DE2937912A1 - Operationsverstaerker - Google Patents

Description

1. Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation

2. HITACHI, LTD. - Ohiyoda-ku, Tokyo, Japan

Operationsverstärker

Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker und
insbesondere einen schnellen (Hochgeschwindigkeits-), driftarmen Operationsverstärker mit einem Frequenzband von 0 bis
1OO MHz und einem Temperaturkoeffizienten der Offset-Spannung von ca. 1,2 ,uV/°C.

Eine Zerhacker-Schaltung, wie diese beispielsweise in
Fig. 1 gezeigt ist, wird allgemein als schneller, driftarmer Operationsverstärker verwendet. In Fig. 1 wird eine Hochfrequenz-Komponente eines an einem Eingangsanschluß 1 liegenden Eingangssignales e. durch einen schnellen Operationsverstärker 6 verstärkt, und eine Niederfrequenz-Komponente des Eingangssignales wird durch einen driftarmen Verstärker 9 verstärkt, der aus einem Zerhacker 2, einem Wechselstrom-Verstärker 3, einem Synchron-Gleichrichter 4 und einem Glättungsglied 5 besteht. Damit kann die in Fig. 1 gezeigte Schaltung

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insgesamt ein Ausgangssignal e mit einer schnellen, driftarmen Kennlinie erzeugen, das von einem Ausgangsanschluß 7 abgegeben wird. Im driftarmen Verstärker 9 werden die folgenden Operationen ausgeführt. Das Eingangssignal e. wird durch den Zerhacker 2 in ein Rechtecksignal, insbesondere in ein Wechselstromsignal, umgesetzt, das durch den Verstärker 3 verstärkt und dann durch den Synchron-Gleichrichter 4 demoduliert wird. Das vom Gleichrichter 4 abgegebene Rechtecksignal wird durch das Glättungsglied 5 geglättet. Jeweilige Schalter des Zerhackers 2 und des Synchron-Gleichrichters 4 werden mit einem Ein-Aus-Signal versorgt, das durch einen Rechtecksignal-Generator 8 erzeugt ist. In der in Fig. 1 gezeigten Schaltung tritt oft ein Zerhacker-Rauschen auf, das auf dem Schalter-Schließen und -Unterbrechen beruht, das durch das Ausgangssignal des Rechtecksignal-Generators 8 bewirkt wird. Weiterhin ist die obige Schaltung kompliziert aufgebaut und kann an ihrem Eingang keine Differenz-Operation ausführen.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen schnellen, driftarmen Operationsverstärker anzugeben, der die beim herkömmlichen Operationsverstärker auftretenden und oben erläuterten Probleme überwindet.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß ein schneller, driftarmer Operationsverstärker vorgesehen,

in dem ein Niederfrequenz-Operationsverstärker mit einer driftarmen Kennlinie über seinen invertierenden Eingangsanschluß sowohl an einen Widerstand als auch an ein Ende eines Rückkopplungsgliedes und über den Ausgangsanschluß an das andere Ende des Rückkopplungsgliedes angeschlossen ist, um als ein invertierender Verstärker mit einem Spannungs-Verstärkungsfaktor G₁ größer als 1 (gewöhnlich in einem Bereich zwischen 10

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und 100), insbesondere als ein Koeffizientenglied zum Multiplizieren einer Eingangsspannung mit einem Koeffizienten G₁, verwendet zu werden,

in dem ein Drift-Kompensierglied aus dem Koeffizientenglied und einem mit dem Koeffizientenglied in Kaskade geschalteten Tiefpaßfilter besteht, und

in dem der invertierende und der nichtinvertierende Eingangsanschluß eines Breitband-Operationsverstärkers mit dem Eingangs- bzw.' dem Ausgangsanschluß des Drift-Kompensiergliedes verbunden sind.

In der oben erläuterten Schaltungsanordnung entsprechen der invertierende Eingangsanschluß des Breitband-Operationsverstärkers und der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Niederfrequenz-Operationsverstärkers dem invertierenden bzw. dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines schnellen, driftarmen Operationsverstärkers nach der Erfindung.

Erfindungsgemäß sind also ein Breitband-Operationsverstärker, ein Niederfrequenz-Operationsverstärker mit einer driftarmen Kennlinie und ein Tiefpaßfilter zusammen vorgesehen, um einen schnellen, driftarmen Operationsverstärker zu bilden, der bisher nicht durch einen einzigen Operationsverstärker verwirklicht wurde. Ein derartiger, schneller, driftarmer Operationsverstärker ist auf zahlreichen technischen Gebieten vorteilhaft einsetzbar.

Die Erfindung sieht somit einen schnellen, driftarmen Operationsverstärker vor, in dem ein Koeffizientenglied mit einem Spannungs-Verstärkungsfaktor größer als 1 mittels eines Niederfrequenz-Operationsverstärkers mit einer driftarmen Kennlinie gebildet wird, um eine Eingangsspannung mit dem Spannungs-Ver-

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Stärkungsfaktor zu multiplizieren; das Koeffizientenglied und ein Tiefpaßfilter sind in Kaskade geschaltet, um ein Drift-Kompensierglied zu bilden; der invertierende und der nichtinvertierende Eingangsanschluß eines Breitband-Operationsverstärkers ist mit dem Eingangsanschluß bzw. dem Ausgangsanschluß des Drift-Kompensiergliedes verbunden.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachfolgend beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Operationsverstärkers,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels

des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers,

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild der Schaltung der Fig. 2 sowie deren äußere Schaltung,

Fig. 4 Kurven mit der Frequenzabhängigkeit des und 5 Spannungs-Verstärkungsfaktors des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers, und

Fig. 6 Kurven mit Versuchsergebnissen zur Erläuterung der Vorteile der Erfindung hinsichtlich der Drift.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers anhand der Fig. 2 näher erläutert. In Fig. 2 sind vorgesehen Differenz-Eingangsanschlüsse 11 und 12, ein Breitband-Operationsverstärker 13 mit relativ großer Spannungs-Verschiebung oder -Versetzung und Drift-Werten (ein zusammengesetzter Wert hiervon kann abhängig von ei-

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nem Eingangswert ecL ausgedrückt werden), ein Niederfrequenz-Operationsverstärker 14 mit ausreichend kleiner Spannungsverschiebung und ausreichend kleinen Drift-Werten (ein zusammengesetzter Wert hiervon kann durch einen Eingangswert ed„ ausgedrückt werden) im Vergleich mit dem Verstärker 13, ein Tiefpaßfilter 15 und ein Ausgangsanschluß 16. Der Niederfrequenz-Operationsverstärker 14, Widerstände R₁ und R₂ und ein Kondensator C₁ bilden ein Koeffizientenglied mit einer übertragungsfunktion g, die ungefähr durch die folgende Gleichung ausdrückbar ist:

R₉ 1

g = —— · (D ,

R₁ 1 + SC₁R₂

wobei S einen Operator bedeutet.

Die Spannungsverschiebung und die Drift-Werte, die durch die in Fig. 2 gezeigte Schaltung erzeugt sind, können abhängig von einem Eingangswert ed ausgedrückt werden, der ungefähr durch die folgende Gleichung gegeben ist:

ed
ed_o * ed₂ + - (2),

mit |g| » 1.

Im folgenden wird eine Methode zur Ableitung der Gleichung (2) näher erläutert. Dabei wird von einem Fall ausgegangen, in dem ein in Fig. 2 gezeigter Operationsverstärker A als ein invertierender Verstärker verwendet wird, wobei der invertierende Eingangsanschluß 11 des Verstärkers A mit einem

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— Q _

Reihenwiderstand R„ und einem Rückkopplungswiderstand R^ verbunden und der nichtinvertierende Eingangsanschluß 12 geerdet ist.

Die oben erläuterten Eingangswerte ed.. und ed~ (vgl. Fig. 3) können als Ausgangsspannungen von Strom- bzw. Spannungsquellen angesehen werden, die mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Breitband-Operationsverstärkers 13 bzw. dem invertierenden Eingangsanschluß des Niederfrequenz-Operationsverstärkers 14 verbunden sind. Mit (vgl. Fig. 3) e. = Eingangsspannung, e.. = Spannung am invertierenden Eingangsanschluß 11, G₁ = Spannungs-Verstärkungsfaktor des Niederfrequenz-Operationsverstärkers 14, ib₂ = elektrischer Strom, der in den invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 14 fließt, e„ = Spannung am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R₁ und einer Rückkopplungsimpedanz Z (die aus dem Widerstand R_ und einem Kondensator C₁ besteht; vgl. Fig. 2) , e.. = Ausgangsspannung des Niederfrequenz-Operationsverstärkers 14, e = Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A und G„ = Spannungs-Verstärkungsfaktor des Breitband-Operationsverstärkers 13, und mit einem, in den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 13 fließenden elektrischen Strom i, der den Wert Null besitzt, gelten die folgenden Gleichungen:

e.-e e.-e e, - e«

22 „ i£ ₊ J2

^RS ^RF ^R1

^ei " ^e2 ^e2 " ^e3

—! i = —ί i + ib₂ (4)

R₁

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= -G₁(e₂ - ed₂) (5)

^eo ⁼ "^G2^(e1 - ^ed1 -

Die Spannungen e.. , e„ und e, werden aus den Gleichungen (3), (4), (5) und (6) mittels der Beziehungen G₁ = G, = «o eliminiert. Dann wird die Ausgangsspannung e ausgedrückt durch:

e = - e. + ( — + —) R^ · ed,

^RS ^RS ^RF

IC₁ R ed (1 + -^- + -¹-) ( — + ib ) (7)

+ Z R_s R₁ Z

Mittels der Bedingungen — + —» — und R₁ « |Z| wird

S r¹ die Gleichung (7) in die folgende Gleichung umgewandelt:

R_F Rp R₁

e as ί— e. + (1 + —) (ed + —- ed + R · ib-)

R₅ ¹ R₅ Z

Weiterhin wird die folgende Gleichung mittels der Beziehung -^- = ^- (1 + SC₁R-) = - erhalten: L Ko ι ^ g

R₁. Rp ed sr - ί e + (1 + ^) (ed +

e sr - -ί- e + (1 + -^) (ed, + + R₁ ' ib,) (8).

^Rs ^Rs ² g

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ed
Der Ausdruck (ed_ + + R. · ib„), der auch durch ed¹

ausgedrückt werden kann und im zweiten Term der Gleichung (8) auftritt (vgl. Fig. 3), zeigt einen sich ergebenden Wert einer Spannungsverschiebung und Drift-Werte des Operationsverstärkers A an, was abhängig von einem Eingangswert am nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers A in einem Fall ausgedrückt wird, wenn die Eingangsspannung e. den Wert Null (oder Erdpotential) besitzt. Es sei angenommen, daß der in den Niederfrequenz-Operationsverstärker 14 fließende Strom ib~ ausreichend klein ist. Dann werden die folgenden Beziehungen erhalten, die mit Gleichung (2) identisch sind:

ed

« ed₂ + —L

Wenn, wie aus Gleichung (2) folgt, die übertragungsfunktion g des Koeffizientengliedes groß ist, wird der Eingangswert ed nahezu gleich ed_. D. h. , der Eingangswert ed.. entsprechend einer großen Spannungsverschiebung und Drift-Werten ist im wesentlichen klein, und der Eingangswert ed wird lediglich durch den Eingangswert ed„ bestimmt, der viel kleiner als der Eingangswert ed.. ist. Auf diese W< Operationsverstärker gebildet werden.

der Eingangswert ed.. ist. Auf diese Weise kann ein driftarmer

Im folgenden wird der Frequenzgang der in Fig. 2 gezeigten Schaltung näher erläutert.

Wenn diese Schaltung in einem Zustand verwendet wird, in dem der Ausgangsanschluß geerdet ist, oder in einem hierzu angenäherten Zustand, z. B. wenn die Schaltung als ein additives Koeffizientenglied, das eine Polaritätsumkehr bewirkt, oder als ein Inverter eingesetzt wird, ist der Breitband-Ope-

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rationsverstärker 13 in der Breitband-Kennlinie niemals herabgesetzt. Da jedoch die Ausgangsimpedanz des Niederfrequenz-Operationsverstärkers 14 in einem Hochfrequenz-Bereich groß wird, ist die übergangsfunktion des Breitband-Operationsverstärkers 13 verschlechtert, und somit ist die Breitband-Kennlinie herabgesetzt. Zur Überwindung eines derartigen Nachteiles wird das Tiefpaßfilter 15 verwendet, das aus einem Widerstand R und einem Kondensator C besteht. Da also die Ausgangsimpedanz des Tiefpaßfilters 15 ausreichend niedrig im Hochfrequenzbereich ist, wird das Hochfrequenz-Rauschen im Tiefpaßfilter 15 absorbiert, und daher wird die Breitband-Kennlinie des Verstärkers 13 nicht nachteilhaft durch den vorhergehenden Verstärker 14 beeinflußt.

Weiterhin ist das Tiefpaßfilter 15 zur Verhinderung einer Schwingung in einem Fall (ii) unbedingt erforderlich, der weiter unten näher erläutert wird. Wenn die Grenzfrequenzen des Breitband-Operationsverstärkers 13, des Niederfrequenz-Operationsverstärkers 14 und des Koeffizientengliedes (aus dem Operationsverstärker 14, dem Widerstand R» und dem Kondensator C₁) gegeben sind durch f ₁ bzw. f _ bzw. f.. , wird eine Schwingung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung verhindert, indem die Schaltungs-Bauelemente so gewählt werden, daß eine Beziehung f~ < f ₁ < f_ in einem Fall (i) mit f ₁ > f.. und eine Beziehung f₄ < f_cl < f₁ in einem Fall (ii) mit f^ < f^ erfüllt ist, wobei bedeuten: f„ = — , f_o = , f-, =

1 2XCiR₀ ' 2 2XC₁R₁ ' 3 2TC CR ' K R2

^f4 ⁼ 2TCR ^{Und K} = R^

Im folgenden wird der Grund näher erläutert, warum die Schwingung verhindert wird.

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Wenn in Fig. 2 die Spannungs-Übertragungsfunktionen des Koeffizientengliedes (aus dem Niederfrequenz-Operationsverstärker 14, dem Widerstand R und dem Kondensator C), des Tiefpaßfilters 15 und des Breitband-Operationsverstärkers 13 ausgedrückt werden durch G. bzw. k bzw. G_?, ist die zusammengesetzte Spannungs-Übertragungsfunktion G des Operationsverstärkers A gegeben durch:

^Go ^{= G}2^{(1 + kG}1^}

Um eine Schwingung des Operationsverstärkers A zu verhindern, der mit dem Reihenwiderstand R_c und dem Rückkopplungswiderstand R (vgl. Fig. 3) verbunden ist und als ein invertierender Verstärker dient, muß die zusammengesetzte Übertragungsfunktion G eine Zeitverzögerung erster Ordnung haben. Wenn die im Fall (i) gezeigte Beziehung erfüllt ist, haben die Spannungs-Übertragungsfunktionen G₁, G„ und k Frequenzkennlinien, die in Fig. 4 durch Vollinien angedeutet sind. Entsprechend hat ein Term (1 + kG₁) eine Frequenzkennlinie, wie diese durch eine Strichlinie angedeutet ist, und die zusammengesetzte Übertragungsfunktion G hat einen Teil ohne Frequenzkennlinie und einen Teil mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung, wie dies durch eine Strichpunktlinie angedeutet ist. D. h., eine Phasenverzögerung entsprechend der obigen Frequenzkennlinie der zusammengesetzten Übertragungsfunktion G ist kleiner als TC/2, und daher kann die in Fig. 3 gezeigte Schaltung nicht schwingen.

Wenn in ähnlicher Weise die im Fall (ii) gezeigte Beziehung erfüllt ist, haben die Spannungs-Übertragungsfunktionen G₁, G- und k Frequenzkennlinien, die durch Vollinien in Fig. 5 gezeigt sind. Entsprechend hat der Term ( 1 + kG.. )

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cine Frequenzkennlinie, die durch eine Strichlinio angedeutet ist, und die zusammengesetzte Übertragungsfunktion C, umfaßt einen Teil ohne Frequenzkennlinie und einen Teil mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung, wie dies durch eine Strichpunktlinie gezeigt ist. D. h., eine Phasenverzögerung entsprechend der Frequenzkennlinie der zusammengesetzton Übertragungsfunktion G ist kleiner als TF/2, und der in Fig. 3 gezeigte Operationsverstärker A kann niemals schwingen.

Die Frequenzkennlinie der zusammengesetzten übertragungsfunktion, die dem Fall (i) entspricht und in Fig. 4 gezeigt ist, kann verwirklicht werden, indem die Schaltungs-Bauelomente geeignet gewählt werden, selbst wenn das Tiefpaßfilter 15 nicht verwendet wird. Jedoch kann die zusammengesetzte Übertragungsfunktion G , die dem Fall (ii) entspricht und in Fig. 5 gezeigt ist, den Teil mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung umfassen, indem das Tiefpaßfilter 15 zwischen den Operationsverstärkern 13 und 14"eingefügt wird. D. h., das Tiefpaßfilter 15 ist erforderlich, um eine Schwingung in diesem Fall zu verhindern.

Im folgenden werden Vorteile der Erfindung anhand der Fig. 6 näher erläutert.

In Fig. 6, die die Änderung der Offset-Spannung mit der Temperatur zeigt, geben Zeichen Q gemessene Offset-Spannungen in einem Fall an, indem ein Drift-Kompensierglied nach der Erfindung nicht verwendet wird. Eine Gerade L₁, die aus diesen Meßwerten mittels der Methode der kleinsten Quadrate erhalten wird, zeigt, daß die Offset-Spannung einen Temperaturkoeffizienten von 26 ,uV/°C in diesem Fall hat. Dagegen liefern Zeichen χ Meßwerte in einem Fall, in dem das Kompensierglied nach der Erfindung verwendet wird. Eine aus den Meßwerten er-

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haltene Gerade L zeigt, daß die Offset-Spannung einen Temperaturkoef f izienten von 1,2 ,uV/°C oder weniger besitzt. Wie aus den obigen Versuchen zu ersehen ist, kann ein Breitband-Operationsverstärker, der mit einem Drift-Kompensierglied nach der Erfindung versehen ist, einen Temperaturkoeffizienten der Offset-Spannung gleich wie oder kleiner als 1,2 ,^υν/°0 besitzen.

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Claims (3)

1. Ansprüche

   einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß,
2. 2.

   ein Koeffizientenglied (14, R., R₂, C₁), das mit dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluß (11, 12) verbunden ist und einen ersten Operationsverstärker (14) aufweist, der eine driftarme Kennlinie besitzt,

   ein dem Koeffizientenglied (14, R₁, R„, C₁) nachgeschaltetes Tiefpaßfilter (15), und

   einen zweiten Breitband-Operationsverstärker (13), der mit seinem einen Eingangsanschluß mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (15) verbunden ist und an seinem anderen Eingangsanschluß mit einem Signal am ersten Eingangsanschluß (11) beaufschlagbar ist.

   Operationsverstärker nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet,

   daß das Koeffizientenglied (14, R₁, R

   C.) aufweist:

   den ersten Operationsverstärker (14), der an einem Eingangsanschluß mit einem Signal am zweiten Eingangsanschluß (12) beaufschlagbar ist,

   einen Widerstand (R.) zwischen dem ersten Eingangsanschluß (11) und dem anderen Eingangsanschluß des ersten Ope-

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   rationsverstärkers (14), und

   eine Impedanz (R„, C₁) zwischen dem anderen Eingangsanschluß und dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (14).
3. 3. Operationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Impedanz (R-, C₁) aus einem Widerstand (IO und einem Kondensator (C₁) besteht, die parallel geschaltet sind.

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