DE2855734C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung der Drehzahl oder des Drehmoments eines über einen Frequenzumrichter gespeisten Asynchronmotors, bei welchem ein Primärstromvektor aus zwei Komponenten gebildet wird, von denen der eine nur das Drehmoment und der andere nur den Magnetfluß bestimmt, und wobei ein aus der Schlupffrequenz abgeleiteter Feldwinkel mit dem Läuferdrehwinkel zu einem Summenwinkel aufsummiert wird und wobei zur Stromsteuerung des Umrichters ein Ständerstromvektor aus den zwei Stromkomponenten und dem Summewinkel errechnet wird. Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.

Es ist ein Verfahren zur Steuerung der Drehzahl und des Drehmomentes eines über einen Frequenzumrichter gespeisten Asynchronmotors bekannt (Siemens-Zeitschrift 1971, Heft 10, Seiten 757 bis 760), bei dem ein Primärstromvektor aus zwei Komponenten gebildet wird, von denen die eine nur das Drehmoment und die andere nur den Magnetfluß bestimmt.

Es ist ferner ein Verfahren zur Drehzahlregelung für stromrichtergespeiste Asynchron-Kurzschlußläufermotoren und dessen gerätetechnische Lösung bekannt (DE-Z: Regelungstechnik und Prozeß-Datenverarbeitung, 20. Jahrgang (1972), Heft 2, Seiten 60 bis 66). Dieses bekannte Verfahren kommt einerseits durch Einfügung feldorientierter Koordinaten zu feld- und drehmomentbildenden Stromkomponenten, und es wird bei ihm andererseits die Phasenlage des Ständerstromes durch Addition des Feldwinkels und des Rotorwinkels errechnet.

Schließlich ist auch ein Verfahren der Feldorientierung zur Regelung einer Asynchronmaschine bekannt (DE-Z: Siemens Forschungs- und Entwicklungsberichte, Band I, 1972, Heft 1, Seiten 184 bis 193), bei welchem zur Bildung eines Primärstromvektors eine drehmomentbildende und eine magnetisierende Komponente vorgegeben werden und bei welchem durch Integration der Summe von Schlupf- und Läuferdrehzahl ein Summenwinkel ermittelt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das obengenannte bekannte Steuerverfahren so weiterzubilden, daß es für digitale Steueranlagen geeignet ist und daß auch die erwärmungsbedingte Änderung des Läuferwiderstandes ausgeglichen werden kann.

Dies wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 erreicht.

Eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens und eine Weiterbildung dieser Vorrichtung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung und Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild, welches den Grundaufbau der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung zeigt,

Fig. 2A und 2B graphische Darstellungen zur Erläuterung des Verfahrens zur Ableitung eines Schlupfwinkels durch Abtast-Berechnung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 4 eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen der Abtastzeit und den Schrittsignalen, welche die Abtastberechnung weiterstellen,

Fig. 5 eine graphische Darstellung, welche die Art und Weise der Addition des Schlupfwinkels und des Rotationswinkels eines Induktionsmotors durch Abtastberechnung darstellt,

Fig. 6 eine graphische Darstellung, welche den einer gegebenen Phase eines Induktionsmotors zugeführten Strom darstellt,

Fig. 7 und 8 Blockschaltbilder, welche abgewandelte Ausführungen der Erfindung zeigen, und

Fig. 9 Wellenformen, die zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ausführung nach Fig. 8 geeignet sind.

Fig. 1 zeigt den Grundaufbau der Anordnung nach der Erfindung. Sie enthält folgende Teile: einen Induktionsmotor 10, einen Positionsdetektor 11, welcher die Winkellage des Rotors des Motors feststellt, einen Additionskreis 12, welcher einen Wert ΔR _s entsprechend einer Schlupffrequenz ω _s mit einem Wert R _r , der proportional der Stellung des Rotors ist, zu dem Rotationswinkel R₀ eines Vektors addiert. Ein Computer errechnet den Primärstromvektor des Motors 10 aufgrund von R₀ und der drehmomentbildenden Stromkomponente i _1q und der feldbildenden Stromkomponente i _1d und steuert einen Frequenzwandler, welcher dem Motor 10 Wechselstrom zuführt. Wenn eine Drehmomentinstruktion T und eine Flußinstruktion Φ₀ vorgegeben werden, kann die Stromkomponente i _1q aus der folgenden Gleichung bestimmt werden:

Der Schlupfwinkel R _s wird durch Integration der Schlupffrequenz l _s gewonnen.

Da der Schlupfwinkel R _s durch eine Abstastberechnung bestimmt wird, gilt folgende Gleichung:

wobei Δ _t das Abtast-Zeitintervall, R _{s (n-1)} den Wert der Abtastberechnung R _s zu einer um Δ _t früheren Zeit und R _{s (n)} den errechneten Wert nach Δ _t darstellen.

Wenn das Abtast-Zeitintervall Δ _t = (wobei C eine Proportionalitätskonstante ist) zu dem Sekundärwiderstand R₂ des Motors umgekehrt proportional ist, so gilt die folgende Gleichung:

Infolgedessen ist es nicht notwendig, den Wert des Sekundärwiderstandes R₂ zu berechnen.

Wenn aber das Abtastzeitintervall Δ _t konstant ist, ist es erforderlich, den Wert des Sekundärwiderstandes R₂ der Rechnung hinzuzufügen. Zum besseren Verständnis ist in den Fig. 2A und 2B eine Art der Abtastberechnung eines Falles gezeigt, in dem der Wert des Sekundärwiderstandes R₂ aufgrund eines Temperaturanstieges verdoppelt worden ist. Fig. 2A zeigt einen Fall, in dem der Widerstandswert des Sekundärwiderstandes R₂ ist, während Fig. 2B einen Fall zeigt, in welchem der Sekundärwiderstand 2 R₂ ist. In jedem Falle ist es möglich, den richtigen Schlupfwinkel Δ _s zu erhalten.

Die Stromkomponente i _1d kann durch folgende Gleichung dargestellt werden:

Der Ausdruck dieser Gleichung entspricht dem Flußstrom i₀, der auch die Änderung der Sekundärinduktivität L₂ aufgrund der magnetischen Sättigung berücksichtigt.

Der Ausdruck

wird durch die Abtastberechnung bestimmt. Bezeichnet man das Intervall mit Δ _t , den Wert dieser Zeit vor Δ _t durch Φ _{0 (n-1)} und den Wert hinter Δ _t mit Φ _{0 (n)}, so kann dieser Ausdruck folgendermaßen ausgedrückt werden:

Da, wie oben erwähnt, das Abtastintervall Δ _t dem Sekundärwiderstand R₂ umgekehrt proportional ist, d. h. gleich , erhält man

Wenn, wie oben beschrieben, eine Drehmomentinstruktion T und eine Flußinstruktion Φ₀ gegeben sind, kann R₀ bestimmt werden aus dem Strom i _1q , der das Drehmoment beeinflußt, dem Strom i _1d , der den Fluß beeinflußt, dem Schlupfwinkel R _s und dem Rotationswinkel R _r des Rotors, so daß es möglich ist, die Phasenströme i _a , i _b und i _c

zu bestimmen.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild mit Einzelheiten eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Hier enthält der Motor 10 drei Phasenwicklungen a, b und c. Es ist ein Positionsdetektor 11 vorgesehen, welcher ein Digitalsignal erzeugt, das dem Rotationswinkel des Rotors proportional ist. Das Digitalsignal nimmt von einer Bezugsposition aus im Verhältnis zum Rotationswinkel zu und nimmt dann nach der Drehung von 360° auf Null ab. Der Ausgang des Positionsdetektors 11 wird einem Verriegelungskreis 15 zugeführt. Eine digitale Drehmomentinstruktion T wird einem Verriegelungskreis 16 zugeführt, und es wird eine digitale Flußinstruktion einem weiteren Verriegelungskreis 17 zugeführt. Die Ausgänge der Verriegelungskreise 16 und 17 werden einem Dividierwerk zugeführt, welches Signal i _1q erzeugt, welches nur das Drehmoment des Motors beeinflußt. Dieses Signal i _1q wird im Dividierwerk 19 dividiert durch die Flußinstruktion Φ₀, um ein Signal ΔR _s entsprechend der Schlupffrequenz ω _s zu erzeugen. Die durch den Verriegelungskreis 17 erzeugte Flußinstruktion Φ₀ wird durch einen Funktionskreis 20 in einen Flußstrom i₀ umgewandelt, der zur Kompensation der magnetischen Sättigung einen Festwertspeicher enthält. Ferner wird die von dem Verriegelungskreis 17 erzeugte Flußinstruktion Φ₀ einem Register 21 und einem Eingang eines Subtrahierwerkes 22 zugeführt, welches in Abhängigkeit von der Flußinstruktion und einem anderen Eingang vom Register 21 die Änderung ΔΦ₀ des Flusses während der Abtastperiode berechnet. Der Flußstrom i₀ und die Flußänderung ΔΦ₀ werden einem Addierwerk 23 zugeführt, um den Strom i _1d zu errechnen, welcher den magnetischen Fluß des Motors beeinflußt.

Es ist ein Addierwerk 24 vorgesehen, um das Signal ΔR _s entsprechend der Schlupfwinkelfrequenz ω _s zu einem vorherigen Schlupfwinkel R _s zu addieren, der in einem Register 25 gespeichert worden ist, um einen neuen Schlupfwinkel R _s zu erhalten. Gegebenenfalls kann zwischen dem Addierwerk 24 und dem Register 25 ein geeigneter Verzögerungskreis eingesetzt werden, um eine genaue Operation des Registers sicherzustellen. Dieser neue Schlupfwinkel R _s und das Signal R _r vom Verriegelungskreis 15 werden einem Addierwerk 26 zugeführt, um ein Signal R₀ entsprechend dem Rotationswinkel der Achse zu erhalten.

Es ist ein Addierwerk 27 vorgesehen, um R₀ und den den Phasen a und b sowie den Komponenten i _d und i _q entsprechenden Winkel R _α zu addieren, um deren Summe zu erhalten, wobei R _α 0°, π/2, -2 π/3 oder -π/6 ist, und zwar ausgewählt durch einen Übertragungsschalter 28.

In Abhängigkeit von der Summe (R₀+R _α ) erzeugt ein Funktionskreis 29 ein Ausgangssignal cos (R₀+R _α ), welches durch einen Multiplikator 30 mit i _1q oder i _1d - ausgewählt durch einen Übertragungsschalter 31 - multipliziert wird, um einen Ausgang i _1q · cos (R₀+R _α ) zu erzeugen, der einem Verriegelungskreis 32 zugeführt wird, oder ein Ausgangssignal i _1d · cos (R₀+R _α ), das einem Verriegelungskreis 33 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Verriegelungskreise 32 und 33 werden durch ein Addierwerk 34 addiert, und es wird dessen Digitalausgang durch einen Digital/ Analog-Wandler 35 in ein Analogsignal umgewandelt.

Das von dem D/A-Wandler 35 erzeugte Analogsignal wird den Abtast- und Haltekreisen 36 und 37 zugeführt und es steuert der Frequenzwandler 14 in Abhängigkeit von dem durch diese Verriegelungskreise gehaltenen Analogsignal den dem Motor 10 zugeführten Wechselstrom.

Wie bekannt enthält der Frequenzwandler einen Gleichrichter und einen Inverter, welcher eine Dreiphasenwechselspannung veränderbarer Frequenz und veränderbarer Spannung erzeugen kann.

Taktsignale für die Betätigung der Übertragungsschalter 28 und 31 sowie des Registers 25 und ein Schrittsignal zur Durchführung der Abtastoperation werden von einer Folgesteuerung 39 erzeugt. Ein Impuls für die Bestimmung des Abtastintervalls wird der Folgesteuerung 39 von einem Oszillator 40 zugeführt. Wie oben beschrieben, wird das Abtastintervall durch den Temperaturdetektor 41 des Motors verändert, so daß es dem Wert des Sekundärwiderstandes R₂ umgekehrt proportional ist.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung arbeitet in folgender Weise: Schrittsignale werden zur gleichen Zeit durch die Folgesteuerung 39 erzeugt. Als Folge des 1. Schrittsignals halten die Verriegelungskreise 15, 16 und 17 R _r , die Drehmomentinstruktion T und die Flußinstruktion Φ₀.

Aufgrund dieser Instruktionen, die durch die entsprechenden Verriegelungskreise gehalten werden, errechnet das Dividierwerk 18 ein Signal i _1q , das in dem Dividierwerk 19 durch die Flußinstruktion Φ₀ dividiert wird, um ein Signal ΔR _s entsprechend der Schlupffrequenz zu bilden. Durch die Wirkung des Addierwerkes 24 wird dieses Signal ΔR _s dem vorher erwähnten Schlupfwinkelsignal R _s hinzuaddiert, das in dem Register 25 gespeichert worden ist, um ein neues Schlupfwinkelsignal R _s zu erhalten. Dieses neue Schlupfwinkelsignal wird in dem Register 25 unter der Kontrolle eines 2. Schrittsignals gespeichert, das von der Folgesteuerung 39 geliefert wird.

Dieses Schlupfwinkelsignal R _s wird zu dem Rotationswinkelsignal R _r des Rotors, das durch den Verriegelungskreis 15 gehalten wird, durch den Addierer 26 addiert, um ein Signal R₀ zu bilden.

Die Flußinstruktion Φ₀, die von dem Verriegelungskreis 17 gehalten ist, wird mit der früheren, im Register 21 gespeicherten Flußinstruktion durch die Wirkung des Subtrahierwerkes 22 subtrahiert, um ein Flußänderungssignal ΔΦ₀ zu erzeugen, das in einer Abtastperiode auftritt. Wenn die Flußinstruktion Φ₀ konstant wäre, würde die Flußänderung ΔΦ₀ Null sein.

Der Funktionskreis 20 erzeugt einen Flußstrom i₀ entsprechend der Flußinstruktion Φ₀, die in dem Verriegelungskreis 17 gehalten wird, und es wird dieser Flußstrom dem Ausgang des Subtrahierwerkes 22 hinzuaddiert, und zwar durch das Addierwerk 23, um ein Signal i _1d zu erzeugen.

In Abhängigkeit von einem 3. Schrittsignal, das durch die Folgesteuerung 39 erzeugt ist, wählt der Übertragungsschalter 28 R _α =0, so daß das Addierwerk 27 ein Ausgangssignal R₀ erzeugt. Infolgedessen erzeugt die Funktionsschaltung 29 ein Digitalsignal entsprechend cos R₀.

In Abhängigkeit vom 4. Schritt-Signal, das von der Folgesteuerung 39 erzeugt worden ist, führt der Übertragungsschalter 31 ein Signal i _1d dem Multiplikator 30 zu, um ein Signal i _1d × cos R₀ zu erzeugen, das durch das 5. Schrittsignal vom Verriegelungskreis 33 gehalten wird.

Durch die oben beschriebene Folge wird der Ausdruck

errechnet und in dem Verriegelungskreis 33 gehalten.

Dann wird das 3. Schrittsignal von neuem erzeugt, so daß der Übertragungsschalter 28 dem Addierwerk 27 ein Digitalsignal entsprechend π/2 zuführt, so daß er ein Ausgangssignal (R₀+π/2) erzeugt, und es erzeugt die Funktionsschaltung 29 ein Ausgangssignal cos (R₀+π/2).

Dann wird das 4. Schrittsignal von neuem erzeugt, so daß der Übertragungsschalter 31 dem Multiplikator 30 ein Signal i _1q zuführt, um ein Ausgangssignal

i _1q × cos (R₀ + π/2)

zu erzeugen, das durch das 5. Schrittsignal von dem Verriegelungskreis 32 gehalten wird.

In Antwort auf das 6. Schrittsignal, das von der Folgesteuerung 39 erzeugt worden ist, werden die von den Verriegelungskreisen 32 und 33 gehaltenen Signale durch das Addierwerk 34 und den D/A-Konverter 35 in Analogsignale umgewandelt, und es werden diese Analogsignale in dem Abtast-Haltekreis 36 gehalten. Durch die oben beschriebene Reihenfolge der Behandlung wird der der Phase a des Motors zugeführte Strom i _a bestimmt.

In der Folge werden Schrittsignale 3, 4, 5, 3, 4, 5 und 6 erzeugt. Der Abtast-Haltekreis 37 speichert den der Phase b zugeführten Strom i _b .

Da der Wechselstromkreis ein symmetrischer Dreiphasenkreis ist, wobei i _a +i _b +i _c =0, wird der c-Phasenstrom i _c durch eine Beziehung i _c =-(i _a +i _b ) ausgedrückt.

Infolgedessen ist der c-Phasenstrom automatisch bestimmt, wenn der a-Phasenstrom i _a und der b-Phasenstrom i _b bestimmt sind.

Nach Vervollständigung der Berechnungen der jeweiligen Phasenströme i _a , i _b , i _c wird das vorher in dem Register 21 gespeicherte Flußsignal durch eine neue Flußinstruktion Φ₀ ersetzt, die in dem Verriegelungskreis 17 gehalten wird. Dann wiederholt sich der beschriebene Zyklus.

Fig. 4 zeigt die Beziehung zwischen einem Abtastintervall Δ _t und dem Fortschreiten der durch die Folgesteuerung 39 erzeugten jeweiligen Schrittsignale. Es wird also die Folge zur Zeit t₀ begonnen, zur Zeit t₁ wird ein neues R₀ bestimmt, zur Zeit t₂ wird der a-Phasenstrom bestimmt, und es werden zur Zeit t₃ die b-Phasen- und c-Phasenströme bestimmt. Zur Zeit t₄ wird der Inhalt des Registers 21 wieder eingeschrieben mit der vorliegenden Flußinstruktion Φ₀. Das Intervall zwischen der Zeit t₃ und der Zeit t₅, zu der der nächste Abtastimpuls ankommt, entspricht einer Steuerperiode.

Fig. 5 zeigt die Art und Weise der Veränderungen von Signalen R _s , R _r , R₀ und Signalen (R₀+π/2), (R₀-2 π/3) und (R₀-π/6) bei normaler Arbeitsweise, bei welcher der Rotationswinkel des Rotors R _r sich 5mal so schnell verändert wie der Schlupfwinkel R _s . Während einer Abtastperiode zur Zeit t₀ (da deren Breite vernachlässigbar klein ist, ist die Breite von Δ _t nicht dargestellt) ist die Digitalgröße D₀ gleich der Summe der Digitalgrößen D _s und D _r .

Angenommen, es wird die Digitalgröße entsprechend 2 π durch D _{2 π bezeichnet, so wird D₁ ausgedrückt durch (D₀+1/4 D 2 π ), D₂ durch (D₀-1/3 D 2 π ) und D₃ durch (D₀-1/12 D 2 π ). Wie aus der vorhergehenden Beschreibung und Fig. 7 zu ersehen ist, ist die Zeit, zu der D₀ bestimmt wird, die Zeit t₁, und es wird D₃ zur Zeit t₂₁ bestimmt, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Obwohl unterschiedliche Abhängigkeit von der verwendeten Art des Rechenkreises vorhanden ist, wird es, wenn das Intervall zwischen t₀ und t₄ 200 µs beträgt, etwa 140 µs zwischen einer Zeit, zu der D₀ bestimmt ist, und einer Zeit, zu der D₃ bestimmt ist dauern. Eine solche kleine Zeitdifferenz ist schwer darzustellen, so daß in Fig. 5 diese Punkte als die gleichen Punkte gezeigt sind. Fig. 6 zeigt Wellenformen, welche das Verhältnis zwischen dem Signal R₀ und dem a-Phasenstrom i a darstellt. Es werden also nach Bestimmung von R₀ durch den Additionskreis 26 in Fig. 3 jeweils in dem Addierwerk 27 R α =0 und R α =π/2 jeweils zu R₀ addiert, um R₀ und R₀+f/2 zu bestimmen. Es werden dann diese Signale in die Funktionen cos R₀ und cos (R₀) und cos (R₀+π/2) umgewandelt, und zwar durch den Funktionskreis 30, und sie werden dann mit i 1d und i 1q durch den Multiplikator 30 multipliziert. Wenn i 1d =1,5 und i 1q =2, so ist beispielsweise i 1d · cos R₀ eine Kosinusfunktion mit einem Maximalwert von 1,5 und i 1q · cos (R₀+π/2) eine Kosinusfunkton mit einem Maximalwert von 2. Durch Addition dieser Kosinusfunktionen durch das Addierwerk 34 wird eine Kosinusfunktion mit einem Maximalwert von 2,5 und einer Phasenverschiebung von 53° (=tam^-1 2/1,5) in bezug zu tan R₀ erhalten, der durch den D-A-Wandler 35 in das Bezugssignal i a des a-Phasenstroms i a umgewandelt wird. Die Ströme der Phasen b und c werden in gleicher Weise erhalten. Somit wird in jeder Abtastzeit ein Bezugsstrom mit einer Amplitude proportional zu der so gesteuert ist, daß er eine optimale Schlupffrequenz und Phase für jede der Phasen a, b, c hat, bestimmt. Der Steuervektor kann statt in Komponenten (i 1d , i 1q ) nach Betrag und Phase vorgegeben werden. Eine Rechenschaltung für den letzteren Fall ist in Fig. 10 gezeigt, in welcher Schaltungselemente entsprechend denjenigen nach Fig. 3 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und es sind Berechnungen für die Bestimmung der Signale R s , R r , R₀, i 1d und i 1q mit denjenigen nach Fig. 3 identisch. In Fig. 7 werden die Signale i 1q und i 1d dem Dividierwerk 42 zugeführt, und es wird dessen Ausgangssignal dem Funktionskreis 43 zugeführt, um das Signal R x zu bestimmen, welches dem Addierwerk 27 zusammen mit dem Signal R₀ zugeführt wird, um R₀+R x zu erhalten. Die Signale i 1q und i 1d werden jeweils den Multiplikatoren 44 und 45 zugeführt, um deren Quadrate i 1q ² und i 1d ² zu berechnen. Diese Quadrate werden durch das Addierwerk 46 addiert, und es wird eine Wurzel i x von dessen Ausgangssignal durch den Funktionskreis 47 erhalten. Dieses Wurzelsignal wird dem D/A-Konverter 49 über einen D/A-Konverter 48 zugeführt, wobei der D/A-Konverter 49 die Funktion eines Multiplikators hat. Unter der Steuerung des 3. Schrittsignals von der Folgesteuerung 39 wählt ein Übertragungsschalter 50 0, -2f/3 oder 4π/3 als Signal R n und für das ausgewählte Signal dem Addierer 34 zu, um ein Ausgangssignal (R₀+R x +R n ) zu erzeugen. Der Rest der Schaltung und deren Funktion entspricht der von Fig. 3. Obgleich in den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen die Drehmomentinstruktion T und die Flußinstruktion Φ₀ verändert wurden, wird in einigen Anwendungen nur das Drehmoment verändert, während der Fluß konstant gehalten wird. In diesem Falle kann der Rechenkreis für den Fluß weggelassen werden, wodurch die Rechenschaltung vereinfacht wird. Fig. 8 zeigt ein solches Ausführungsbeispiel der Erfindung. Im einzelnen wird der von einer Wechselstromquelle AC gelieferte Wechselstrom von einem gesteuerten Gleichrichter CREC gleichgerichtet, und es wird der Gleichstrom über eine Gleichstromdrosselspule DCL einem Wechselrichter zugeführt, Wechselrichter der Thyristoren S₁, S₂ . . ., S₆, Dioden D₁, D₂ . . ., D₆ und Kommutationskondensatoren C₁, C₂ . . ., C₆ enthält. Da die Konstruktion und die Arbeitsweise des Stromwandlers allgemein bekannt ist, ist eine ins Einzelne gehende Beschreibung nicht erforderlich. Wie in den früher beschriebenen Ausführungsbeispielen, werden der Rotationswinkel R r des Rotors des Motors, der durch den Positionsdetektor 11 festgestellt wird, und eine Drehmomentinstruktion T jeweils durch Verriegelungskreise 15 und 16 gehalten unter der Steuerung der von der Folgesteuerung 39 erzeugten Schrittsignale, wie es durch gestrichelte Linien gezeigt ist. Da der Fluß auf einem konstanten Wert gehalten wird, ist es möglich, den Schlupfwinkel R s unmittelbar aus der Drehmomentinstruktion T zu errechnen, und zwar durch das Addierwerk 24 und das Register 25, und es wird das Ausgangssignal des Registers 25 zu dem Signal R r addiert, und zwar durch das Addierwerk 26, um ein Signal R₀ zu erhalten. Die Drehmomentinstruktion T wird unmittelbar einem Funktionskreis 43 zugeführt und dort einer tan^-1-Funktionsumsetzung unterworfen, wodurch ein Signal R x gebildet wird. Die Signale R₀ und R x werden durch das Addierwerk 27 addiert, und es wird die Summe (R₀+R x ) einem Funktionskreis 51 zugeführt, der mit Schaltfunktionen entsprechend den Zündsignalen der jeweiligen Thyristoren des Stromrichters eingestellt ist, von denen jeder eine leitende Periode von 2/3π hat. Wie in Fig. 9 gezeigt, erzeugt der Funktionskreis 51 ein Ausgangssignal G₁ für einen Wert von 0-2π/3 des Eingangssignals (R₀+R x ), ein Ausgangssignal G₂ für einen Wert von π bis 5π/3, ein Ausgangssignal G₃ für einen Wert von 2π/3 bis 4π/3, ein Ausgangssignal G₄ für einen Wert von 0-π/3, ein Ausgangssignal G₅ für einen Wert von 4π/3-2π und ein Ausgangssignal G₆ für einen Wert von π/3-π. Diese Ausgangssignale G₁ bis G₆ werden in Impulse umgewandelt, die als Zündsignale der Thyristoren S₁ bis S₆ des Wandlers durch einen Zündsignalverstärker 52 geeignet sind. Für die Ausgangssignale G₁ bis G₆ entsprechend den jeweiligen Zündsignalen S₁ bis S₆ sind die jeweiligen Phasenströme i a , i b und i c des Motors 10 in Fig. 9 gezeigt. Die Drehmomentinstruktion T wird in ein Signal i x umgewandelt, und zwar durch eine Primärstrom-Amplitudenfunktion der Drehmomentinstruktion (unter der Voraussetzung eines konstanten Flusses), die in einen Funktionskreis eingegeben ist, und es wird das Signal i x durch einen D/A-Wandler 54 in ein entsprechendes Analogsignal i x umgewandelt. Dieses Analogsignal i x und das Ausgangssignal eines Stromdetektors CT, welcher den dem Wandler von dem gesteuerten Gleichrichter CREC zugeführten Gleichstrom mißt, werden zur Steuerung eines Stromreglers 55 verwendet. Obwohl die Wellenform des dem Motor zugeführten Stromes rechteckförmig ist, wird die Amplitude der Grundwelle entsprechend dem Ausgangsstrom i x gesteuert. Obgleich in den vorhergehenden Ausführungsbeispielen die für die Steuerung notwendige Abtastberechnung unter Verwendung von Verriegelungskreisen, Funktionskreisen und Registern ausgeführt wurde, ist es selbstverständlich, daß solche Berechnungen mit Hilfe eines Mikrocomputerprogramms ausgeführt werden können. Diese verschiedenen Additions-, Subtraktions-, Multiplikations- und Divisionsoperationen werden durch eine zentrale Datenverarbeitungseinheit des Computers ausgeführt, und es können die aufeinanderfolgende Steuerung dieser arithmetischen Operationen und verschiedenen Funktionen der Folgesteuerung auch durch die zentrale Datenverarbeitungseinheit bewirkt werden. Die Verriegelungskreise, Funktionskreise, Register usw. können durch solche Speichereinrichtungen, wie Festwertspeichereinrichtungen oder Speicher mit wahlfreiem Zugriff, ersetzt werden, die durch die zentrale Datenverarbeitungseinheit gesteuert werden. Wie in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 gezeigt, können bestimmte Berechnungen weggelassen werden, und zwar abhängig von der Art des Frequenzwandlers oder in Abhängigkeit davon, ob die Ausgangs-Drehmomentcharakteristik linear oder nicht linear in bezug auf die Flußsteuerung oder die Drehmomentinstruktion sein sollte.}

Claims (3)

1. Verfahren zur Steuerung der Drehzahl oder des Drehmoments eines über einen Frequenzumrichter gespeisten Asynchronmotors, bei welchem ein Primärstromvektor aus zwei Komponenten gebildet wird, von denen der eine nur das Drehmoment und der andere nur den Magnetfluß bestimmt, und wobei ein aus der Schlupffrequenz abgeleiteter Feldwinkel mit dem Läuferdrehwinkel zu einem Summenwinkel aufsummiert wird und wobei zur Stromsteuerung des Umrichters ein Ständerstromvektor aus den zwei Stromkomponenten und dem Summenwinkel errechnet wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldwinkel durch eine zeitdiskrete Summierung aus einer schlupffrequenzproportionalen Größe ΔR aufintegriert wird, daß das Zeitintervall für die Summierung mit einem dem Rotorwiderstand entsprechenden, temperaturabhängigen Faktor bewertet wird, und daß die magnetisierende Stromkomponente i _d , die drehmomentbildende Stromkomponente i _q und die schlupffrequenzproportionale Größe ΔR aus vorgebbaren Steuergrößen für das Drehmoment T und den Fluß Φ₀ nach den Gleichungen: mit R₂, L₂ als Rotorwiderstand/-induktivität gebildet wird.

2. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein auf eine vorbestimmte Drehmomentinstruktion (T) und eine vorbestimmte Flußinstruktion (Φ₀) ansprechendes Dividierwerk (19) zur Erzeugung eines Schlupffrequenzsignals ΔR _s , durch einen auf das Schlußffrequenzsignal ΔR _s ansprechenden ersten Addierer (24) zur Erzeugung eines Schlupfwinkelsignals R _s , durch ein dem ersten Addierer (24) nachgeschaltetes Register (25), dessen Ausgang zum Eingang des ersten Addierers (24) zurückgeführt ist, so daß diesem ein vorhergehendes, im Register (25) gespeichertes Schlupfwinkelsignal (R _s ) zugeführt wird, durch einen auf die Rotation des Motors ansprechenden Positionsdetektor (11) zur Erzeugung eines Rotationswinkelsignals R _r , durch einen zweiten Addierer (26) zum Addieren des Schlupfwinkelsignals R _s und des Rotationswinkelsignals R _r , durch einen Wahlschalter (28) zur Auswahl eines vorbestimmten Rotationswinkels R von mehreren Rotationswinkeln des Motors, z. B. O, π/2, -2/3 π, -π/6 usw., durch einen dritten Addierer (27) zum Addieren der Ausgangssignale des zweiten Addierers (26) und des Wahlschalters (28), durch ein auf die Drehmomentinstruktion T und die Flußinstruktion Φ₀ ansprechendes zweites Dividierwerk (18) zur Erzeugung eines Stromsignals i _1q , welches das Drehmoment des Motors beeinflußt, durch einen ersten Funktionskreis (20) zur Umwandlung der Flußinstruktion Φ₀ in einen Flußstrom (i₀) durch Kompensation der magnetischen Sättigung, durch ein Subtrahierwerk (22) zur Errechnung einer Änderung ΔR₀ des Flusses während einer Abtastperiode, durch einen vierten Addierer (23) zum Addieren des Flußstromes (i₀) und der Flußänderung ΔR₀ zur Erzeugung eines Stromes i _1d , welcher den Magnetfluß des Motors beeinflußt, durch eine zweite Funktionsschaltung (29) zur Erzeugung einer Cosinusfunktion des Ausgangssignals des dritten Addierers (27), durch ein Multiplizierwerk (30) für die Multiplikation des Ausgangssignals des zweiten Funktionskreises (29) mit einem der Stromsignale i _1d und i _1q , durch auf das Ausgangssignal des Multiplizierwerkes ansprechende Schaltungselemente zur Steuerung des Frequenzwandlers (14) und durch eine Folgesteuervorrichtung zur aufeinanderfolgenden Betätigung der vorgenannten verschiedenen Elemente.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Folge-Steuervorrichtung (39) einen elektrischen Oszillator (40) und einen auf die Temperatur des Motors ansprechenden Temperaturfühler (41) zur Steuerung des Betriebes des Oszillators enthält.