DE2801684C3 - Meßschaltung für die Bestimmung der Größe von Signalwechselspannungen - Google Patents

Description

Rl'+ R3' ₌ Ri

wobei R1 der Wert des Serienwiderstandes (d. h. ohne Spannungs-Stromumsetzung vor dem Schalter

SA in Fig.2) ist und *=y der Umsetzschaltung

7. Meßschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mittels einer Phasenumkehrstufe (ICB in F i g. 5) und zweier auf einen gemeinsamen Ladekondensator arbeitender Komparatoren (KOi und KO2) für die Spitzenwertgleichrichtung das Maximum sowohl aus positiven als auch aus negativen Spannungsspitzen bestimmt wird.

8. Meßschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ladekondensator (CL2 in Fig.5) über einen Schalter (SES) die Parallelschaltung aus einem ohmschen Widerstand (R 4) und gegebenenfalls einem weiteren Ladekondensator (CLi) an- und abschaltbar ist, derart, daß Spitzenwerte und Quasi-Effektivwerte wahlweise meßbar sind.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Meßschaltung für die Bestimmung der Größe von Signalwechselspannungen in der elektrischen Nachrichten- und Meßtechnik, bei der im Längszweig ein von einem Komparator gesteuerter Schalter vorgesehen ist, dessen einer Eingang von der Eingangswechselspannung beaufschlagt wird und dessen zweiter Eingang an eine

Bezugsspannung angeschlossen ist.

Eine Schaltung dieser Art ist aus der DE-OS 26 07 571 bekannt, wobei der zweite Eingang des Komparators auf Massepotential liegt und somit auch alle Eingangssignale zum Ausgang gleichgerichtet durchgeschaltet werden, die über dem als Bezugsspannung dienenden Massepotential liegen. Auf diese Weise ist nur eine Mittelwertgleichrichtung möglich, weil lediglich die negativen Halbwejlen unterdrückt werden und alle positiven Signalanteile auf den Ausgang durchgeschal-

jo tee werden, einschließlich aller Störanteile.

In der Meßtechnik werden im Rahmen der Bestimmung der Größe von Signalspannungen zunehmend höhere Anforderungen an die Genauigkeit der verwendeten Geräte gestellt. Für die Messung von Signalwech-

JS selspannungen werden in bekannter Weise Gleichrichter verwendet, die eine angelegte Wechselspannung in eine dazu möglichst genau proportionale Gleichspannung umwandeln. Eine weitere Forderung, welche hierbei zu erfüllen ist, besteht Jarin, daß diese möglichst lineare Umwandlung in einem sehr großen Frequenz- und Dynamikbereich fehlerfrei erfolgen muß. Besonders bei Geräuschspannungsmessungen werden hier höchste

Anforderungen gestellt Bei der Verwendung von Dioden, z. B. entsprechend

4^r, Fig.] zur Gleichrichtung der Signalwechselspannungen besteht eine Schwierigkeit darin, daß diese eine bestimmte Gleichstromvorspannung benötigen, um das Gebiet der Anlaufspannungen zu überbrücken. In diesem Zusammenhang ist es bekannt, besondere

V) Kompensations-Spannungsquellen in den Verlauf der Meßordnung einzuschalten. Dabei ergibt sich jedoch der Nachteil, daß die Genauigkeit dieser Kompensationsschaltungen mit in die Meßgenauigkeit eingeht und der zusätzliche Aufwand unerwünscht ist. Weiterhin ist

γ, die Linearität stets nur angenähert gewährleistet.

Weiterhin ist es bekannt, Dioden im Gegenkopplungszweig von Verstärkern vorzusehen, die diesen Verstärkern ein zum Gleichrichterkreis gegenläufiges Amplitudenverhalten geben. Auch diese Kompensa-

bo tionsmaßnahme ist nur beschränkt wirksam.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßsehaltung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß die Messung der Signalwechselspannungen mit höchster Genauigkeit durchgeführt

h^r> werden kann und nicht alle in der zu messenden Eingangsspannung vorhandenen Störspannungsanteile einer (der Durchlaßrichtung entsprechenden) Polarität mit auf den Meßausgang gelangen. Gemäß der

Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Schalter nach einem im Längszweig liegenden ohmschen Serienwiderstand und vor einem im Querzweig liegenden Ladekondensator eingeschaltet ist, daß vor dem ohmschen Serienwiderstand und nach dem Schalter je eine Leitung abgezweigt ist, die zu den beiden Eingängen des {Comparators geführt sind und daß der Ausgang des !Comparators das Öffnen und Schließen des Schalters derart steuert, daß bei Oberschreiten der Spannung des Ladekondensators durch die Eingangswechselspannung der Schalter geschlossen und beim Unterschreiten geöffnet wird.

Der bei der Erfindung vorgesehene Schalter, dessen Steuerung durch den Komparator erfolgt, bewirkt eine praktisch trägheitslose Umschaltung in dem Augenblick, in dem die Signalwechselspannung die Ladespannung des Kondensators überschreitet, und zwar in Abhängigkeit vom Potential, welches am Ladekondensator auftritt. Nur wenn diese Ladespannung überschritten wird, wird Jer Schalter geöffnet Dies hat u. a. den Vorteil, daß Störspannungsanteile, die unter diesem Wert liegen, nicht in die Auswertung eingehen können. Mit der Erfindung lassen sich besonders r'orteilhaft Spi^enspannungsmessungen und Quasi-Effektivwertmessungen durchführen, die besonders bei Geräuschspannungsmessern auftreten. Durch die Erfindung ist es auch ohne das Durchlaufen eines nichtlinearen Anlauf-Stromgebietes oder ähnlicher zu Ungenauigkeiten führenden Obergangsbereiche möglich, eine sofortige völlige lineare und genaue Messung der jeweiligen Eingangs-Signalwechselspannungen durchzuführen. Ein Vorteil der Erfindung besteht außerdem darin, daß der Aufwand gering gehalten werden kann und trotzdem die Meßgenauigkeit erheblich höher liegt als bei Verwendung der bekannten, durch Kompensationsmaßnahmen ergänzten Gleichrichterschaltungen.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 den Aufbau einer Gleichrichterschaltung herkömmlicher Art,

Fig.2 ein erstes Ausführungsbeispie! nach der Erfindung,

Fig.3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem als Feldeffekt-Transistor ausgebildeten elektronischen Schalter,

F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel, bei dem eine Stromquelle eingeprägten Stromes vorgesehen ist,

Fig.5 eine Schaltung eines Gleichrichterkreises insbesondere für die Geräuschspannungsmessung, bei der sowoh¹ Spitzenwert ab auch Effektivwert angezeigt werden können.

In Fig. 1 wird an die Eingangsklemmen eine Wechselspannung UE angelegt, die mittels eines Serienwiderstandes R1 und einer Diode Dgleichgerichtet wird. Die so gewonnenen Gleichspannungsanteile werden einem im Querzweig liegenden Ladekondensator CL zugeführt, dessen Zeitkonstante mit durch einen parallelgeschalteten ohmschen Widerstand Rl bestimmt wird. Diese bekannte Schaltung hat den Nachteil, daß die Anlaufspannung der Diode D kompensiert werden muß, wozu komplizierte, hier nicht näher dargestellte Kompensationsschaltungen vorzusehen sind.

Bei der in F i g. 2 dargestellten Ausführungsform nach der Erfindung ist dem at die Eingangswechselspannung UE angeschlossenen ohmschen Widerstand R1 ein Schalter A4 nacbgescheltet, der durch einen Komparator KO gesteuert wird. Der Ladekondensator ist wiederum mit CL, der entsprechende Parallelwiderstand mit R 2 und die so gewonnene Gleichspannung mit LJA (Ausgangsspannung) bezeichnet

Dem Komparator KO sind zwei Leitungen L 1 und L 2 zugeführt, wobei die Leitung L1 vor dem ohmschen Serienwiderstand Al abgezweigt ist und die Leitung

in L2 an den Ausgang des Schalters SA angeschlossen wird. Am Eingang des !Comparators KO liegen somit zwei unterschiedliche Spannungen, deren Spannungsdifferenz durch die Ladespannung des Ladekundensators CL (d. h. durch die gleichgerichtete Ausgangsspanj nung UA) einerseits und durch die Höhe der Eingangswechselspannung L)E andererseits bestimmt wird. Solange die Eingangswechselspannung UE die Größe der Ladespannung UA des Ladekondensators CL unterschreitet, ist der Schalter SA geöffnet (z. B. bei

»o der negativen Halbwelle). Wird dagegen der Augenblickswert der Eingangswechsetspa-^ :ung UE genau so groß wie die Ladespannung des Kondensators CL, so wird im gleichen Moment der Schalter SA geschlossen und dadurch entsprechend der Größe der Eingangs-

2i wechselspannung UE die Aufladung des Kondensators CL fortgesetzt Diese Schließung des Schalters SA erfolgt nahezu trägheitslos. Bei entsprechend hochohmigem Ausgangswiderstand der Schaltung lädt sich der Kondensator CL auf den Spitzenwert der Eingangs-

)(> wechselspannung UE auf und die Ausgangsspannung UA entspricht diesem Spitzenspannungswert

Sobald im Bereich der Rückflanke die Eingangswechselspannung UE die Größe der Ausgangsspannung UA bzw. der Ladespannung des Kondensators CL unter-

r> schreitet, wird der Schalter SA wiederum geöffnet und die nachfolgenden Rückflanken und die negativen Spannungsanteile werden von der Übertragung zum Ladekondensator CL ausgeschlossen. Der Schalter SA erfüllt somit die Eigenschaften der Diode D nach F i g. 1,

4Ii ohne deren Nachteile aufzuweisen, d. h. ohne eine Kompensation von Anlaufspannungen erforderlich zu machen. Darüber hinaus ist die erreichbare Linearität höher als bei kompensierten Dioder.schaltungen.

Jl 1

Durch die Wahl des Quotienten von ~ etwa in der

Größenordnung 1:8 läßt sich eine quasieffektive Gleichrichtung erzielen. Geht R 2 -* «>, nähert sich das Verhalten der Schaltung einer Spitzenwert-Gleichrichtung an, d. h. angezeigt wird der Spitzenwert der

ι» Eingangswechselspannung UE Damit lassen sich durch entsprechende Wahl der Widerstandswerte die vor allem in der Nachrichten-Meßtechnik oft benötigten Spitzenspannungs- und Quasi-Effektivwertmessungen (besonders bei Geräuschspannungsmessem) durchfüh-

■-,-, ten. Hierzu können beispielsweise entsprechende Umschalter vorgesehen sein, wie näher bd Hand von F i g. 5 erläutert wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.3 ist der Schalter SA nach F i g. 2 durch einen Feldeffekt-Transi-

M) stör SAF gebildet, dessen Steuerelektrode vom Ausgang des Komparator KO aus angesteuert wird. Elektronische Schalter in der Art z. B. der Feldeffekt-Transistoren haben den Vorteil, daß fie besonders trägheitslos gesteuert werden können. Der Tatsache,

_h-, daß diese Schalter im leitenden Zustand einen gewissen restlichen Durchga.tgswiderstand aufweisen, kann in einfacher Weise dadurch Rechnung getragen werden, daß dieser Widerstandswert mit in den Wert des

ohmschen Serienwiderstandes R1 einbezogen wird. Der Widerstand R1 ist somit entsprechend dem Durchgangs-Widerstandswert des elektronischen Schalters &4Fgeringer zu bemessen.

Bei der Schaltung nach Fig 4 ist der Aufbau insofern ί abgewandelt, als in der Schaltung UlWeine Umsetzung der Eingangsspannung UE in eine Stromquelle eingeprägten Stromes vorgenommen wird. Dabei ist anstelle eines Serienwiderstandes Ri ein Querwideistand RV gleicher Größe vorzusehen. Der Komparator /COist mit seiner ersten Leitung L1 an die Eingangsspannung UE angeschlossen, während die Leitung L 2 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen RT und R 3' abgezweigt ist. Diese beiden Widerstände /72' und R 3' liegen parallel zu dem Ladekondensator CL und sind r> zusammen ebenso groß wie der Wert von R 2 aus F i g. 2 und F i g. 3. Der elektronische Schalter SA Fist zwischen dem als Stromquelle eingeprägten Stromes zu betrachtenden Ausgang der Umsetzschaltung UlW und dem Eingang der /?C-Kombination eingefügt, die aus dem Ladekondensator CL und den beiden in Serie geschalteten Widerständen Rl' und R3' gebildet wird. Diese Schaltungsart hat vor allem den Vorteil, daß für hohe Übersteuerung (sogenannte Crest-Faktoren) nicht die Spannungsübersteucrungsfestigkeit groß sein muß, r, was seine Grenzen an der Versorgungsspan! mng der verwendeten Verstärker usw. findet, sondern nur die Stromübersteuerungsfestigkeit. Das bedeutet, daß die Ausgangsgleichspannung der Anordnung bei sonst gleichen Verhältnissen etwa um den Crest-Faktor höher «1 werden kann. Das Verhältnis von R 27/? 3' ist gegeben durch

RT + R
R3'

Ri

mit JIc= j der Umsetzschaltung UIW.

Bei dem Schaltbild nach F i g. 5, welches eine Schaltung zeigt, die bevorzugt zur Geräuschspannungsmessung geeignet ist, wird die Eingangswechselspannung UE zunächst einer Trennstufe ICO mit niedrigem Ausgangswiderstand zugeführt. Deren Ausgang ist mit einer ersten uiiiactüc'naituiig Ui'n i (analog UiV/ in Fig.4) verbunden, zu der die ohmschen Widerstände R 10, R 11, R 12 und R 13 gehören. Der im Querzweig liegende Widerstand RW entspricht in seiner Funktion dem ohmschen Widerstand RV nach Fig.4. Der nachfolgende elektronische, als Feldeffekt-Transistor aufgebaute Schalter SAFi ist ausgangsseitig mit einem ersten Ladekondensator CL 2 verbunden, an dem die gleichgerichtete Ausgangsspannung UA abgenommen werden kann. Die (bei Spitzenwertgleichrichtung) hochohmigen Spannungsteiler-Widerstände R 5 und /?6 entsprechen den Widerständen R 2' und R 3' aus Fig.4. Wenn der Schalter SESgeöffnet ist, erfolgt die Messung von Spitzenspannungswerten als Ausgangsspannung UA. Ist dagegen der Schalter SES geschlossen, so liegen parallel zu den Schaltelementen CL 2 und R 5 + R 5 zusätzlich ein ohmscher Widerstand R 4 und ein Kondensator CL 1. Die resultierende Gesamtkapazität aus CLi+ CL 2 ist somit vergrößert, während der resultierende Parallelwiderstand aus den Widerständei R4 und R5 + R6 niederohmig wird. Dadurch läßt sich wie im Zusammenhang mit F i g. 2 erläutert wurde, be einem Widerstandsverhältnis von etwa 1:8 zwischei RM* und dem resultierenden Gesamtwiderstam parallel zu dem Ladekondensatoren CLI, CL2 eini Quasi-Effektivwertmessung durchführen. Die Schaltunf aus den Elementen R 4, CLi und SESläßt sich naturlicl auch bei den Ausfuhrungsbeispielen nach F i g. 2 bis ' anwenden.

Für die Welligkeit der Gleichspannung ist be gegebener Frequenz die Zeitkonstante aus der Parallel schaltung des Ladekondensators und des Entladewider Standes maßgebend. Wegen der Zuschaltung de: Widerstandes R 4 wird der resultierende Entladewider stand und damit auch die Zeitkonstante kleiner um somit die Welligkeit größer. Durch das gleichzeitigt Parallelschalten des Kondensators CL1 wird di< ursprüngliche Zeitkonstante wiederhergestellt. Da: heißt daß zweckmäßig die erste Zeitkonstante r 1 elwi gleich der zweiten Zeitkonstanten r 2 gewählt werdei soll, so daß gilt:

r, = (R5 + R6) CLl,

&&HE ·<«■■♦«-»·

Da h'Tbci vorausgesetzt werden kann, daG R4 <: {RS + R6) und CLI » CLl ist. so ergibt sich

T₁ = (K5 + R6) CLl,
T₂= RA CLi .

Zur Steuerung des elektronischen Schalters SAFi dient der Komparator KOI, dessen erster Eingang übet die Leitung LIl mit dem Ausgang der Trennstufe ICC verbunden ist, und dessen zweiter Eingang an den Abgriff des Spannungsteilers RS, R6 angeschlossen ist Der untere Teil der Schaltung ist im wesentlichen analog zum oberen Teil aufgebaut

Vom Ausgang der Trennstufe ICO wird über einer

i sianü r\3i und η 52 eine Phasenumkehrstufe iCB

r> angesteuert, um beide Halbwellen des Eingangssignals UE messen zu können. Der Ausgang dieser Phasenumkehrstufe ICB ist einerseits über die Leitung L 21 mit einem zweiten Komparator KO 2 verbunden und andererseits mit einer weiteren Umsetzschaltung

S) UIWZ der die Widerstände R 20, R 21, R 22 und R 23 zugeordnet sind. Vor einem elektronischen Schalter SAF2 ist im Querzweig ein ohmscher Widerstand P 12* vorgesehen, welcher in seiner Dimensionierung dem Widerstand R V nach Fig.4 entspricht Die beiden se gebildeten Gleichrichterkreise, nämlich der obere Schaltungsteil und der untere Schaltungsteil nach F i g. 5 arbeiten auf den gemeinsamen Ladekondensator CL 2, um bei Spitzenwertmessung den größeren Spannungswert zu erfassen. Dies erfolgt dadurch, daß entweder die

μ positive oder die negative Spitze als Meßwert herangezogen wird, und zwar je nachdem, weicher der beiden Spitzenwerte am größten ist

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche;

1. Meßschaltung für die Bestimmung der Größe von Signalwechselspannungen in der elektrischen Nachrichten- und Meßtechnik, bei der im Längszweig ein von einem Komparator gesteuerter Schalter vorgesehen ist, dessen einer Eingang von der Eingangswechselspannung beaufschlagt wird und dessen zweiter Eingang an eine Bezugsspannung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (SA) nach einem im Längszweig liegenden ohmschen Serienwiderstand (Ri) und vor einem im Querzweig liegenden Ladekondensator (CL) eingeschaltet ist, daß vor dem ohmschen Serienwiderstand (Ri) und nach dem Schalter (SA) je eine Leitung (Ll, L 2) abgezweigt ist, die zu den beiden Eingängen des Komparator? (KO) geführt sind und daß der Ausgang des !Comparators (KO) das Öffnen und Schließen des Schalters (SA) derart steuert, daß bei Oberschreiten der Spannung des Ladekondensators (CL) durch die Eingangswechselspannung (UE) der Schalter (SA) geschlossen und beim Unterschreiten geöffnet wird.

2. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (SA) &\s elektronischer Schalter, insbesondere als Feldeffekttransistor (SAF) ausgebildet ist

3. Meßschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der im durchgeschalteten Zustand des elektronischen Schalters (SA) verbleibende Durchgangswiderstand bei der Bemessung des Serien Widerstandes (R 1) berücksichtigt ist

4. Meßschaltung nach eine-vi der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Schalter (SAF) eine die Einga- ^wechselspannung (UE) in eine Stromquelle eingeprägten Stromes umformende Umsetzschaltung (UIW in Fig.4) eingeschaltet und anstelle eines Serienwiderstandes vor dem Schalter (SA) ein ohmscher Parallelwiderstand (R V) eingefügt ist

5. Meßschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem Schalter (SAF) ein ohmscher Spannungsteiler (RT, R3' in Fig.4) im Querzweig vorgesehen ist, dessen Abgriff dem einen Eingang des Komparators (KO) zugeführt ist, während der zweite Eingang mit der Eingangsspannung (UE)beaufschlagt wird.

6. Meßschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Spannungsteilerwiderstände R T und R 3' gewählt ist zu