JPS5855751B2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JPS5855751B2
JPS5855751B2 JP51008684A JP868476A JPS5855751B2 JP S5855751 B2 JPS5855751 B2 JP S5855751B2 JP 51008684 A JP51008684 A JP 51008684A JP 868476 A JP868476 A JP 868476A JP S5855751 B2 JPS5855751 B2 JP S5855751B2
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

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Description

【発明の詳細な説明】 スイッチング方式の安定化電源回路は、例えば第１図の
ように構成されている。
すなわち、第１図において、商用交流電圧が、電源プラ
グ１から電源スィッチ２を通じて整流回路３に供給され
て直流電圧に整流平滑され、この直流電圧が、トランス
４の１次コイルＬ１とスイッチング用トランジスタ５と
の直列回路に供給されると共に、例えばＰＷＭ変調回路
１３からのＰＷＭパルスがトランジスタ５に供給されて
これはオンオフされる。
従ってトランス４の２次コイルＬ２には、交流電圧が取
り出され、これが整流回路６に供給されて所望の直流電
圧に整流平滑され、この直流電圧が出力端子１に取り出
される。
またこのとき、端子７の電圧が検出回路１１により検出
され、この検出出力がフォトカプラなどの絶縁分離用の
カプラ１２を通じて変調回路１３にその変調入力として
供給されると共に、発振回路１４からパルスが変調回路
１３にそのキャリアとして供給される。
こうして端子１の電圧に対応して変調回路１３からのＰ
ＷＭパルスのパルス幅が変化して端子７の直流電圧は、
一定値に安定化される。
この場合、変調回路１３においては、例えば第２図に示
すような方法でＰＷＭパルスが形成される。
すなわち、発振回路１４からのパルスをもとにして、第
２図Ａに示すような三角波信号Ｓｔが形成され、この信
号Ｓｔと、検出回路１１の検出信号Ｓｄとがレベル比較
されて第２図Ｂに示すように、Ｓｔ≧Ｓｄのとき“１″
となり、Ｓｔ＜Ｓｄのとき“０″となるＰＷＭパルスＰ
ｍが形成される。
ところがこの場合、端子７の負荷が重くなると、信号Ｓ
ｄのレベルが極端に低くなるので、このとき、パルスＰ
ｍのデユーティ−レシオが設計値（通常７０〜８０％程
度）を越えてしまい、ときには過変調で１００％になっ
てしまう。
そしてこの電源回路では、トランジスタ５のオン期間に
コイルＬ１にエネルギが蓄積され、これがトランジスタ
５のオフ期間にコイルＬ２から取り出されるので、この
ようにパルスＰｍのデユーティ−レシオが設計値を越え
ると、トランジスタ５のオフ期間にコイルＬ２の出力電
流がＯになる前にコイルＬ１に電流が供給されるように
なり、この結果、トランス４のコアが飽和して破壊され
、これによりトランジスタ５も破壊されたり、あるいは
さらに整流回路６まで破壊されたりしてしまう。
さらに第３図に示すように、整流回路３の出力電圧Ｖｄ
には、リップル電圧などの変動分が含まれることがある
が、この電圧Ｖｄの最小値に対してパルスＰｍのデユー
ティ−レシオの許容値（最大値）を設計しておくと、電
圧Ｖｄの最大値の部分で、最小値のと５よりも大きな電
流がコイルＬ１に流れるので、同様の理由によりトラン
ス４、トランジスタ５あるいは整流回路６が破壊された
りしてしまう。
本発明は、このようなことのない電源回路を提供しよう
とするものである。
このため本発明においては、パルスＰｍのデユーティ−
レシオの最大値りを制限すると共に、この最大値りを整
流回路３の出力電圧Ｖｄの大きさに対応して変更する。
第、４図はその一例を示すもので、発振回路１４から第
５図Ａに示すようなパルス（周波数は８０〜２００ｋＨ
ｚ程度、）が取り出され、このパルスがフリップフロッ
プ回路２４に供給されて第５図Ｂに示すようにディーテ
イーレシオが５０％で、％の周波数の矩形波パルスＰ。
に分局され、さらにこのパルスＰ。
がフリップフロップ回路２５に供給されて第５図Ｃに示
すように、デユーティ−レシオが５０％で、乞の周波数
（すなわち、２０〜５０ｋＨｚ程 ・の矩形波パルス
Ｐ２に分周され、このパルスＰ アンド回路２２に供給
される。
またフリツ ロツプ回路２４．２５からのパルスＰＰ
子回路２６に供給されて第５図０′Ｉ Ｄに示すように、パルスＰ２と同じ周波数でチューティ
ーレシオが７５％の矩形波パルスＰ３が形成され、この
パルスＰ３はアンド回路２３に供給される。
さらにフリップフロップ回路２４．２５からのパルスＰ
。
、Ｐ２がアンド回路２７に供給されて第５図Ｅに示すよ
うに、パルスＰ２と同じ周波数でデユーティ−レシオが
２５％の矩形波パルスＰ１が形成され、このパルスＰ、
はアンド回路２１に供給される。
また整流回路３の出力電圧Ｖｄが検出回路２０に供給さ
れて電圧Ｖｄの大きさが検出され、その検出出力として
第３図に示すように、Ｖｄ≦■１のときには、アンド回
路２３に“′１″の信号が供給され、Ｖｌ＜Ｖｄ≦■２
のときには、アンド回路２２ニ” １ ”）信号が供給
サレ、サラニ■ｄ＞ｖ２のときには、アンド回路２１に
“１″の信号が供給される。
従って例えばＶｄ≦■１の場合には、アンド回路２３か
らパルスＰ３が得られるが、このパルスＰ３はオア回路
２８を通じて変調回路１３にそのキャリアとして供給さ
れる。
そして変調回路１３においては、パルスＰ３が積分され
て第５図Ｆに示すように鋸歯状波信号Ｓｓとされると共
に、この信号Ｓｓと、検出回路１１からカプラ１２を通
じて得られる検出信号Ｓｄとがレベル比較され、第５図
Ｇに示すようにＰＷＭパルスＰｍが形成される。
そしてこのパルスＰｍがゲート回路すなわちこの場合は
アンド回路２９に供給されると共に、この場合にはアン
ド回路２３からオア回路２８を通じて得られるパルスＰ
３が、アンド回路２９に供給され、従ってアンド回路２
９からは、パルスＰｍとＰ３とのアンド出力として第５
図Ｈに示すようなパルスＰａが取り出される。
そしてこのパルスＰａが、トランジスタ５に供給される
。
従ってパルスＰａによりトランジスタ５のスイッチング
が行われると共に、このパルスＰａは、検出信号Ｓｄに
よりＰＷＭ変調されたＰＷＭパルスなので、端子７には
所定の直流電圧が取り出される。
そしてこの場合、パルスＰａはパルスＰｍとＰ３とのア
ンド出力であるからパルスＰ３によりパルスＰａのデユ
ーティ−レシオは、７５％より大きくなることはない。
すなわち、第３図にも示すように、Ｖｄ≦■１のときに
は、トランジスタ５のスイッチングを行うパルスＰａの
デユーティ−レシオの最大値りは、７５％に制限される
。
従って負荷が重い場合でも、トランス４のコアが飽和し
てトランス４やトランジスタ５が破壊されたりすること
がなく、また整流回路６が破壊されることもない。
一方、Ｖｌ＜Ｖｄ≦■２のときには、アンド回路２２か
らパルスＰ２が得られ、またＶｄ＞Ｖ２のときには、ア
ンド回路２１からパルスＰ１が得られ、これらパルスＰ
２またはＰｌがオア回路２８を通じて変調回路１３及び
アンド回路２９に供給され、アンド回路２９からは同様
のＰＷＭパルスＰａが取り出されてトランジスタ５に供
給される。
従ってＶｌ＜Ｖｄ≦■２のときには、トランジスタ５の
スイッチングを行うパルスＰａのデユーティ−レシオの
最大値りは５０％に制限され、さらにＶｄ〉■２のとき
には、２５％に制限される。
従ってやはり負荷か重い場合でも、トランス４やトラン
ジスタ５あるいは整流回路６が破壊されることがないと
共に、整流回路３の出力電圧Ｖｄにリップル電圧などの
変動分があっても、この電圧Ｖｄが高いときには、パル
スＰａのデユーティ−レシオの最大値りは、２５％に制
限されるので、やはりトランス４やトランジスタ５ある
いは整流回路６が破壊されることがない。
また整流回路３の出力電圧Ｖｄが低いときには、パルス
Ｐａのデユーティ−レシオの最大値は７５％になるので
、負荷が重くても端子７に確実に出力電圧を得ることが
できる。
こうして本発明によれは、負荷変動によるトランス４や
トランジスタ５あるいは整流回路６の破壊を防ぐことが
できると共に、入力側の電圧変動による同様の破壊をも
防ぐことができる。
またフリップフロップ回路２４．２５により分局か行わ
れるので、発振回路１４の発振周波数を高くでき、従っ
て付属コンデンサの容量を小さくできるので、ＩＣ化の
場合、ローコストになる。
また同様の理由により発振回路１４として水晶発振回路
が使用できると共に、他の発振回路との同期も容易にな
る。
さらにこの発振回路１４を０級アンプの発振回路とも兼
用できるので、ノイズ対策も簡単になる。
なお、上述においては、いわゆるオンオフ式の場合であ
るが、チョッパ式の場合にも本発明を適用できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来例の系統図、第２図及び第３図はその説明
のための波形図、第４図は本発明の一例の系統図、第５
図はその説明のための波形図である。 ｌＬ１２は検出回路、１３はＰＷＭ変調回路、１４は発
振回路である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 直流入力電圧がトランスの１次コイルとスイッチン
    グ素子との直列回路に供給されると共に上記スイッチン
    グ素子がスイッチングパルスによりスイッチングされる
    ようになされて上記トランスの２次コイルに接続された
    整流回路に所望の直流出力電圧か取り出される電源回路
    において、所定周波数の発振信号に基づいて互いに周波
    数が同じで且つデユーティ−レシオが異なる複数個の制
    御パルスを発生するパルス発生手段と、上記直流入力電
    圧を検出し、該検出出力のレベルが大きくなるに従って
    上記複数個の制御パルスのうちデユーティ−レシオの小
    さい方の制御パルスを選択する選択手段と、上記直流出
    力電圧を検出し、該検出出力を上記制御パルスに基づい
    てパルス幅変調するパルス幅変調手段と、該パルス幅変
    調手段からの出力信号を上記制御パルスの持続期間中出
    力し、上記スイッチング素子へスイッチングパルスとし
    て供給するゲート回路とを備え、上記スイッチパルスの
    デユーティ−レシオの最大値を上記制御パルスにより制
    限するようにしたことを特徴とする電源回路。
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