann.

Der Hauptnachteil dieser Techniken ist, daß bei der Demodulation auf der Empfangsseite der Träger präzis wiedergewonnen werden muß. Andererseits macht eine solche Demodulation die Anwendung digitaler Verfahren auf der Empfpngsseite unmöglich.

Infolgedessen sind zahlreiche Vorschläge gemacht worden, den empfangsseitigen Entzerrer direkt im empfangenen Frequenzband zu betreiben. Hierzu wird auf die Arbeiten von Lucky und Rudin mit dem Titel »An Automatic Equalizer for General Purpose Communication Channels« und von Rudin mit dem Titel »A Continously Adaptive Equalizer for General Purpose Communication Channels« in »The Bell System Technical Journal« vom November 1967, Seiten 2179 bis 2208, und vom Juli/August 1969, Seiten 1865 bis 1884. hingewiesen. Die dort beschriebene Technik besteht im wesentlichen darin, daß den Datensignalen ständig ein Testsignal überlagert wird, wobei sich ein Duplikat dieses Testsignals im Empfänger ergibt:, das seinerseits mit dem empfangenen Testsignal verglichen wird, um damit ein Fehlermaß zur Einstellung des Entzerrers zu definieren. Eine solche Technik, die im übrigen relativ aufwendig wegen der erforderlichen Auslegung der Schaltkreise ist, hat den Nachteil, daß sie den Rauschpegel erhöht. Das Testsignal wirkt dabei für die eigentliche Datensignalwiedergewinnurig als Störsignal und umgekehrt.

In der deutschen Patentschrift 22 64 124 mit dem Titel »Entzerrer für den Datenempfang« wird vorgeschlagen, den Entzerrer zwar im Übertragungskanal arbeiten zu lassen, das entzerrte Signal jedoch in einen anderen Frequenzbereich zu transponieren, in dem dann bequem ein Fehlersignal zu definieren ist. Solch eine Technik mit Frequenzumsetzung ist zwar etwas aufwendiger, ist aber von Vorteil, wenn digitale Technik verwendet werden soil.

Für den speziellen Fall der Phasenmodulation ist in der deutschen Offenlegungsschrift 23 17 597 ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung für mit Phasenmodulation arbeitende Obertragungsanlagen beschrieben, wobei ein transversaler Entzerrer im Übertragungskanal verwendet wird.

Alle diese Entzerrungstechniken im Obertragungskanal weisen jedoch den gleichen Nachteil auf. Die Abgriffe an den in Transversalentzerrern verwendeten Verzögerungsleitungen müssen in Zeitabständen angeordnet werden, die kleiner sind als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datenelementen, um das bekannte Nyquist-Kriterium zu erfüllen. Daraus ergeben sich verschiedene Folgerungen: Erstens erhöht sich die Zahr der insgesamt für eisie vorgegebene Entzerrungsqualität erforderlichen Abgriffe. Zweitens bringt die Korrelation zwischen den Signalen an den

einzelnen Abgriffen gewisse Instabilsten f(ir den Entzerrer mit sich, wenn der Entzerrer mit Einstellmöglichkeiten arbeiten soll. Die Instabilitäten ergeben verhältnismäßig lange Einstellzeiten von bis zu einigen Sekunden und ebenfalls einen gewissen Drift der Entzerrerkoeffizienten, nachdem bereits das Entzerrungsoptimum ei .eicht ist.

Das französische Patent 20 94 CMl beschreibt eine andere Technik für die Phasenmodulation: Zwei Transversalfilter werden verwendet, die dieselbe Verzögerungsleitung, aber zwei Gruppen von Dämpfungsgliedern verwenden. Das Signal vom Ausgang der Übertragungsleitung wird nach Übersetzung in einen höheren Frequenzbereich der Verzögerungsleitung zugeführt. Die erste Gruppe von Dämpfungsgliedern arbeitet direkt mit den an den Abgriffen der Verzögerungsleitung abgenommenen Signalen, wohingegen die zweite Gruppe von Dämpfungsgliedern mit diesen Signalen nach einer 90°-Phasendrehung in ihrem Fig. I das Blockschaltbildeines trägermodulierenden Datenübertragup«ssystems,

F i g. 2 das Blockschaltbild eines Empfängers für nach Fig. I übermittelte Signale ohne erhebliche Leitungs- > ver/.errungen.

Fig. J das Blockschaltbild eines solchen Empfängers mit einem Entzerrer zur Kompensation durch den Übertragungskanal beigetragener linearer Verzerrungen,

ίο Fig.4 das Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Filterteils des Entzerrers,

Fig. 5 das Schaltbild eines /weiten Aiisführungsbeispiels des Filterteils des Entzerrers und

F i g. 6 Schaltkreise zur Einstellung des Filtertcils des r> Entzerrers.

Für einen zweiten gangbaren Lösungsweg zeigt F i g. 7 wiederum den Filterteil des Entzerrers, F i g. 8 die Einzelheiten dieses Filterteils und F i g. 9 die Schaltkreise zur Einstellung des Filterteils.

■ ι ι uii-sti/i ifiutiuiif ^"

L/V.H Ul-IIIl. IV.

arbeitet. Das Ausgangssignal des Entzerrers ergibt sich dann aus der Summierung der Ausgangssignale der beiden Dämpfungsgliedergruppen. Das entzerrte Signal wird mit einer Bezugsamplitude zu vorgegebenen Zeitpunkten verglichen, um dabei ein Fehlersignal zu gewinnen. Die Einstellung der ersten Dämpfungsgliedergruppe erfolgt aufgrund einer Korrelation zwischen dem Fehlersignal und den direkt an den Abgriffen gewonnenen Signalen. Für die Einstellung der zweiten Dämpfungsgliedergruppe wird eine Korrelation zwischen dem Fehlersignal und den um 90° gedrehten Signalen zugrunde gelegt.

Diese Technik, bei der Verzögerungsleitungsabgriffe verwendet werden können, deren Abstand dem Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datenelementen auf der Übertragungsleitung entspricht, hat jedoch andere Nachteile. Die Verwendung eines Hilber-Transformators an jedem Abgriff der Verzögerungsleitung ist schwer durchzuführen, wenn digitale Techniken verwendet werden sollen. Die Komplexität des erforderlichen Aufbaues schließt eine wirtschaftliche Verwendbarkeit dieses Weges aus. Des weiteren macht die Frequenztram^onicrung hinter dem Entzerrer eine vollständig digitale Schaltkreisauslegung unmöglich. Die Abtastung des transponierten Analogsignais sollte bei einer sehr hohen Frequenz durchgeführt werden, und die Vielzahl an der Verzögerungsleitung anzubringender Abgriffe machen eine solche Ausführung undenkbar.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Umgehung all der vorgenannten Nachteile und die Schaffung eines vorteilhalten Entzerrungsverfahrens quadraturmodulierter Datensignale unter Verwendung digitaler Techniken und ohne Durchführung einer Frequenz-Modulation oder -Transponierung; die durchgeführte Entzerrung soli im Übertragungsfrequenzband erfolgen und eine Verzögerungsleitung verwenden, deren Abgriffsabstand dem Zeitabstand der einzelnen Informationselemente auf dem Übertragungsmedium entspricht; eine hohe Einstellgeschwindigkeit und eine stabile Arbeitsweise sollen erreichbar sein.

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Patentansprüchen 1 und 11 gekennzeichnet Vorteilhafte Ausgestaltungen und Schaltungen zur Durchführung dieser Verfahren sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher erläutert Es zeigt

Entzerrer für die trägermodulierende Datenübertragung vor, wobei ein Signal /ft) aus einem Signal φ), das über eine Leitung empfangen wird, unter Anwendung einer Hilbert-Transformation aus φ) erzeugt wird. Die Signale φ) und φ) werden zwei Filtern mit den Übertragungsgängen h\(t) und h₂(t) zugeführt. Dabei ergeben sich die beiden Komponenten y(t) und y(t) des entzerrten Signals:

Das Zeichen 0 steht jeweils für eine Konvolution.

Die Entzerrung wird einstellbar gestaltet unter Erzeugung zweier Fehlersignale 6y und 6y aus diesen Komponenten y(t) und fft} Mit diesen Signalen werden die Filtergänge Ai^ und hi(t) so eingestellt, daß der am Entzerrerausgang auftretende Fehler ein Minimum erreicht.

Die Signale y(t) und y(t) werden zu charakteristischen Zeitpunkten abgetastet und daraus die folgenden Polarkoordinaten ermittelt:

'.'» - i.v» + )"k
'Λ·. = arc tu --

Hieraus und aus vorab vorgegebenen Werten ρί und ^ergeben sich die Fehlerpolarkoordinaten:

**Q\ ⁼ 'Jk — ¹Jk ΛΦί = <1>k - $

Aus diesen Fehlerpolarkoordinaten werden die kartesischen Koordinaten des Fehlersignals t5y* und öyt ermittelt mit deren Hilfe die Filtergänge h\(t) und h^t) eingestellt werden.

Bei dem anderen wählbaren Lösungsweg wird das empfangene Signal φ) vom Übertragungsmedium

parallel zwei Filtern mit den Filtergängen h;(t)und H₂(I) zugeführt. -Dabei ergeben sich /-wei gefilterte Signale, die durch die nachstehenden
drückt werc*e<i können:

g g

Konvokitionen ausge

zu vermeiden, ist bekannt,
Gleichung erfüllt sein muß:

daß die nachstehende

konstant

Darin ist:

Θ ist wieder das Konvolutionssymbol.

Diese beiden Signale werden je einem Phasenschieber zugeführt, die aus den gefilterten Signalen /wei in Quadratur stehende Signale p\(i) und p\(t) sowie ebenfalls in Quadratur pi(t) und pi(t) bereitstellen. Die Signale p\(l% ßxft), p2(t)und p>(t) werden algebraisch zur Erzeugung der beiden Komponenten y(i) und y(t) des entzerrten Signals kombiniert:

Si Π =

V(M = p₂(/)

Der Entzerrungsgang ist wieder einstellbar auf Grund der Erzeugung zweier FchlcrMgnale <\\ und by aus y(t) und y(tX mit denen wiederiitn die F'ltergange h,(:)und hi(t) so eingestellt werden, (Ι;^|Γ( Meh am Entzerrerausgang ein Fehlerminimum ergib;.

Es sind bei der Betrachtung de- beiden Losungswege bisher und auch im folgenden für äquivalente Begriffe die gleichen Zeichen gesetzt worden. Dies, um die begriffliche Übereinstimmung der beiden verwandten Lösungswege deutlich herauszustellen.

Fi g. 1 zeigt, wie bereits genannt, das Blockschaltbild eines herkömmlichen Datenübertragungssystems. Bei menrpjgeligen phasenmodulierenden Übertragungssystemen werden die zu übermittelnden Daten im Codierer 1 in Form von Folgen diskreter Amplituden- und Phasen-Pege¹ o"„ und $„ codiert. In dieser Beschreibung bedeutet das Zeichen — einen diskreten Signalwert. Folgen solcher diskreter Signalwerte werden zur Modulation eines Trägersignals S(i) mit aer Trägerfrequenz /ö in einem Modulator 2 verwendet, um dabei ein zu übertragendes Signal s(t) der folgenden Form bereitzustellen:

sit) = X »_mSU - nT) ■ cos(2.-7./n'

'K

ίο

T steht darin für das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Einwirkungen auf das Trägersignal, das heißt für das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datenelementen auf der Leitung. Tist der reziproke Wert der Datenübertragungsfolgegeschwindigkeit auf der Leitung und wird normalerweise in Baud ausgedrückt. Zur Verbesserung des Verständnisses möge darauf hingewiesen werden, daß die Übertragungsfolgegeschwindigkeit als Zahl der Einwirkungen auf den Träger pro Sekunde definiert wird. Bei einem phasenmodulierenden Übertragungssystem ist somit die Folgegeschwindigkeit von !200 Baud gegeben, wenn 1200 Phasenverschiebungen des Trägers pro Sekunde durchgeführt werden.

Um unerwünschte Überlagerungen zwischen den einzelnen Datenelementen auf der Übertragungsleitung

S(M ,

"df

S(O ist das Spektrum des Signals S(l), d. h. die Fourier-Transformation von S(t)m\lj= /-Π.

Im folgenden wird unterstellt, daß das Signal S(i)c\.t begrenztes Frequenzband einnimmt.d. h.:

Sif) = 0 mit \f > J_n

Das am Fnde der Übertragungsleitung 3 empfangene Signal wird bezeichnet als r(i). Wenn die Übertragungsleitung ideal wäre, ist φ}= s(t). Im Empfänger 4 könnten die übermittelten Daten durch Messung der Augenblicksamplituden und -Phasen des Signals φ) zu Zeitpunkten kT wiedergewonnen werden, wobei k ganzzahlig ist.

F i g. 2 stellt einen solchen Empfänger unter Verwendung digitaler Schaltkreise dar. Das Signal φ) von der Übertragungsleitung 3 wird über den unteren Zweig in F i g. 2 einem Block 6 zugeführt, einem Phasenschieber, der sämtliche im Frequenzspektrum des Signals φ) enthaltenen Frequenzanteile um 90° dreht. Der Block 6 führt die erforderliche Hilbert-Transformation durch und wird somit als Hilbert-Filter bezeichnet Wie allgemein bekannt, wird in einem solchen Filter die Transformation H(t) mit einer Phasendrehung von — ;r/2sign /'durchgeführt.

Das Ausgangssignal φ) des Blockes 6 ist somit die Hilbert-Transformation des Signals φ). Es ist an diener Stelle zu erwähnen, daß anstelle eines 9O'-Phasensch ebers im unteren Zweig dasselbe erreicht werder kam. wenn ein +45°-Phasenschieber im oberen Zweig und ein —45°-Phasenschieber im unteren Zweig vorgesehen wird. Dies gilt für den gesamten nachfolgenden Teil der Beschreibung, ohne im einzelnen immer wieder darauf hinzuweisen.

Unter der durch die Gleichung (3) gegebenen Annahme kann das Signal φ)geschrieben werden:

Die Signale rft) und φ), die als Grundphasensignal und Quadratursignal bezeichnet werden mögen, werden alle T Sekunden abgetastet, wie dies in F i g. 2 angedeutet ist, um dabei die Abtastwerte x> und Xk zu gewinnen.

Unter der gemäß Gleichung (2) gemachten Annahme können die Signale am Ausgang der Abtasteinrichtungen geschrieben werden als:

x_k = r{kT) = O₁ cos (2.τ/_οί.Τ + $_k)

x_k = r(kT) = o_k sin

$_k)

Diese Signale xt und x* werden einem Koordinatenkonverter 7 zugeführt, der kartesische Koordinaten in Polarkoordinaten umwandelt. Dabei wird erzeugt:

0_k = arc tg —

^xk

Dies bedeutet:

Unter der Annahme, daß weder Rauschen noch Verzerrungen vorhanden wären, ergäbe sich S'(t)=S(t), B(t)= 0 und \b(t)\=0. Dabei ergäbe sich der Idealfall:

Das heißt:

= e*cos(2ji/_nfcT +

Qk ⁼ Qk

2nf₃kT

(4)

Die se gewonnenen Werte Qt und Φ* werden im Decoder 5 gem. F i g. 1 decodiert, um die übermittelten Daten wiederzugewinnen, und zwar unter Ausscheidung des Terms 2nfokT. Eine solche Ausscheidung macht keine Schwierigkeiten, da dabei k maßgeblich ist, welches andererseits die Ordnungszahl des entsprechenden Abtastwertes in der Abtastfolge ist und auch der Ordnungszahl des über die Leitung übermittelten Datenelementes entspricht Diese Ausscheidung kann entweder im Decoder 5 oder bereits auf der Sendseseite im Codierer 2 bewirkt werden.

Bis hierher wurde die Gesamtanordnung für den Fall einer idealen Übertragungsleitung betrachtet, für die gilt r(t)=s(t). In der Praxis ist dies jedoch nie zu erreichen. Somit sind nun die am häufigsten auftretenden Verzerrungseigenschaften der Übertragungsleitungen zu betrachten, insbesondere die von Telefonleitungen. Um die Betrachtungen möglichst verständlich zu gestalten, soll mit einem komplexen analytischen Ausdruck für die Signale gearbeitet werden, im folgenden soll das Zeichen 11 jeweils für eine komplexe Größe stehen.

Das komplexe, über die Leitung empfangene Signal kann geschrieben werden:

(6)

Diese Gleichung (6) ist dabei eine andere Möglichkeit, die Aussage der Gleichung (4) auszudrücken.

Um die linearen Verzerrungseinflüsse möglichst gering zu halten und eine Annäherung an die ideale Bedingung \xt | = |a* | zu erzielen, muß ein Entzerrer, wie durch den Block 8 in Fig.3 dargestellt, vorgesehen werden. Die Aufgabe dieses Entzerrers ist es, aufgrund des Eingangssignals \xt\ das folgende komplexe Signal zubildem

IyJ = λ

Dabei soll \yt\ so gut wie möglich mit |a*| übereinstimmen. yt-Xk und pk—&t sollen so klein wie möglich seia Wie anhand von F i g. 2 erläutert, sollen die Phasen- und Amplituden-Informationen einer Koordinatenkonversion unterzogen werden, wobei sich

Qk = M+H und

Φ» = arc tg — ergeben.

Ir(Ol=

Darin steht \b(t)\ für das Rauschen.

und

_ Dazu macht die Erfindung Gebrauch vom komplexen Äquivalent eines Entzerrungsfilter». Solch ein komplexes Filter verwendet (2/V+1) komplexe Koeffizienten. die bezeichnet werden mögen als |o| - Ci+jdi.

Der Übertragungsgang eines reellen Transversalfilters mit den Koeffizienten ei möge bezeichnet werden

a„\ -\φ(ί-~ nT)\ +16(0| als A_tfr>, der Übertragungsgang eines anderen reellen _/f. Filters mit dir als Koeffizienten möge bezeichnet werden

als Azftjl Die Signale φ)und !ft)werden dem komplexen Entzerrer 8 zugeführt, der dabei das komplexe Signal entzerrte Signal bildet:

Q_n sin (2nf_ot + $J

mit S'(t) £ S(t) und 6»(ί) φ 0

Die beiden vorgenannten Bedingungen lassen die lineare Amplituden· und Phasenverzerrung der übertragungsleitung; erkennen. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß auch andere Verzerrungen existieren, die aber aus Gründen der Verständlichkeit der Beschreibung unberücksichtigt bleiben sollen.

Die bei der Abtastung der Signale r(t) und r(t)gemäß F i g. 2 gewonnenen Signale können in komplexer Form wie folgt geschrieben werden:

kl=**

Darin sind:
yd)-

(7)

® steht dabei als Symbol für Kcnvoiutionen.

Abtastwertfolgen mit yt und ft werden dann durch Abtastung der Signale jf/)und#y gewonnen.

Ausführungsbeispiele für den ersten Lösungsweg

Bei den in den Fig. 4 bis 6 dargestellten Anordnungen sind die reellen Filter Transversalfilter mit (2/*/+ 1) Abgriffen an zwei Verzögerungsleitungen mit den zeitlichen Abständen T.

Für diesen Fall können die Gleichungen (7) bei

Einführung der Koeffizienten Q und d/ geschrieben werden als;

Addierer 12 und 15 in einem Addierer 17 addiert und dabei die nachstehende Abtastfolge gewonnen:

y(t) = Σ t^c' ■ Ki - IT) - d,r (l - /T)]

2N

(8)

c,-Ht-IT) +drrlt-

IO

Fig.4 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Entzerrers gemäß der Erfindung nach dem ersten Lösungsweg. Das analoge Signal φ) von der Übertragungsleitung wird mit einer Frequenz — abgetastet,

Atf worin M so gewählt ist daß -ψ höher ist als die Nyquist-Frequenz, z. B. doppelt so hoch wie die hiichste Frequenz des Spektrums des Qbertragenen Signals. Die so gewonnenen Abtastwerte werden ein zweites Mal

mit einer Frequenz ψ abgetastet und dabei eine Abtastfolge x* erzeagt; parallel dazu wird die erste Abtastfolge mit M einem Hilbertfilter 9 zugeführt ^M

Dieses sei digital auf konventionelle Weise als Transversalfilter ausgeführt Es bewirkt wie bereits genannt eine 90°-Phasendrehung sämtlicher Frequenzen des Spektrums des Eingangssignals. Das Ausgangs-

signal des Filters 9 wird ebenfalls mit-=; abgetastet und

dabei eine Abtastfolge itt erzeugt

Dip Abtastwerte xt werden einer digitalen Verzögerungsleitung 10 zugeführt ζ Β. einem Schieberegister mit (2/V+1) Abgriffen mit dem zeitlichen Abstund T. Zwei Gruppen von Multiplizierern Mi bis Mis und Mi bis M\n sind mit den einzelnen Abgriffen verbunden. Dabei werden die an den einzelnen Abgriffen abnehmbaren Signale mit den Koeffizienten q> bis cw bzw. da bis dtu multipliziert Die Ausgangssignale der Multiplizierer M werden einem Addierer 11 zugeführt wohingegen die Ausgangssignale der Multiplizierer M¹ einem zweiten Addierer 12 zugeführt werden.

Auf gleiche Weise werden die Abtastwerte x» einer Verzögerungsleitung 13 zugeführt die aus einem gleichartigen Schieberegister mit Abgriffen bestehen soll.

Zwei Gruppen von Multiplizierern Mi bis Mi/twnd Mt bis Minund mit den einzelnen Abgriffen verbunden. Die so Koeffizienten 4> bis dm werden in die einzelnen Multiplizierer M* eingegeben und entsprechend die Koeffizienten <b bis cui in die Multiplizierer ΛΛ Die AusgaJijrtiignale der Multiplizierer rW werden in einen Addierer 14 eingegeben und die Ausgangssignale der ss Multiplizierer M* in einen Addierer, 13.

Die Ausgangssignale der Addierer 11 und 14 werden in einem Addierer 16 subtrahiert und dabei am Ausgang des Addieren 16 die folgende Abtaiitfolge gewonnen;

2.V

y_k= j) (Cj'Xt-j + rfj'Xt-j) 1=0

Die Abtastwerte y* und j>i sind die beiden Komponenten des komplexen entzerrten Signals |y*J. Entsprechend F i g. 3 werden diese Abtastwerte konvertiert und dabei die Polarkoordinaten ρ* und Φ* erzeugt die die Phasen- und Amplituden-Informationen enthalten, aus denen mittels einer Decodierung die übermittelten Daten wiedergewinnbar sind.

Entsprechend F i g. 5, einem zweiten Ausführungsbeispiel des ersten Lösungsweges, wird das empfangene

Signal φ) ebenfalls mit der Frequenz ^abgetastet Die

so gewonnenen Abtastwerte x* werden einer digitalen Verzögerungsleitung 18, z. B. wiederum einem Schieberegister, zugeführt Parallel dazu werden die Abtastwerte Xk einem Hflberifüter 19 zugeführt, das daraus die Abtastwerte jf* erzeugt, die irr eine digitale Verzögerungsleitung 20 eingegeben werden. Zu beachten ist daß bei diesem Ausfuhrungsbeispiel M Abtastwerte Xk und it pro Periode rauftreten.

Die Verzögerungsleitungen 18 und 20 haben (2/V+1) Abgriffe im zeitlichen Abstand T. Multiplizierer M₀ bis Mw empfangen die abgreifbaren Signale von den einzelnen Abgriffen der Verzögerungsleitung 18 und multiplizieren sie mit den Koeffizienten ca bis Cw. Die Ausgangssignale der Multiplizierer Me bis Min werden in einem Addierer 21 addiert Entsprechend empfangen die Multiplizierer M₀'bis MSn die abgegriffenen Signale von der Verzögerungsleitung 20 und multiplizieren diese Signale mit den Koeffizienten da bis <Am Die Ausgangssignale der Multiplizierer M{, bis Mis werden in einem Addierer 22 addiert.

Schließlich werden die Ausgangssignale der beiden Addierer 21 und 22 mittels eines Addieren 23 subtrahiert Das Ausgangssignal des Addierers 21 wird dabei um das Ausgangssignal des Addierers 22 vermindert

Der Ausgang des Addierers 23 gibt die Abtastwertfolge /tab:

60

Xk-i und jf*_, sind die an den Abgriffen / der Verzögerungsleitungen 10 und 13 iibgegriffenen Signale.

Des weiteren werden die Ausgangssignale der

1-0

jct-i und Stk-t entsprechen den an den / Abgriffen der Verzögerungsleitungen 18 und 20 abgenommenen Signale.

Die Folge der Abtutwerte pt wird dadurch erzeugt daß die Abtastwerte yt einem zweiten Hilbertfilter 24 zugeführt werden, das folgende Werte abgibt:

Da pro Periode ΓA/Abtastwerte»und^* vorliegen, werden mit einer nachfolgenden Ablastoperation die

zusammengehörigen Weffepääfe >> iiftd % zur Wiedergewinnung der Phasen- und Amplituden-Information

mit einer Frequenz ~ abgetastet.

Gegenüber dem Beispiel nach F i g. 4 benötigt dieses /weite Ausführungsbeispiel nach Fig.5 nur halb soviel Multiplizierer. Des weiteren werden am Ausgang des

Entzerrers pro Periode T M Abtastwerte y_k und y_t abgegeben; dies kann für bestimmte Fälle, die im einzelnen nicht zum Gegenstand der Erfindung gehören, wichtig sein; z. B, für die Wiedergewinnung der Synchronisation.

Nun soll im Anschluß die Art und Weise beschrieben werden, wie die Entzerrer nach den Fig.4 und 5 einstellbar gemacht werden können, d.h. wie die Koeffizienten \ci\=ci+jd/so gefunden werden können, daß die Funktion des Entzerrers konstant optimal wird.

In bekannter Weise wird die Entzerrung als optimal angesehen, wenn der quadratische Mittelwert

Durch Ersetzen der linken Ausdrücke mit den dabeistehenden Werten ergibt sich:

⁵J-

öc, dV

10 Daraus lassen sich die folgenden Bedingungen für die Einstellkoeffizienten ableiten:

i IkI-UJP

dv^tm)

15

ein Minimum erreicht Der horizontale Strich soll andeuten, daß ein zeitlicher Durchschnittswert betrachtet wird; die beiden senkrechten Striche kennzeichnen, daß der Moduls des komplexen Terms zwischen beiden gemeint ist

Unter Einführung der Fehlersignale Oy* und 6y_k, die gegeben sind durch

25

30

V=Jr

Das Minimum der Funktion Vwi-tf erreicht, wenn die (4/V+2) Komponenten des Gradienten V zu 0 werden. Diese sind:

de,

de,

dV Ö(iy_k) d{

wr^dy*'~w* ^yh ~

Es ist darauf hinzuweisen, daß

d{y_k)

de,

identisch mit Xt-i ist Das Signal am /-ten Abgriff der Verzögerungsleitung 10 gemäß Fig.4 oder 18 gemäß Fi g. 5 entspricht diesem Abtastwert, wobei der einzige von C/ abhängige Term von dyt-yk-*k der Term a · Xk-iist, der von der Multiplikation am /-ten Abgriff herrührt. Dieses Ergebnis soll im einzelnen nicht abgeleitet werden; es ergibt sich augenfällig aus der Erzeugung von # entsprechend F i g. 4 oder 5. Analog dazu sind identisch:

50

55

60

Ί5

U₁

Darin stehen die Exponenten (m) und (m+\) für aufeinanderfolgende Schritte und μ für einen Maßstabsparameter.

F i g. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Bestimmungskreise der Einstellkoeffizienten ei und d/ entsprechend der vorstehenden Analyse.

Die Abtastwerte yu und pt entsprechend F i g. 4 und 5 werden einem Kootfiinatenkonverter 25 zur Erzeugung von ρ* und Φ*, den Phasen- und Amplituden-Informationen des empfangenen Signals zu den betrachteten Zeitpunkten, zugeführt Die Information Qt wird in einem Vergleicher 26 mit diskreten Amplitudenpegeln 3Ό verglichen. Diese Referenzamplituden können auf bekannte Weise entweder vorweg festgelegt werden oder während einer Testperiode vor der eigentlichen Datenübertragung gewonnen werden oder aus den empfangenen Daten selbst abgeleitet werden. Der Vergleicher 26 gibt den Pegel JJt ab, der unter einer Vielzahl von Pegeln ^_n der ist, der der empfangenen Amplitudeninformation ρ* am näc&wn kommt Er gibt des weiteren eine relative Amplitudenfehlerinformation ab:

45

(H*> ■ -- m.t.x,

nit ög_k = g_k-g_k

Auf ähnliche Weise wird die Phaseninformation Φι im Vergleicher 27 mit verschiedenen diskreten Phasenwerten $_n die für die Übertragung verwendet w?^rden, verglichen. Diese diskreten Phasenwerte können auch entweder vorweg festgelegt oder aus empfangenen Daten abgeleitet werden. Der Vergleicher 27 gibt einen Phasetiwert $_t ab, der unter «VWerten der ist, der der empfangenen Phaseninformation Φ* am nächsten kommt Der Vergleicher 27 gibt des weiteren eine Phasenf ehlerinformation tök*=$k—Φ*« ab.

Die Werte JJi und Φ* von den Vergleichern 26 und 27 werden dann zwecks Abgabe der Daten decodiert Die dazu erforderlichen Schaltkreise sind im einzelnen nicht dargestellt Die Fehlerinformationen OQt/Qk und O¹Pk werden einem Koordinatenkonverter 28 zugeführt zur Bereitstellung der Fehlerinformationen in kartesischen Koordinaten:

Diese Fehlersignale werden dann mit den Werten der nicht entzerrten Signale Xk und xt multipliziert, die nacheinander aus den Verzögerungsleitungen 10 und 13 gemäß Fig.4 bzw. 18 und 20 gemäß Fig.5 heraustreteiii. Fig.6 stellt nur die Multiplikation für den Aten Abgriff dar; es ist jedoch klar, daß (2Λ/+1) ähnliche Schaltkreise erforderlich sind. Es wird nur die Operation am Abgriff /beschrieben, wobei /zwischen 0 bis 2A/för die: Gewinnung der Einstellsignale der einzelnen Ahigriffe gilt.

!Entsprechend der bereits weiter oben angegebenen Gleichung (A) werden die Signale «5» mit den Signalen Xk-i und Xk-i multipliziert, die an den /-ten Abgriffen der Verzögerungsleitungen 10 und 13 bzw. 18 und 20 abgenommen werden. Diese Multiplikationen erfolgen in Multiplizieren! Pj bzw. Pf Auf gleiche Weise werden die Signale ö?k mit den Signalen Xk-i und x_k-i multipliziert, die von den Aten Abgriffen der Verzögerungsleitungen 10 und 13 bzw. 18 und 20 abgenommen werden. Dies erfolgt in den Multiplizierern Qj bzw. Qi

jZJwei Addierer 29 und 30 bilden aus den Produkten die Siinjuncni

Dementsprechend lassen sich die beiden bereits genannten Gleichungen (7) folgendermaßen schreiben:

10

(im Addierer 29) (im Addierer 30)

+ MO ® KO

Es ist bekannt, daß mathematisch eine Konvolutionsoperation sowohl kommutotiv als auch assoziativ ist Damit lassen sich die Gleichungen (8) schreiben als:

t) = MO ® KO - [MO ®

KO = CMO ® KO] ®g(0 + MO® Kt)

15

25

Auf diese Weise werden die beiden Komponenten der Funktion »grad V« für die Aten Abgriffe der Verzögerungsleitungen 10 und 13 bzw. 18 und 20 gebildet.

Nunmehr bleibt die Ermittlung der Koeffizienten C/ und di entsprechend der angegebenen Gleichung (B) übrig.

Die an den Ausgängen der Addierer 29 und 30 κ abgegebenen Werte werden in auf- und abwärts zählenden Zählern 31 bzw. 32 akkumuliert Wenn der Inhalt eines Zählers einen vorgegebenen positiven Wert +/ oder einen negativen Wert — γ erreicht, bewirkt eine jeweils nachgeschaltete Schwellwertschaltung 33 bzw. 34 die addition eines Korrekturwertes +p\ wenn der Zähler —y erreicht, oder -ß, wenn der Zähler den Wert +γ erreicht. So werden die eigentlichen Koeffizienten c und d gebildet Parallel zu einer Hiniaifügung +ß oder -ß erfolgt jeweils die Löschung des zugehörigen Zählers.

Die Zähler 31 und 32 ermöglichen auf diese Weise eine zeitliche Mittelwertsbildung der Ausgangssignale der Addierer 29 und 30. Das Verhältnis β/γ ist der mit μ bezeichnete MaBstabsfaktor in den bereits gegebenen Gleichungen (B). Die Werte β und γ, die beide positiv sind, müssen zwei gegensätzlichen Anforderungen entsprechen: Das Verhältnis β/γ muß ausreichend klein sein, um die Konvergenz des in den Gleichungen (B) gegebenen Algorithmus sicherzustellen; andererseits verlangt eine schnelle Einstellung des Entzerrtrs, daß dieses Verhältnis so groß wie möglich sein soll. Ein guter Kompromiß besteht darin, β zu Beginn groß zu wählen und es dann anschließend bei der Annäherung an das Optimum zu verkleinern.

Ausführungsbeispiel für den zweiten Lösungsweg

Unier Einführung der Bezeichnung g(t) für den Übertragungsgang des Hilbertfilters 6 (Fig. 2) kann M geschrieben werden:

Die Entzerrung gemäß diesem zweiten Lösungsweg basiert auf dieser Erkenntnis und insbesondere auf den Gleichungen (9). Zur Beschreibung der Einzelheiten soll Bezug genommen werden auf die F i g. 7 bis 3.

F ig. 7 zeigt den allgemeinen Aufbau als Blockschaltbild. Das Signal φ) von der Übertragungsleitung wird parallel den beiden Filtern 49 und 5tf ?ugeführt, die die Übertragungsgänge h\(t) und hi(t) aufweisen. Somit geben diese beiden Filter folgende Signale ab:

Pi(O = MO® KO
P₂(O = MO® KO

Signal p\(t) wird einem Hilbertfilter 51 mit dem Übertragungsgang g(t) und andererseits dem Eingang eines Summierers 52 zugeführt Das Ausgangssignal ß\(t) des Hilbertfilters 51 wird dem Eingang eines anderen Summierers 53 zugeführt Das Signal p^t) wird einem zweiten Hilbertfilter 54 mit dem Ubertragungsgang g(t) und andererseits dem zweiten Eingang des Summierers 53 zugeführt Das Ausgangssignal ßi{t) des Hilbertfilters 54 wird dem Eingang des Summierers 52 mit einem Minusvorzeichen zugeführt

An den Ausgängen der Summierer 52 und 53 stehen somit die folgenden Signale an:

y(0 = Pi (0 - PAt) = MO ® KO - CMO ® KO] ® E(O W) = Pi (0 + P₂(O = lh (0 ® KO] ® 8(0+MO ® KO

Dies in Übereinstimmung mit der Gleichung (9).

F i g. 8 zeigt die Einzelheiten des Beispiels nach dem zweiten Lösungsweg. Das Signal φ) von der Übertragungsleitung wird mit einer Folgefrequenz γ abgetastet, wobei -L die Übertragungsfolgefrequeni. und M

eine oositiv». Zahl ist, derart, daß die Zahl der pro Modulationsperiode Γ abgetasteten Werte hinreichend genau das Signal definieren. Die mit der Folgefrequenz

-= abgetasteten Werte sollen als η bezeichnet werden.

/bezeichnet die nacheinander durchgeführten Abtastungen des Signals t'i). Es wird im folgenden noch zu erkennen sein, daß nur ein pro Periode Γ abgetasteter Wert für die Datenauswertung benutzt wird. Der Index k wird zur Bezeichnung dieses bestimmten Wertes benutzt. Die Werte r, werden dem Eingang einer Verzögerungsleitung 48 zugeführt, die aus 2Λ/ Verzögerungselementen je der' Dauer ■ besteht. Diese Verzögerungselemente sind mit Oi bis Ü2m\ bezeichnet, deren

nur vier allerdings in der Fig.8 dargestellt sind. Praktisch kann diese Verzögerungsleitung wiederum ein Schieberegister sein. (2/V+ 1) Abgriffe sind zwischen den einzelnen Elementen und am Eingang und Ausgang der Verzögerungsleitung vorgesehen. Die von den : einzelnen Abgriffen abgenommenen Signale werden einerseits einer ersten Gruppe von Binärmultiplizierern Mi bis MfN zugeführt und andererseits einer zweiten Gruppe von Binärmultiplizierer Mo*bis MiJv. In diesen Multiplizierern werden die Signale mit den Faktoren cn bis CiN bzw. mit den Faktoren dt, bis din multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer Mf bis Mfn werden algebraisch in einem Summierer 55 addiert und dabei die Abtastwerte pi, als Ausgangssignal des Filters mit den Koeffizienten cy (welches dem Filter 49 mit dem 1 > Übertragungsgang h\(t) gemäß F i g. 7) entspricht, abgegeben. Auf gleiche Weise werden die Ausgangssignale der Multiplizierer M* algebraisch in einem Summierer 56 add!?¹"¹ »nd Hahei die Abtastwerte th. des Ausgangssignals de: mit den Faktoren di arbeitenden Filters (welches dem Filter 50 mit dem Übertragungsgang hj(t) gemäß F i g. 4 entspricht) bereitgestellt.

Die Abtastwerte p\, werden einem Hilbertfilter 57 (entsprechend Filter 51 in Fig. 4) zugeführt, um Abtastwerte pt, eines um π/2 phasengedrehten Signals gegenüber dem aus den Abtastwerten pi, bestehenden Signals zu erzeugen. Ebenso werden die Abtastwerte pi, einem Hilbertfilter 58 (entsprechend dem Hilbertfilter 54 in Fig.4) zugeführt, um die Abtastwerte p\, eines Signals zu bilden, das um .τ/2 gegenüber dem Signal mit den Abtastwerten pi, phasengedreht ist. Die Summierer 59 und 60 geben algebraische Kombinationen der py

Signale pu^u P2,undp2,ab: -γτ

Die verwendete Symbolik in dieser Gleichung hat wieder dieselbe Bedeutung wie beim beschriebenen ersten Lösungsweg.

Die Fehlersignale werden nun wie folgt definiert:

Damit ergibt sich:

Der Entzerrer arbeitet optimal, wenn die Funktion V ein Minimum erreicht. Dafür gilt die ähnliche mathematiche Gradientenbetrachtung wie beim ersten Lösungsweg. Das Minimum der Funktion V wird dann erreicht, wenn die (4/V+ 2) Komponenten des Vektorgradienten V, d.h. ']^V und '^ . bei 0 </<2/V die Größe 0 annehmen.

Durch Entwicklung γ- und st ergibt sich:

<V

⁼ " ■ S,

— -r f% ' χ

de,

dd,

dd,

i = Pm +Pu-

Dies sind die Abtastwerte der Komponenten des entzerrten Signals.

tin Taktgeber mit einer Folgefrequenz von ungefähr

- wird dazu verwendet, aus Wertepaaren y* y, jeweils

ein geeignetes Wertepaar yi« y* auszuwählen, aus dem die Daten mit Hilfe konventioneller Technik, die selbst nicht zum Gegenstand der vorliegenden Erfindung gehört, wiedergewonnen werden können. F i g. 9 zeigt dafür eine Schaltungsanordnung.

Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die Entzerrung aufgrund der Einstellung der Faktoren c/ und di anpassungsfähig. Somit können die Übertragungsgänge h\(t)una Iy₂(O so verändert werden, daß der Fehler am Ausgang des Entzerrers ein Minimum erreicht. Die Ermittlung der Faktoren c; und d; erfolgt aufgrund von zwei Fehlersignalen ε</ und it, die sich ihrerseits aus den beiden Komponenten des entzerrten Signals definieren lassen.

Die Erzeugung der Fehlersignale ε* und 6* und die Ermittlungsweise der Faktoren C; und dt soll nun unter Bezugnahme auf F i g. 9 näher erläutert werden.

Als Fehlerfunktion wird wiederum der quadratische Mittelwert benutzt:

50

55

60 Das Minimum der Funktion V wird dann erreicht, wenn alle diese Ausdrücke für alle /zu 0 werden.

Zwei Bemerkungen sind nun zu machen: Der Term

^i ist identisch mit α_ι d. h. mit dem Signal am Aten

Abgriff der Entzerrerverzögerungsleitung, da der einzige Term von β*=>ϊ — «t der von ο abhängt, der Term ο- ric-i ist, der durch Multiplikation im Multiplizierer Mf (Fig.8) aus dem Signal /·*_/ mit dem Koeffizienten cygewonnen wird. Dieses Ergebnis, das an dieser Stelle nicht mathematisch abgeleitet werden soll, um die Beschreibung nicht unnötig zu verlängern, rührt direkt von der Erzeugung von yt her, was aus F i g. 8 zu

ersehen ist. — Ähnlich ist auch der Term -=4- identisch

»«ι

mit /ϊ-α da der einzige Term von £*=/*—oCt, der von di abhängt, der Term d/ ■ r*_/ist, der durch Multiplikation des Signals r^./mit dem Koeffizienten di'wn Multiplizierer MJ*(F i g. 8) gewonnen wird.

Andererseits ist aufgrund der bekannten Eigenschaften der Hilberttransformation (Theorem von Bedrosian) das zeitliche Integral des Produktes zweier Funktionen gleich dem zeitlichen Integral des Produktes der Hilberttransformationen dieser beiden Funktionen. Damit wird:

65 (10)

^8V _■>- ^fL

337 *" dd,

Der Veränderungsalgorithmus kann direkt hieraus abgeleitet werden. Unter Verwendung der Rekiirsinnsformel kann geschrieben werden:

f| — ^cl ~

(ID

10

Für μ und die Exponenten (m) und (7n+1) gilt dasselbe, wie für den ersten Lösungsweg genannt.

Fig. 9 zeigt die Ausführung der Schaltkreise zur Bestimmung der Koeffizienten c/und d/ in Übereinstimmung mit der vorstehenden Untersuchung. ii

M Abtastwerte y, und y, pro Informationsperiode T werden einem zweiten Abtastvorgang unterworfen, und

zwar mit einer Folgefrequenz ψ, wobei nur je ein Paar von Abtastwerten v*. yi, pro Informationsperiode verwendet wird. Die Auswahl des zu verwendenden Wertepaares erfolgt mittels des benutzten Taktgebers, der selbst nicht zum Gegenstand der vorliegenden Erfindung gehört. Die so ausgewählten Abtastwerte werden einem Koordinatenkonverter 61 zur Erzeugung der Polarkoordinaten pt und Φ*. der Phasen- und Amplituden-Information des empfangenen Signals, zugeführt. Die Information ρ» wird in einem Vergleicher 62 mit den verschiedenen diskreten Amplitudenpegeln O_n verglichen, die bei der betrachteten Übertragung jo verwendet werden. Diese Pegelwerte können entweder vorab festgelegt werden oder aus empfangenen Daten entspr^hend bekannter Technik extrahiert werden. Der Vergleicher 62 liefert den Amplitudenpegel ρϊ. der von den JT_n der empfangenen Amplituderiinformation ρ* ü am nächsten kommt. Der Vergleicher liefert des weiteren eine relative Amplitudenfehlerinformation dgi/Ok mhdot" Qk -pi-

Ähnlich wird die Phaseninformation Φ* in einem Vergleicher 63 mit den verschiedenen diskreten Phasenwerten $„ verglichen, die bei der Übertragung verwendet werden. Die diskreten Vergleichswerte können ebenfalls entweder vorab festgelegt sein oder durch Extraktion aus empfangenen Daten bestimmt werden. Der Vergleicher 63 liefert dabei den Phasenwert Φ** von allen Werten $„, der der empfangenen Phaseninformation Φΐι am nächsten kommt. Des weiteren liefert er eine Phasenfehlerinformation kk$k

Die Werte Ji und Φ** von den Vergleich ern 62 und 63 werden dann zur Wiedergewinnung der übertragenen Daten decodiert Die dafür erforderiichen Schaltkreise sind nicht dargestellt Die Fehlerinformationen φ*/ρ* und <#* werden einem Koordinatenkonverter 64 zugefahrt zur Bereitstellung der Fehlerinformationen in kartesischen Koordinaten:

dpi

= y_k ■ -£- - y_k ■ 6<P_k ?

bot

Qk

werden. F i g. 9 zeigt die Multiplizierer nur für den /-ten Abgriff; es ist jedoch wieder klar, daß (2N+ 1) ähnliche Multiplizierer erforderlich sind. Die Operation für den Abgriff an der Stelle / wird beschrieben. Für alle Abgriffe von 0 bis 2Λ/ ist das Entsprechende durchzuführen:

Entsprechend der genannten Gleichung (10) werden die Signale ε* und £* mit dem Signal r*_/am /-ten Abgriff der Entzerrerverzögerungsleitung (Fig.8) in Multiplizierern 65 und 66 multipliziert. Dabei ergeben sich die folgenden Produktsignale:

r_k ■ r, _, (im Multiplizierer 65) f_kr_k-i (im Multiplizierer 66)

50

55

60

Diese Fehlersignale werden dann mit den Werten des nichtentzerrten Signals η multipliziert die aus der ■ Verzögerungsleitung 48 gemäß Fig.8 abgegriffen

65 Dies sind die beiden Komponenten einer grad V-Funktion für den /-ten Abgriff der Enlzerrerverzögerungsleitung.

Was verbleibt, ist die Bestimmung der Koeffizienten Ci und di in Übereinstimmung mit den genannten Rekursionsformeln (11).

Die vom Ausgang der Multiplizierer 65 und 66 ausgehenden Werte werden in zwei aufwärts und abwärts zählenden Zählern 67 und 68 akkumuliert. Wenn der Inhalt eines dieser Zähler einen vorgegebenen positiven Wert +γ oder negativen Wert —γ erreicht, die mittels je einer Schwellwertschaltung 69 Drier 70 definiert sind, wird eine Korrektur +ß hinzugefügt, wenn der Zählerstand —γ erreicht hat, oder eine Korrektur —ß zugefügt, wenn der Zählerstand den Wert +γ erreicht hat. Diese Zufügung von + β oder - β erfolgt jeweils zum ermittelten Koeffizienten c oder d. Andererseits erfolgt mit dem Erreichen einer der Schwellen die Löschung des entsprechenden feststellenden Zählers.

Die beiden feststellenden Zähler 67 und 68 ermitteln den zeitlichen Mittelwert des Ausgangssignals der Multiplizierer 65 und 66. Das Verhältnis β/γ ist wiederum der Maßstabsparameter μ in den Gleichungen (11). Für den Kompromiß bezüglich des Verhältnisses β zu γ gilt wiederum das für den ersten Lösungsweg Ausgeführte.

Allgemeines für beide Lösungswege

Vorstehend sind bei der Beschreibung von zwei Lösungswegen insgesamt drei Ausführungsbeispiele erläutert worden. Zur Erhöhung des Verständnisses der eigentlichen Erfindung wurden einige Punkte, die nicht zum Gegenstand der Erfindung gehören, nicht näher berücksichtigt Zum Beispie! wurden die Synchronisierprobleme nicht erläutert Selbstverständlich müssen samtliche vorbeschriebenen Operationen sorgfältig synchronisiert werden. Die definierte Periode T als Zeitbasis ist der Reziprokwert der Übertragungsfolgegeschwindigkeit der Informationselemente auf der Übertragungsleitung. Diese Folgegeschwindigkeit ist im Sender vorgegeben, aber ihre Wiedererkennung im Empfänger am anderen Ende der Übertragungsleitung bringt einige Probleme mit sich, die von den Leitungsverzerrungen herrühren. Mehrere Lösungen dieses Problems sind in der Fachwelt bekannt und bestehen im wesentlichen darin, daß im Empfänger ein örtlicher Taktgeber verwendet wird, dessen Grundfrequenz der des Taktgebers im Sender gleicht; die Frequenz und Phase des örtlichen Empfängertaktgebers muß sorgfältig und ständig aufgrund der empfangenen

ί j L:

Datensignale nachgeregelt werden. Somit wird ein örtlicher Takt T' verwendet, der so genau wie möglich dem Takt T im Sender entspricht. Daher müßte strenggenommen der in der Beschreibung verwendete Wert T durch diesen Empfängertaktwert Γ ersetzt werden. Damit wird jedoch der Grundgedanke und die Ausführung der Funktionen nicht beeinflußt.

Auch sind dn Einzelheiten der Koordinatenkonverter nicht beschrieben worden, da solche Schaltkreise zum bekannten Stand der Technik gehören. Es wird dazu z. B. auf die Arbeit von J. E. Voider hingewiesen, die in den »IRE Transactions on Electronic Computers« im September 1959 unter dem Titel »The CORDIC Trigonometrie Computing Technique«, Seiten 3JO bis 334, veröffentlicht wurde. Eine andere Technik zur Gewinnung der Phase wurde in der deutschen Offenlegungsschrift 22 58 383 mit dem Titel »Digitaler Phasendetektor« bereits beschrieben.

i^ic VorSiciicilucn Efiäüici UMgCM wurden unier

Bezugnahme auf Abtastsignale durchgeführt. Es ist wohl einzusehen, wenn sämtliche verwendeten Operationen in digitaler Weise verlaufen sollen, daß die einzelnen Abtastwerte als n-stellige Binärzahlen codiert werden können, wobei η vom Grade der verlangten Genauigkeit abhängt

Entsprechend dem Stande der Entzerrertechnik wäre es auch möglich, nur die Vorzeichen der Fehlersignale anstelle der vo'lständigen Signalwerte zu verwenden. Dabei würde dei nachstehende Algorithmus zur Bestimmung der Koeffizienten verwendet werden:

Der zweite Lösungsweg ist entsprechend F i g. 7 für ein phasenmodulierendes Übertragungssystem mit acht

Phasen bei einer Folgefrequenz ~ von IbOO Band

π praktisch realisiert worden. Die gewählten Hilbertfüter sind Transversalfilter mit sieben Abgriffen. Die Abiustung des empfangenen Signals wird mit einrr Folgefrequenz von 14 400 Hz (M= 9) durchgeführt und uic cMi/.ciiicM Abiasiwerie werden mit je i 2 Bits codiert.

>o Die Verzögerungsleitung des Entzerrerfilters ist mit neun Abgriffen (W= 4) ausgeführt. Für die Werte β und ;· sind folgende Werte gewählt: y = 0,5; 0 = 0.01 für die ersten 100 Perioden T, 0.005 für die nächsten 100 Perioden und 0,0025 danach. Dabei wird eine Einstellzeit

.'5 von 500 ms im Mittel erreicht, wenn sämtliche Koeffizienten cv und di zu Beginn auf 0 gesetzt werden außer dem Koeffizienten c\ der auf 1 eingestellt wird.

Hierzu fi Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zur Entzerrung eines quadraturmodulierten Datensignals, das Ober ein lineare Verzerrungen hervorrufendes Übertragungsmedium empfangen wird, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   a) Das über das Übertragungsmedium (3) empfangene verzerrte Signal φ) wird einer Transformation unterzogen und dabei das Quadratursignal φ) des Signals φ) in an sich bekannter Weise erzeugt

   b) Aus diesen Signalen φ) und /ft/werden mittels Filterung zwei Signale

   - /I₂(Z) ®Ht) und

   25

   ¹⁵

   gebildet, wobei ® tConvolutionsoperatconen der Signale r(t) und φ) mit zwei Filterübertra- ^M gungikgSngen /h/W und /b^f/ bezeichnet und diese Filterübertragungsgänge mittels zugeordneterFehiersignalwerte; dj» und öyt eingestellt werden, welche entweder empirisch vorgebbar sind oder manuell oder automatisch aus den Ist-Eigenschaften der Signale y(t) und y(t) im Anschluß an die Konvomtionsoperationen im Verhältnis zu Soll-Bezugswerten bestimmt werden.

   c) Die Signalwerte von y(t) und y(t) als jeweilige ^M kartesis^he Vektorkoordinaten des entzerrten Signals sind zur Ableitung der einzelnen übermittelten Datenelemente entsprechend dem Stand der TecLnft verwendbar.

   2. Verfahren nach Anspruch 1 zur Bildung der beiden Signale y(t) und jffjt gekennzeichnet durch dip folgenden Verfahrensschritte:

   a) Das Signal φ) wird einem ersten Filter mit dem Übertragungsgang h\(t) sowie einem zweiten ** Filter mit dem Übertragungsgang h-_t(t) und das Quadratursignal φ) einem dritten Filter mit dem Übertragungsgang hi(t) sowie einer«) vierten Filter mit dem Ubertragungsgang h\(l) zugeführt

   b) Durch Subtraktion des Ausgangssignals des dritten Filters vom Ausgangssignal des erster. Filters wird das Signal y(t) und durch Addition der Ausgangssignale des zweiten und des vierten Filters das Signal jfi/gebÜJet.

   3. Verfahren nach Anspruch 1 zur Bildung der beiden Signale ,iff/ und yft), gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   a) Das Signal φ) wird einem ersten Filter mit dem Übertragungsgang h\(t) und das Quadratursignal /ff/ einem zweiten Filter mit dem Übertragungsgang ^(/jzugeführl.

   b) Durch Subtraktion des Ausgangssignals des zweiten Filters vom Ausgangssignal des ersten Filters wird das Signal ^gebildet.

   c) Dieses Signal y(t) wird einer Transformation unterzogen und dabei das Quadratursignal y(t) gebildet.

   4. Verfahren nach einem der Ansprüche I bis 3, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   50

   a) Aus den kartesischen Vektorkoordinaten von y(t) und y(t) werden entsprechende Polarkoordinatenwerte eft) und Φ(ή abgeleitet

   b) Zu vorgegebenen Taktzeitpunkten werden die Polarkoordinatenwerte g(t) und Φ(ΐ) mit Bezugswerten verglichen und dabei Amplituden-FehlersignaJwerte 6g sowie Phasen-Fehlersignalwerte 6Φ abgeleitet

   c) Diese in Form von Polarkoordinatrnwerten gegebenen Fehlersignalwerte öq und δΦ werden in kartesische Fehlersignalwerte (Jy und 6y umgewandelt

   d) Einstellung der Übertragungsgänge h\(t) und hrft) mittels dieser Fehlersignalwerte oyund 6y so^daß sich minimale quadratische Mittelwerte dyt + lSp ergeben.

   5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch

   a) einen Phasenschieber (9.191 dem das empfangene verzerrte Signal φ) vom Übertragungsmedium (3) zugeführt wird und der daraus das Quadratursignal /ff/in an sich bekannter Weise ableitet,

   b) eine Filteranordnung (10—11/12 und 13—14/15; oder 18—21 und 20-22), der die Signale φ) und φ) zugeführt werden und welche daraus das entzerrte Signal

   oder dieses Signal und dessen Quadratursignal

   bildet,

   c) Einstellglieder (M) in den vorgesehenen Filteranordnungen (10—11/12 und 13—14/15; oder 18—21 und 20—22), deren Stelleingängen (c.., d.. ./empirisch vorgegebene oder manuell oder automatisch ermittelte Fehlersignalwerte dy_k bzw. dft zugeführt werden.

   β Schaltungsanordnung nach Ansprucl 5, gekennzeichnet durch

   a) ein erstes Filter (10—11) mit dem Überiragungsgang ht(t) und ein zweites Filter (10—12) mit dem Übertragungsgang tn(t), denen das Signal /fr/zugeführt wird,

   b) ein drittes Filter (13—14) mit dem Übertraglingsgang hi(t) und ein viertes Filter (13—15) mit dem Übertragungsgang h\(t), denen das Quadratursignal /ff/zugeführt wird,

   c) einen ersten Summierer (16), dem das Ausgangssignal des ersten Filters (10—11) sowie subtraktiv das Ausgangssignal des dritten Filters (13—14) zugeführt werden und der daraus das Signal jf/Jbildet,

   d) einen zweiten Summierer (17). dem das Ausgangssignal des zweiten Filters (10—12) sowie additiv das Ausganpssignal des vierten Filters (13—15) zugeführt werden und der daraus das Quadratursignal >f//bildet.

   7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5. gekennzeichnet durch

   a) ein erstes Filler (18—21) mit dem Übertragungsgang h\(t), dem das Signal φ) zugeführt wird,

   b) ein zweites Filter (20—22) mit dem Übertragungsgang hjft), dem das Quadratursignal φ) zugeführt wird,

   c) einen Summierer (23), dem das Ausgangssignal des ersten Filters (18—21) und subtraktiv das Ausgangssignal des zweiten Filters (20—22) zugeführt werden und der daraus das Signal y(t) bildet,

   d) einen zweiten Phasenschieber (24), dem das Ausgangssignal y(t) dieses Summierers (23) zugeführt wird und der daraus das Quadratursignal y(t) bildet

   8. Schaltungsanordnung nach Ansprach 6, gekennzeichnet durch

   a) eine erste Signalabtasteinrichtung (M/T) zwisehen dem Empfangsende des Übertragungsmediums (3) und dem Eingang der genannten Anordnung aus Ritern, Phasenschieber und Summierern, die das empfangene verzerrte Signal /fy mit der Folgefrequenz M/T abtastet, wobei MT gleich der Folgefrequenz der übertragenen Datenelemente ist und M/T mindestens doppelt so groß ist wie die höchste Frequenz im empfangenen Signalspektrum,

   b) eine zweite Signalabtasteinrichtung {MT) in Reihe mit der ersten Signalabtasteinrichtung (M/T), die die Abtastwerte des Signals φ) und dessen Quadratursignals φ) mit der Folgefrequenz MT der übertragenen Datenelemente abtastet und dabei die Abtastwerte x> und Xk bildet, die den vorgesehenen Filtern zugeführt werden,

   c) die vorgesehenen Filter (10—11, 10—12, 13—14, 13—15) sind als Transversalfilter mit angezapften Verzögerungsleitungen (10, 13) ausgebildet, deren Anzapfungen einen zeitlichen Abstand raufweisen.

   9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch

   a) eine eiste Signalabtasteinrichtung (M/T) zwischen dem Empfangsende des Übertragungsmediums (3) und dem Eingang der genannten Anordnung aus Filtern, Phasenschiebern und Summierer, die das empfangene verzerrte Signal /frj mit der Folgefrequenz M/T abtastet, wobei MT gleich der Folgefrequenz dei übertragenen Datenelemente ist und M/T mindesten.« doppelt so groß ist wie die höchste Frequenz im empfangenen Signalspekt.um.

   b) eine zweite Signalabtasteinrichtung entweder in Reihe mit der ersten Signalabtasteinrichtung (M/T) am Eingang der Anordnung aus Filtern, Phasenschiebern und Summierer, die die Ab- &o tastwerte des Signals /freund dessen Quadratursignals φ) mit der Folgefrequenz \IT der übermittelten Datenelemente abtastet und dabei die Abtastwerte Xi, und .v* bildet und den vorgesehenen Filtern zuführt, oder am Ausgang _h-, der Anorcinrng aus Filtern, Phasenschiebern und Summierer, wobei sie mit der Abtastfolgefrequen/ I/Tdii Ausgangssignaie dieser Anordnung abtastet, und wobei in beiden Fällen die Abtastwerte y* und S'k der Signale y(t) und y(;) am Ausgang abnehmbar sind, c) die vorgesehenen Filter (18—21, 20—22) sind als Transversalfilter mit angezapften Verzögerungsleitungen (18, 20) ausgebildet, deren Anzapfungen einen zeitlichen Abstand T aufweisen.

   10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, gekennzeichnet durch die nachstehend genannten Merkmale für die automatische Einstellung der Übertragungsgärige h\(t)und hi(t):

   a) ein erster Koordinatenkonverter (25), dem die Abtastwerte y* und y* von den Summierern (16, 17) oder vom Summierer (23) und vom zweiten Phasenschieber (24) hinter dem Ausgang der vorgesehenen Filter zugeführt weiden und der aus diesen Abtastwerten kartesischcr KoordinatenformPolarkoordinaten-."erte

   and

   = arc tg —

   ableitet,

   b) zwei Vergleicher (26,27), mit deren Hilfe die so abgeleiteten Polarkoordinatenwerte ρ* und Φ* mit vorgegebenen oder vorermittelten Bezugswerten (5* und $t unter Bildung von Fehlersignalwerten ÖQk/gt mit OQk=Qk-^i und δΦk=Φk—Φk verglichen werden,

   c) ein zweiter Koordiriaienkonverter (28), dem die Ausgangs-Fehlersignalwerte <5ρ*/ρ* und <?Φ* von den Vergleichern (26,27) zugeführt werden und der diese Fehlersignalwerte in kartesische Fehlersignalwerte <5y*und <5.y* umwandelt,

   d) Einstellglieder (Ml ... 2M M₀ . in) des ersten Filters (10-11,18-21) und ggf. Einstellglieder (Mi... 2At,ldes vierten Filtere(13—15), denen die Fehlersignalwerte <5y* zugeführt werden und die aufgrund dieser den Übertragungsgang h\(t) einstellen,

   e) Einstellglieder (Mi... ₂/v, Mi ... ₂n) des zweiten Filters (10—12,20—22) und ggf. Einstellglieder (Mo ... 2N)des dritten Filters (13—14), denen die Fehlersignalwerte dfa zugeführt werden und die aufgrund dieser den Übertragungsgang hi(t) einstellen.

   11. Verfahren zur Entzerrung eines quadraturmodi'icrte 1 Datensignals, das über eine lineare Verzerrungen hervorrufendes Übertragungsmedium empfangen wird, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   a) Aus dem über das Übertragungsmedium (3) empfanger cn verzerrten Signal φ) werden zwei Signale

   und

   /':(/) = /i,i/)®r(ll
   gebildet, wobei (S) Konvolutionsoperationen

   des Signals /fijmit zwei Filterübertragungsgängen h\(t) und hi(t) bezeichnet und diese Filterübertiagungsgänge mittels zugeordneter Fehlersignalwerte <)y_k und oy_k eingestellt werden, welche entweder empirisch vorgebbar sind oder manuell oder automatisch aus den Ist-Eigenschaften der Signale y(t) und yft) im Anschluß an die Konvolutionsoperationen im Verhältnis zu Soll-Bezugswerten bestimmt werden. in

   b) Aus diesen Signalen p\(t) und pi(t) werden deren beider Quadratursignale ß\(t) und ßi(i) durch eine Transformation in an sich bekannter Weise abgeleitet.

   c) Die vier Signale P-(I), P₁(I). p₂(t) und p:(') : · werden algebraisch kombiniert zu den Signalen

   und

   i'C) = PiC)+

   d) Die Signalwcrtc von y(l) und y(l) als jeweilige kartesische Vckiorkoordinaten des entzerrten Signals sind zur Ableitung der einzelnen übermittelten Datenelemente entsprechend dem Stande der Technik verwendbar. m

   12. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   a) Vergleich der Signale y(t) und $(t) zu vorgege- r> benen Taktzeitpunkten mit Bezugswerten und dabei Ableitung zweier Fehlersignalwerte dy und Oy,

   b) Einstellung des Übertragungsganges h\(t) mit oy so, daß der Fehlersignalwert oy nach 0 strebt, -to und des Übertragungsganges h?(t)m\l dyso, daß der Fehlersignalwert oy ebenfalls nach 0 strebt.

   13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprü- -r, ehe 11 oder 12, gekennzeichnet durch

   a) ein erstes Filter (49; 48/Mo ... 2\) mit dem Übertragungsgang h\(t), dem das empfangene verzerrte Signal r(t) vom Übertragungsmedium 5» (3) zugeführt wird und das daraus ein erstes gefilterter Signal piftferzeugt,

   b) ein zweites Filter (50; 48/Mo*... 2n) mit dem Übertragungsgang h^t% dem das empfangene verzerrte Signal φ) zugeführt wird und das daraus ein zweites gefiltertes Signal P₂(I) erzeugt,

   c) einen ersten Phasenschieber (51; 57), dem das erste gefilterte Signal p\(t) zugeführt wird und der daraus in an sich bekannter Weise dessen Quadratursignal piffj bildet,

   d) einen zweiten Phasenschieber (54; 58), dem das zweite gefilterte Signal prft) zugeführt wird und der daraus in an sich bekannter Weise dessen Quadratursignal prftJbMet, b5

   e) einen ersten Summierer (52; 60), dem das erste gefilterte Signal p\(t) und subtraktiv das Quadratursignal pi(t) des zweiten gefilterten Signals p-i(t) zugeführt werden und der daraus das Signal

   >(0" Pi(O- Pi 0

   'bildet.

   f) einen /weiten Summierer (53; 59), dem das Quadratursignal p\(i) des ersten gefilterten Signals p\(l) und additiv das zweite gefilterte Signal pi(t) zugeführt werden und der daraus das Signal

   Y(O-P<(0+P2(0

   bildet.

   g) Einstellglieder (M) in den vorgesehenen filtern (49, 50). deren Stelleingänge (c ... d ...) empirisch vorgegebene oder manuell «det automatisch ermittelte Fehlersignalwerte Λι, bzw. dft zugeführt werden.

   Ί4. Schaltungsanordnung nach Anspruch ι j gekennzeichnet durch

   a) eine Signalabtasteinrichlung (M/7) /wischet' dem F.mpfangsendc des Übertragungsmcdiiuis (i) und dem F.ingang des ersten und /weiten Filters _V49; 48/M₀* ,v; 50; 48/Mo* iv). die das empfangene verzerrte Signal φ) mit einer Folgefrequenz M/T abtastet, wobei 1/T gleich ,ttr l-olgefrequenz der übertragenen Datenelemente ist und M/T mindestens doppelt so groß ist wie die höchste Frequenz im empfangenen Signalspektrum;

   b) das erste und /weite Filter (49; 48/M* :».; ">0; 48/Mo*. ^enthalten eine angezapfte Verzögerungsleitung (48). deren Anzapfungen einen zeitlichen Abstand 7"aufweisen.

   15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 oder 14. gekennzeichnet durch die nächste hend genannten Merkmale für die automatische Einstellung der Übertragungsgänge h](l)und h->(t)-.

   a) eine (zweite) Signalabtasteinrichtung (1/ 7^, der die gebildeten Signale y(0 und y(t) zugeführt werden und die daraus mit der Folgefreqiienz der übermittelten Datenelemente Abtastwerte yic und y~k abtastet,

   b) ein erster Koordinatenkonverter (61), dem die so gebildeten Abtastwerte yt und yt in kartesischer Koordinatenform zugeführt werden und der daraus Polarkoordinatenwerte

   und

   <_lk = arctg —

   ableitet,

   c) zwei Vergleicher (62,63), mit deren Hilfe die so abgeleiteten Polarkoordinatenwerte ρ* und Φ* mit vorgegebenen oder vorermittelten Bezugswerten §i und $t unter Bildung von Fehlersignalwerten OOk/Qk mit OQk=Qi-Qt und

   <5Φ*=Φί— $t verglichen werden,

   d) ein zweiter Koordinatenkonverter (64), dem die Ausgangsfehlersignalwerte ogt/gt und 5Φ* von

   den Vcrglcichcrn (62,63) zugeführt werden
   der diese in kartesische Fehlersignalwerte
   und oft umwandelt,

   e) Einstellgli'der (Μξ in) des ersten Filters
   48—55), denen die Fehlersignalwert.e
   zugeführt werden und die aufgrund dieser
   Übertragungsgang/!!^einstellen.

   !) EinsiellgliederfA/o*.2/vJdes zweiten Filters
   ⁷JS-56), denen die Fehlersignalwerte
   zugeführt werden und die aufgrund dieser
   Übertraglingsgang/)₂(7,)einstellen.

   und «In