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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Messung einer
Asymmetrie des Magnetisierungsstroms, die durch eine Bezugswechselspannung
in einem magnetischen Modulator hervorgerufen wird, insbesondere in einem
magnetischen Modulator für Null-Flußmessung mit zwei praktisch identischen,
gewickelten Magnetkernen, von denen jeder zumindest mit einer Primärwicklung
versehen ist, welcher ein Modulationsstrom zugeführt wird, jeder Kern eine
Reihenschaltung mit einer Hilfswicklung und einer Impedanz aufweist, über
welcher eine Spannung proportional zum Magnetisierungsstrom im Betrieb
erzeugt wird, wobei es nötig ist, die Bezugswechselspannung den jeweiligen
Reihenschaltungen so zuzuführen, daß kein resultierender Induktionsstrom in
dem Modulationsstrom induziert wird, und die Reihenschaltung eines der Kerne
einen Spitzenwertdetektor aufweist, die an seine Impedanz gekoppelt ist,
wobei die Stärke des Ausgangssignals des Detektors den Asymmetriegrad des
Magnetisierungsstroms angibt.
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Eine Schaltung dieser Art ist aus dem Artikel "Zero-Flux-Current Transformer
for Wide-band Precision Measurenient in AC and DC HV Systems" bekannt, von
J. Lisser und A.J. van de Water, Proceedings of IEE, 4th International
Conference on AC and DC HV Power Transmission, London 23-26, September 1985,
Seiten 229 bis 234.
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Magnetische Modulatoren werden hauptsächlich zusammen mit anderen
elektronischen Schaltungen als empfindliche Breitband-Gleichstromverstärker
verwendet. Die Anwendungsgebiete liegen hauptsächlich bei industriellen
Messungen und Steuereinrichtungen, medizinischen Geräten und
Laborinstrumenten, bei welchen eine hohe Genauigkeit und Stabilität
gefordert ist.
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Die Wirkung eines magnetischen Modulators beruht auf der bekannten, nicht
linearen Magnetisierungskurve magnetischer Materialien. In seiner
einfachsten Form besteht ein magnetischer Modulator aus einem Kern aus einem
magnetischen Material mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung.
Der Strom, der beispielsweise gemessen werden soll, wird der Primärwicklung
zugeführt, während ein symmetrisches Bezugswechselspannungssignal, so daß
der Kern periodisch symmetrisch in beiden Richtungen in die magnetische
Sättigung getrieben wird, an die Sekundärwicklung angelegt wird.
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Infolge beispielsweise einer Gleichstromkomponente in dem zu messenden Strom
ist jedoch der Kern vormagnetisiert in einer Richtung, welche von der
Richtung abhängt in welcher diese Gleichstromkomponente durch die
Primärwicklung gelangt. Der Magnetisierungsstrom, der durch das
Bezugswechselspannungssignal erzeugt wird, und der ohne die
Vormagnetisierung des Kerns einen symmetrischen Verlauf aufweist, ist im
Gegensatz hierzu bei einem vormagnetisierten Kern asymmetrisch, infolge der
nicht linearen Magnetisierungskurve des Kerns. Mit anderen Worten wird der
durch das Bezugswechselspannungssignal erzeugte Magnetisierungsstrom durch
den Strom in der Primärwicklung moduliert. Mit Hilfe zusätzlicher
elektronischer Schaltungen läßt sich das Ausmaß und die Richtung der
Asymmetrie in dem Magnetisierungsstrom ermitteln, wodurch beispielsweise
Information bezüglich der Stärke und der Richtung der
Gleichspannungskomponente erhalten werden können.
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In der Praxis wurden verschiedene Schaltungen zur Ermittlung der Asymmetrie
vorgeschlagen. In dem Artikel "Nullfluß-Stromwandler zur Messung von
Gleich- und Wechselströmen" von J. Lisser et al, Elektrotechnische
Zeitschrift 100 (1979), Nr. 24, Seiten 1390 bis 1394, wird ein sogenannter
zweiter harmonischer magnetischer Modulator vorgeschlagen, bei welchem von
dem Merkmal Gebrauch gemacht wird, welches aus der Fourier-Analyse bekannt
ist, daß rein symmetrische Wechselspannungssignale so angesehen werden
können, daß sie nur aus einer Reihe ungerader harmonischer Komponenten
bestehen, wogegen ein asymmetrisches Signal sowohl gerade als auch ungerade
harmonische Komponenten enthält, wobei im allgemeinen die zweite harmonische
Komponente die stärkste ist.
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Ein reines, sinusförmiges Bezugswechselspannungssignal, welches
beispielsweise von der Netzfrequenz abgeleitet werden kann, wird nunmehr an
die Sekundärwicklung des magnetischen Modulators angelegt, wobei die von dem
Magnetisierungsstrom über einer Impedanz, die in Reihe mit der
Sekundärwicklung geschaltet ist, erzeugte Spannung einem Bandfilter für die
zweite Harmonische zugeführt wird. Das Ausgangssignal dieses Filters,
welches ein Maß für die Stärke der zweiten harmonischen Komponente in dem
Magnetisierungsstrom darstellt, wird einem synchronen Gleichrichter
zugeführt, an welchen ebenfalls die zweite Harmonische des sinusförmigen
Bezugswechselspannungssignals angelegt wird. Die Größe und die Polarität des
Ausgangssignals dieses synchronen Gleichrichters stellen dann ein Maß für
die Größe und das Vorzeichen des Mittelwertes der Magnetisierung des Kerns
dar, hervorgerufen durch den Strom in der Primärwicklung.
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Allerdings weist ein zweiter harmonischer magnetischer Modulator dieses Typs
einige Nachteile auf. Ohne eine Vormagnetisierung, also wenn der
Magnetisierungsstrom rein symmetrisch ist, ist das Ausgangssignal des
synchronen Gleichrichters gleich Null, und dies führt dazu, daß Rauschen und
andere Störsignale einen verhältnismäßig großen Einfluß auf die weitere
Bearbeitung von dessen Ausgangssignal haben. Darüber hinaus müssen sehr
stabile, scharf begrenzte Bandfilter verwendet werden , da anderenfalls die
Harmonische dritter Ordnung, die verhältnismäßig stark sein kann, als
ungewünschtes Signal dem synchronen Gleichrichter zugeführt wird.
Bekanntlich ist die Konstruktion scharf begrenzter Bandfilter sehr teuer,
insbesondere bei verhältnismäßig niedrigen Frequenzen im
Grbßenordnungsbereich von 50 bis 500 Hz. Da eine synchrone Gleichrichtung
auch sehr phasenempfindlich ist, müssen elektronische Bauteile mit sehr
hoher Genauigkeit und Stabilität verwendet werden, was die Schaltung
besonders teuer macht. Die Bandbreite des magnetischen Modulators wird durch
die Genauigkeit der verwendeten Bauteile begrenzt.
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Um zu verhindern, daß das Bezugssignal eine Spannung in der Primärwicklung
des Kerns induziert, wird ein zweiter identischer Kern hinzugefügt und
werden die Primärwicklungen der beiden Kerne in Reihe geschaltet, und der
Modulationsstrom wird durch beide hindurchgeleitet. Das
Bezugswechselspannungssignal wird nunmehr der Sekundärwicklung zugeführt, so
daß kein resultierender Induktionsstrom in dem Modulationsstrom induziert
wird, also die durch die beiden Kerne erzeugten Induktionsströme einander
auslöschen.
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Bei einer weiteren Schaltung zur Ermittlung einer Asymmetrie in dem von dem
Bezugssignal erzeugten Magnetisierungsstrom wird ein Spitzenwertdetektor
anstelle der Erfassung der zweiten Harmonischen verwendet, wie in der
Einleitung erwähnt. Die Wirkung dieses Detektors läßt sich folgendermaßen
verstehen.
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Bei einer Magnetisierungskurve mit einer verhältnismäßig scharfen
Sättigungsbiegung steigt der Magnetisierungsstrom in dem Sättigungsbereich
des Kerns plötzlich an, da die Selbstinduktion der Sekundärwicklung hinter
der Sättigungsbiegung stark abfällt, und der Magnetisierungsstrom dann
tatsächlich allein durch die Impedanz bestimmt wird, die in Reihe mit der
Wicklung geschaltet ist. Ist der Magnetisierungsstrom symmetrisch, so weisen
die positiven und negativen Perioden des Magnetisierungsstroms dieselbe Form
auf. Eine Spitzenwertgleichrichtung der einzelnen Halbperioden und
Aufsummierung dieses gleichgerichteten Signals führt theoretisch zu einer
Ausgangsspannung von 0 Volt im Falle perfekter Symmetrie. Wenn infolge einer
Vormagnetisierung des Kerns der Magnetisierungsstrom nicht mehr eine
symmetrische Form aufweist, so führen die gleichgerichteten Signale der
einzelnen Halbperioden nach dem Aufsummieren zu einem Ausgangssignal,
welches ungleich Null ist. Die Polarität und die Größe des Ausgangssignals
entsprechen der Richtung und der Größe der Vormagnetisierung.
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Die Verwendung eines Spitzenwertdetektors in dem magnetischen Modulator
weist gegenüber der Ermittlung der zweiten Harmonischen den Vorteil auf, daß
die Schaltung insgesamt wesentlich weniger kostenaufwendig sein kann, da im
Gegensatz zu der Erfassungsschaltung für die zweite Harmonische in dem
Spitzenwertdetektor nicht harmonische Signale bearbeitet werden, sondern der
Magnetisierungsstrom selbst, der durch die Bezugsspannung erzeugt wird. Dies
bedeutet, daß keine teueren Bandfilter, synchrone Gleichrichter und
Hilfsschaltungen verwendet werden mussen, um eine exakt sinusförmige
Bezugsspannung zu erhalten. Allerdings weist die Schaltung mit einem
Spitzenwertdetektor in der Hinsicht einen Nachteil auf, daß in der Praxis
das Ausgangssignal von diesem Detektor, im Falle eines rein symmetrischen
Magnetisierungsstroms, immer zu einer ungewünschten Brummspannung mit einer
Frequenz gleich der Frequenz der Bezugsspannung führt. Die Größe dieser
Brummspannung wird durch die gewünschte Reaktionszeit der Schaltung
bestimmt. Für eine schnelle Reaktion muß der Spitzenwertdetektor eine
Zeitkonstante aufweisen, die so klein ist wie möglich. Dies bedeutet, daß
die elektrische Ladung, die in dem Spitzenwertdetektor gespeichert ist, und
die proportional zu den Spitzenwerten des Magnetisierungsstroms ist,
verhältnismäßig schnell entladen werden muß was jedoch zu einer Erhöhung
des Ausmaßes des Ausgangsbrumms führt.
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Wie bei dem zweiten harmonischen magnetischen Modulator wird ein zweiter,
identischer Kern auf ähnliche Weise in dem magnetischen Modulator mit einem
Spitzenwertdetektor verwendet, um eine Beeinflussung des Modulationsstrom
infolge der Bezugsspannung zu verhindern.
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Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht nunmehr in
der Verbesserung der in der Einleitung genannten Schaltung, zur Erfassung
einer Asymmetrie des Magnetisierungsstroms, welche durch eine
Bezugswechselspannung in einem magnetischen Modulator hervorgerufen wird,
wobei ein Spitzenwertdetektor verwendet wird, so daß ein praktisch
brummfreies Ausgangssignal zur Verfügung gestellt werden kann. Gemäß der
Erfindung wird dies dadurch erzielt, daß die Reihenschaltung des anderen der
Kerne einen ähnlichen, weiteren Spitzenwertdetektor aufweist, der an die
Impedanz des Kerns gekuppelt ist, und eine Einrichtung zur Bereitstellung
des Differenzsignals der Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren
enthält, wobei das Ausgangssignal dieser Einrichtung praktisch brummfrei im
Falle eines symmetrischen Magnetisierungsstroms ist.
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Gemäß der Erfindung wird nunmehr in vorteilhafter Weise der zweite
identische Kern genutzt, der bereits dem magnetischen Modulator zugefügt
wurde, um einen unerwünschten Einfluß auf den Modulationsstrom zu
verhindern. Ohne eine Vormagnetisierung, also bei einem symmetrischen
Magnetisierungsstrom, sind die Ausgangs Signale der beiden
Spitzenwertdetektoren exakt identisch und phasengleich, so daß ihr
Differenzsignal überhaupt keinen Brumm enthält. Da jedoch die beiden Kerne
in entgegengesetzten Richtung durch die Bezugsspannung magnetisiert werden,
um einen resultierenden Induktionsstrom in der Primärwicklung zu verhindern,
oder der Modulationsstrom durch diese Kerne gelangt, sind die
Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren infolge einer
Gleichstromkomponente in dem Modulationsstrom gegeneinander um 180º
phasenverschoben. Das Differenzsignal der Ausgangssignale der beiden
Spitzenwertdetektoren enthält dann Zweifach-Information bezüglich des
Modulationsstroms. Dies bringt den großen Vorteil mit sich, daß Störsignale
einen verhältnismäßig geringeren Einfluß auf das Ausgangssignal der
Schaltung haben werden, und/oder daß ein höherer Störpegel zulässig ist, um
dieselbe Leistung wie bei der bekannten Schaltung mit einzigen
Spitzenwertdetektor zu erhalten.
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Ohne daß die Gefahr besteht, daß zu große Brummspannungen entstehen, kann
die Zeitkonstante der erfindungsgemäßen Schaltung im Vergleich zu der der
bekannten Schaltung wesentlich verringert werden, so daß schnelle Änderungen
oder Transienten-Gleichstromkomponenten in dem Modulationsstrom sehr gut
verfolgt werden können.
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Wenn der erfindungsgemäße magnetische Modulator in dem bereis voranstehend
genannten Nullfluß-Stromtransformator verwendet wird, kann eine Meßschaltung
zur Verfügung gestellt werden, die eine höhere Genauigkeit und größere
Bandbreite aufweist als die Meßschaltungen, die aus dem Stand der Technik
bekannt sind.
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Basierend auf einer Schaltung, die bereis in der Praxis zur Ermittlung einer
Asymmetrie in dem Magnetisierungsstrom eines magnetischen Modulators
verwendet wird, bei welcher ein Spitzenwertdetektor ein
Spitzenwertgleichrichtung ist, der aus ersten und zweiten Geräten mit
Diodenwirkung besteht, die jeweils an erste und zweite Elemente mit einer
kapazitiven Wirkung angeschlossen sind, so daß ein Abschnitt der positiven
Halbperiode der Spannung einer Reihenschaltung, die proportional zum
Magnetisierungsstrom ist, in dem ersten Element gespeichert wird, welches
eine kapazitive Wirkung aufweist, und ein Teil der negativen Halbperiode in
dem zweiten Element gespeichert wird, welches eine kapazitive Wirkung
aufweist, und Summiervorrichtungen für das Summieren der Spannung über dem
ersten und zweiten Element eine kapazitive Wirkung aufweisen, wobei das
Ausgangssignal der Summiervorrichtungen das Ausgangssignal eines
Spitzenwertdetektors darstellen, zeichnet sich die bevorzugte
Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung dadurch aus, daß eine
dritte und vierte Vorrichtung mit einer Diodenwirkung vorgesehen sind, die
jeweils an dritte und vierte Elemente mit einer kapazitiven Wirkung
angeschlossen sind, so daß ein Teil der positiven Halbperiode der Spannung
der anderen Reihenschaltung, welche dem Magnetisierungsstrom proportional
ist, in dem dritten Element gespeichert wird, welches eine kapazitive
Wirkung aufweist, und ein Teil der negativen Halbperiode in dem vierten
Element gespeichert wird, welches eine kapazitive Wirkung aufweist, wobei
weitere Summiervorrichtungen für das Summieren der Spannung über dem dritten
und vierten Element eine kapazitive Wirkung aufweisen, und das
Ausgangssignal der weiteren Summiervorrichtungen das Ausgangssignal des
weiteren Spitzenwertdetektors bildet.
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Bei der auf diese Weise aufgebauten Schaltung werden die Halbperioden der
Spannung, die proportional zum Magnetisierungsstrom ist, über den Impedanzen
der beiden Reihenschaltungen einzeln gleichgerichtet, und ein Teil um ihren
Spitzenwert herum wird in den jeweiligen Elementen gespeichert, die eine
kapazitive Wirkung aufweisen, wobei diese Elemente Kombinationen eines oder
mehrerer Kondensatoren sein können. Die Reaktionszeit dieser Schaltung wird
durch die Entladungszeit der jeweiligen Elemente bestimmt, die eine
kapazitive Wirkung aufweisen. Da hauptsächlich der Spitzenwert der Spannung,
die proportional zum Magnetisierungsstrom ist, gespeichert wird, und da es
möglich ist, mit verhältnismäßig hohen Spannungen zu arbeiten, weist
jegliche Schwellenspannung der verwendeten Gleichrichtervorrichtungen einen
vernachlässigbaren Einfluß auf. Dies bedeutet, daß Halbleiterdioden zur
Gleichrichtung der einzelnen Halbperioden verwendet werden können, und dies
führt dazu, daß eine sehr kostengünstige Schaltung erhalten werden kann, die
in Bezug auf die Schaltungstechnologie relativ einfach aufgebaut ist.
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Da das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Schaltung das Differenzsignal
der Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren ist, welche
verhältnismäßig kleine Brummspannungen im Falle eines symmetrischen
Magnetisierungsstroms darstellen, müssen die verwendeten Halbleiterdioden
soweit wie möglich identische Durchlaßeigenschaften aufweisen, um ein
brummfreies Ausgangssignal zu erhalten. Zu diesem Zweck zeichnet sich eine
weitere Ausführungsform der Erfindung dadurch aus, daß die ersten, zweiten,
dritten und vierten Vorrichtungen, welche eine Diodenwirkung aufweisen,
Halbleiterdioden sind, die praktisch identische Eigenschaften aufweisen und
in demselben Substrat aus Halbleitermaterial angeordnet sind. Die
Brummfreiheit wird darüber hinaus selbstverständlich auch durch die
Genauigkeit der verwendeten Kondensatoren und Summiervorrichtungen bestimmt.
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Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung zeichnet sich
dadurch aus, daß die ersten, zweiten, dritten und vierten Vorrichtungen,
welche eine Diodenwirkung haben, jeweils aus einem Differenzverstärker
bestehen, dessen Ausgang an den invertierenden Eingang über eine
Reihenschaltung eines Widerstands und eine Halbleiterdiode sowie eine
weitere Halbleiterdiode, die antiparallel zu dieser Reihenschaltung
geschaltet ist, geschaltet ist, wobei die Vorwärtsrichtung der
Vorrichtungen, die eine Diodenwirkung haben, und die auf diese Weise
gebildet werden, der Vorwärtsrichtung der Halbleiterdiode in der
Reihenschaltung entsprechen, und die entsprechenden Anoden- und
Kathödenverbindungen durch den Verbindungspunkt des Widerstands und der
Halbleiterdiode und durch die freie Elektrode eines weiteren Widerstands
gebildet werden, der an den Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen
ist.
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Obwohl die auf diese Weise aufgebaute Schaltung mit
Gleichrichtervorrichtungen kostenaufwendiger ist, verglichen mit der
Verwendung einzelner Halbleiterdioden, ist es jedoch durch diese Einrichtung
möglich, praktisch vollständig irgendwelche gegenseitigen Differenzen
zwischen den jeweiligen Vorrichtungen zu korrigieren, die eine Diodenwirkung
aufweisen, nämlich durch geeignete Variation der Widerstandswerte.
Beispielsweise werden Nullfluß-Stromtransformatoren, die mit einem exakten
magnetischen Modulator dieser Art ausgerüstet sind, vorzugsweise dann
verwendet, wenn eine maximale Genauigkeit gefordert ist, beispielsweise für
Laboreinsätze, für wissenschaftliche Zwecke usw. Für die Massenproduktion
ist allerdings die Schaltung gemäß der Erfindung vorzuziehen, bei welcher
die Spannung, die dem Magnetisierungsstrom proportional ist, direkt durch
einzelne Halbleiterdioden gleichgerichtet wird.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung
umfassen die Vorrichtungen zur Bearbeitung der Ausgangssignale der beiden
Spitzenwertdetektoren Vorrichtungen für die Summierung dieser
Ausgangssignale. Diese Vorrichtungen für das Summieren der Ausgangssignale
können durch Widerstände und Invertierer verwirklicht werden.
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Die bevorzugte Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung zeichnet
sich weiter dadurch aus, daß die Vorrichtungen zum Summieren der
Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren einen Differenzverstärker
aufweisen, wobei die jeweiligen Ausgänge der Detektoren an einen
Differenzeingang dieses Differentialverstärkers angeschlossen sind, und
dessen Ausgang den Ausgang der Schaltung bildet. Zusammen mit seiner
verhältnismäßigen Einfachheit bringt die Verwendung eines
Differenzverstärkers den Vorteil mit sich, daß jegliche Differenzen der
Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren, beispielsweise infolge
eines Ungleichgewichts zwischen den Transformatorkernen, schließlich immer
noch durch die geeignete Einstellung dieses Differenzverstärkers korrigiert
werden können, so daß das Nichtvorhandensein von Brummen im Ausgangssignal,
welches das Ziel darstellt, so optimal wie möglich ist, und zwar über einen
größtmöglichen Frequenzbereich.
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Offensichtlich sollte dann, wenn eine Spitzenwertermittlung vorgenommen
wird, der Magnetisierungsstrom vorzugsweise gepulst sein. Es hat sich
herausgestellt, daß der Magnetisierungsstrom bei der erfindungsgemäßen
Schaltung, bei welcher die dem magnetischen Modulator zugeführte
Bezugswechselspannung durch einen Oszillator erzeugt wird, ein soweit wie
möglich gepulstes Muster aufweist, wenn der Oszillator ein Dreiecksignal
abgibt.
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Weiterhin betrifft die Erfindung eine Meßschaltung für die exakte Messung
von Gleich- und Wechselstrom, die zumindest praktisch identische erste,
zweite und dritte Transformatoren aufweist, die jeweils Primär-,
Sekundär- und Hilfswicklungen aufweisen, wobei die Primärwicklungen eine
Reihenschaltung bilden, welcher der zu messende Strom zugeführt wird, und
die Sekundärwicklungen eine Reihenschaltung bilden, die an den Ausgang einer
Verstärkerschaltung angeschlossen ist, wobei die Hilfswicklung des ersten
Transformators an den Eingang der Verstärkerschaltung angeschlossen ist, und
die Hilfswicklungen des zweiten und dritten Transformators jeweils eine
Reihenschaltung mit einer Impedanz und einer Bezugsspannungsquelle bilden,
und die Impedanzen an den Eingang einer ersten und zweiten gleichen
Spitzenwertdetektorschaltung mit einer Einrichtung zur Bereitstellung des
Differenzsignals der Ausgangssignale der Spitzenwertdetektorschaltungen
angeschlossen sind, gemäß der vorliegenden Erfindung, und der Ausgang dieser
Einrichtung mit dem Eingang der Verstärkerschaltung verbunden ist.
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Es wird darauf hingewiesen, daß ein magnetischer Modulator nach dem
Nullflußprinzip, mit welchem eine Asymmetrie in dem Magnetisierungsstrom
nicht durch eine Spitzengleichrichterschaltung ermittelt wird, sondern mit
einer Impulsposition-Modulationsschaltung, aus der europäischen
Patentanmeldung 0 132 745 bekannt ist. Der Modulator besteht aus einem
Magnetkern, der eine Primärwicklung umgibt, und aus zumindest zwei
magnetischen Leitern, die in Ausnehmungen in dem Kern angeordnet sind, so
daß ihr Magnetisierungszustand durch das Magnetfeld des Kerns beeinflußt
wird. Die magnetischen Leiter umfassen erste Wicklungen, welchen die
Bezugswechselspannung gegenphasig zugeführt wird, und zweite Wicklungen, in
denen Spannungen erzeugt werden, die gegenseitig asymmetrisch sind, wenn im
Kern ein Restmagnetfluß vorhanden ist.
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Bei der bevorzugten Ausführungsform dieser europäischen Patentanmeldung
werden die in den zweiten Wicklungen erzeugten Spannungen jeweils einem
Differenzierglied zugeführt, dem ein Diskriminator nachgeschaltet ist. Sind
die Spannungen der zweiten Wicklungen gegenseitig asymmetrisch, so sind ihre
Spitzenwerte gegenseitig verschoben in Bezug auf die Situation, bei welcher
die Spannungen rein symmetrisch sind. Die Spitzenwerte werden mit Hilfe des
Differenziergliedes und des Diskriminators ermittelt und über eine logische
Schaltung zu einem Blockwellensignal umgewandelt, dessen Tastzyklus durch
gegenseitige Verschiebung der jeweiligen Spitzenwerte bestimmt wird.
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Dieses Blockwellensignal wird dann als das Steuersignal für elektrische
Schalter verwendet, um einen Integrierkondensator mit einer Spannungsquelle
aufzuladen, oder um den Kondensator zu entladen. Der Ladezustand dieses
Integrierkondensators, also die Menge der Ladung und die Polarität, stellt
eine Messung der Gleichstromkomponente in dem zu messenden Strom dar. Mit
Hilfe eines Verstärkers, der an den Integrierkondensator gekuppelt ist und
eine auf dem Kern vorgesehene Kompensationswicklung speist, wird der
Nullflußzustand in dem Kern wiederhergestellt.
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Im Gegensatz zur erfindungsgemäßen Schaltung, bei welcher eine Asymmetrie
des Magnetisierungsstroms vollständig durch analoge Einrichtungen ermittelt
und bearbeitet wird, was zu vorteilhaften Wirkungen bezüglich einer
einfachen Konstruktion und daher bezüglich der Reaktionszeit der Schaltung
führt, sind bei der europäischen Patentanmeldung 0 132 745 eine zusätzliche
logische Bearbeitungsschaltung und Schaltelemente erforderlich, um den
Ladungszustand des Integrierkondensators zu beeinflussen. Im Gegensatz zu
der bei der Erfindung verwendeten Spitzenwertgleichrichterschaltung ist die
Impulspositions-Modulationsschaltung komplizierter und benötigt mehr
Bauteile, was zu einem negativen Einfluß auf die endgültige Reaktionszeit
der Schaltung führt.
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Nachstehend werden mehrere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltung
unter Zuhilfenahme eines Einsatzes bei einem Nullfluß-Stromtransformator
erläutert.
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Fig. 1 zeigt schematisch den bekannten Einsatz eines magnetischen
Modulators mit einem einzelnen Spitzenwertdetektor in einem
Nullfluß-Stromtransformator.
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Fig. 2 zeigt Signalformen zur Erläuterung der Wirkung des magnetischen
Modulators mit einem einzigen Spitzenwertdetektor gemäß Figur 1.
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Fig. 3 zeigt schematisch den Aufbau des Spitzenwertdetektors von Figur
1.
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Fig. 4 zeigt Signalformen zur Erläuterung der Wirkung des
Spitzenwertdetektors gemäß Figur 3.
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Fig. 5 zeigt schematisch die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
mit zwei Spitzenwertdetektoren, die in der
Nullfluß-Strommeßschaltung gemäß Figur 1 verwendet wird.
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Fig. 6 zeigt schematisch den Aufbau der Schaltung gemäß der Erfindung.
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Fig. 7 zeigt einen Abschnitt der Schaltung gemäß der Erfindung, in
welchem elektronische Schaltungen als Gleichrichter verwendet
werden.
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Figur 1 zeigt schematisch den Aufbau eines Nullfluß-Stromtransformators, der
aus dem gewickelten Ringkerntransformator T1 besteht, der um einen Leiter W1
herumgepaßt ist, welcher die Primärwicklung W1 bildet, durch welche der zu
messende Strom i&sub2; fließt. Die gewickelten Ringkerntranformatoren T2 und
T3, die identisch zu T1 sind, und die ebenfalls entsprechend den Leiter W1
enthalten, bilden einen Teil eines magnetischen Modulators, welcher
weiterhin die Referenzwechselspannungsquelle Um, die Impedanzen Z2 und Z3,
und einen Spitzenwertdetektor PD1 aufweist.
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Um die Wirkung des Nullfluß-Strommeßprinzips klarzustellen, betrachten wir
zunächst den Kern T1, der mit einer Sekundärwicklung W2 versehen ist, die in
die Ausgangsschaltung eines Verstärkers A eingebaut ist und eine
Steuerwicklung W3 aufweist, die über einen Widerstand Ry an den Eingang des
Verstärkers A angeschlossen ist. Die Ausgangsschaltung von A wird durch
einen Belastungswiderstand Rb abgeschlossen. Die Polarität der
magnet-motorischen Kraft in W2, die durch den Ausgangsstrom i&sub2; des
Verstärkers A erzeugt wird, ist so, daß jede Änderung des Flusses in dem
Kern T1 unter dem Einfluß der in W3 induzierten Spannung zu Null gemacht
wird.
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Unter der Annahme eines idealen Verstärkers mit einem Frequenz-unabhängigen,
unendlichen Verstärkungsfaktor und ohne Störspannungen, einschließlich
Nullpunktdrift, ist dann keine Änderung des Magnetflusses in dem Kern T1
zulässig. Schließlich würde eine Flußänderung zu einer induzierten Spannung
in der Wicklung W3 führen, wobei diese Flußänderung dann wiederum durch den
Ausgangsstrom i&sub2; des Verstärkers zu Null gemacht würde. Daher sind
die induzierte Spannung in W3 und aus diesem Grunde der Magnetfluß in dem
Kern gleich Null. Auf diese Weise schickt der Verstärker einen Strom durch
die Wicklung W2, so daß die von W1 erzeugte magneto-motorische Kraft
kompensiert wird. Daher stellt der Strom in der Sekundärschaltung im
Ergebnis ein exaktes Abbild des Stroms in der Primärschaltung dar, ist
jedoch W1/W2 mal so groß, wobei w1 die Anzahl der Wicklungen auf der
Primärwicklung W1 ist, und w2 die Anzahl der Wicklungen auf der
Sekundärwicklung W2.
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Real ist der Verstärkungsfaktor endlich und frequenzabhängig, und es tritt
eine Nullpunktdrift auf. Demzufolge wird eine kleine Spannung für die
Flußkompensierung in W3 induziert, um den Ausgleich der magneto-motorischen
Kraft aufrechtzuerhalten. Der für diesen Zweck erforderliche Strom führt zu
einem Meßfehler. Da abhängig von der Art des zu messenden Stroms und der
Nullpunktverschiebung die Flußänderung nicht ihre Größe ändern muß, kann der
Kern nach einer gewissen Zeit gesättigt werden. Dann ist kein weiterer
normaler Betrieb möglich. Dieser Nachteil wird durch Verwendung des
magnetischen Modulators ausgeglichen, durch welchen eine Abweichung des
Mittelwerts des Flusses in Bezug auf Null festgestellt wird.
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In der Schaltung von Figur 1 besteht dieser magnetische Modulator aus den
zwei gewickleten Ringkerntransformatoren T2 und T3, deren Primärwicklungen
W2, die in Reihe geschaltet sind, in die Ausgangsschaltung des Verstärkers A
eingebaut sind, und die jeweils eine Reihenschaltung umfassen, die aus einer
Steuerwicklung W3 und jeweils einer Impedanz Z2 bzw. Z3 besteht, wobei beide
Reihenschaltungen von der Bezugswechselspannungsquelle Um versorgt werden.
Die Wicklungsrichtung der Wicklungen W3 von T2 bzw. T3 ist so, daß kein
resultierender Induktionsstrom in der Primärwicklung W1 infolge einer
Flußänderung induziert wird, die durch Um hervorgerufen wird.
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Die Bezugswechselspannungsquelle Um weist solche Werte auf, daß ihre
Spannung zu einem Magnetisierungsstrom führt, durch welchen die beiden Kerne
T2 und T3 periodisch in magnetische Sättigung getrieben werden, erst in der
einen und dann in der anderen Richtung.
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Die Stärke des Magnetisierungsstroms, der in den Wicklungen W3 von T2 bzw.
T3 fließt, wird durch die Amplitude von Um bestimmt, die Selbstinduktion der
Wicklungen W3, und die jeweilige Impedanz Z2 und Z3. Wenn ein Kern gesättigt
wird, fällt dann, wenn die Magnetisierungskurve eine verhältnismäßig scharfe
Sättigungsbiegung aufweist, dessen Selbstinduktion relativ rasch unterhalb
dieser Sättigungsbiegung in den Sättigungsbereich. Dies bedeutet, daß der
Strom in den jeweiligen Reihenschaltungen dann praktisch durch die Amplitude
von Um und den Wert der Impedanzen Z2 und Z3 bestimmt wird. Wenn die beiden
Impedanzen Z2 und Z3 Widerstände sind, mit einem Wert, der in Bezug auf die
ungesättigte Selbstinduktion der beiden Kerne T2 und T3 klein ist, so steigt
der Strom durch die Impedanzen verhältnismäßig schnell an, wenn diese Kerne
gesättigt werden, was dazu führt, daß eine Spannung mit einem gepulsten
Muster über diesen Impedanzen auftaucht.
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Die Form des Magnetisierungsstroms ist in Figur 2 gezeigt, in welcher die
linke Hälfte die Situation ohne ein magnetisches Restfeld erläutert, also
mit einem Mittelwert des Flusses gleich Null, und die rechte Hälfte die
Situation mit einem mittleren magnetischen Restfeld in den Kernen
illustriert, welches nicht gleich Null ist. Die bekannte
Magnetisierungskurve der Kerne ist auf der ersten Zeile von Figur 2 gezeigt
und die magneto-motorische Kraft, die proportional zum Magnetisierungsstrom
ist, ist auf Zeile 2 gezeigt.
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Wenn der Mittelwert des Flusses in den Kernen Null ist, so weist der
Magnetisierungsstrom ein gepulstes, symmetrisches Muster auf, entsprechend
der auf Zeile 2 in der linken Hälfte von Figur 2 gezeigten Form. Die
positiven und negativen Spitzenwerte sind identisch.
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Ist der Mittelwert des Flusses nicht gleich Null, beispielsweise infolge
einer Nullpunktverschiebung oder einer Gleichspannungskomponente in dem zu
messenden Strom i&sub1;, so ist der Magnetisierungsstrom des magnetischen
Modulators nicht mehr symmetrisch, und weist beispielsweise eine Form auf,
wie sie in Zeile 2 in der rechten Hälfte von Figur 2 gezeigt ist. Die
positiven und negativen Spitzenwerte sind nicht mehr gleich.
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Dadurch daß nunmehr entsprechend Figur 1 die positiven und negativen Hälften
des Magnetisierungsstroms dem Spitzenwertdetektor zugeführt werden, welcher
nach der Spitzenwertgleichrichtung die Spitzenwerte der positiven und
negativen Halbperioden voneinander abzieht, nimmt nun dessen Ausgangssignal
das in Zeile 3 von Figur 2 zum Zeitpunkt t gezeigte Muster an. Im Falle
eines symmetrischen Magnetisierungsstroms, also ohne ein magnetisches
Restfeld, sind die positiven und negativen Spitzenwerte gleich, und dies
führt dazu, daß ein symmetrisches Ausgangssignal entsprechend der linken
Hälfte von Figur 2 am Ausgang des Spitzenwertdetektors erscheint, wobei die
Amplitude dieses Signals durch die Zeitkonstante des Spitzenwertdetektors
festgelegt ist.
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Bei der in der rechten Hälfte von Figur 2 gezeigten Situation sind die
positiven und negativen Spitzenwerte nicht einander gleich, und es bildet
sich ein asymmetrisches Ausgangssignal entsprechend dem Signal, welches in
Zeile 3 dieser Figur gezeigt ist, dessen Polarität und Größe ein Maß für das
Vorzeichen und die Größe des magnetischen Restfeldes in den Kernen sind.
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Dadurch, das nunmehr, wie in Figur 1 gezeigt, dieses Signal zusammen mit dem
Signal von der Wicklung W3 von T1 über einen Widerstand Rx in der korrekten
Polarität dem Verstärker A zugeführt wird, liefert dieser einen
Ausgangsstrom i&sub2;, so daß das magnetische Restfeld in den Kernen eliminiert
wird.
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Figur 3 zeigt schematisch die Konstruktion eines in der Praxis verwendeten
Spitzenwertdetektors. Die Anode einer Diode D1 ist an die Kathode einer
Diode D2 angeschlossen, und ihr Verbindungspunkt bildet die Eingangsklemme 1
des Spitzenwertdetektors. Ein Kondensator C1 ist zwischen die Kathode der
Diode D1 und Masse geschaltet, und ein identischer Kondensator C2 ist
zwischen die Anode der Diode D2 und Masse geschaltet. Zusätzlich ist ein
Widerstand R1 an die Kathode der Diode D1 angeschlossen, und ein identischer
Widerstand R2 ist mit der Anode der Diode D2 verbunden, wobei die
Widerstände durch ihre anderen Elektroden miteinander verbunden sind und die
Ausgangsklemme 1' des Spitzenwertdetektors bilden. Weiterhin ist ein
Widerstand R5 zwischen die Ausgangsklemme 1' und Masse geschaltet. Die
Wirkung des auf diese Weise ausgebildeten Spitzenwertdetektors wird mit
Hilfe der Spannungsformen erläutert, die in Figur 4 gezeigt sind, für eine
Situation ohne Magnetrestfeld in den Kernen.
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Die sinusförmige Wechselspannung, wie in der ersten Zeile von Figur 4
gezeigt, die in diesem Beispiel von der Bezugswechselspannungsquelle Um der
Steuerwicklung T3 des Kerns T2 zugeführt wird, führt zu einem gepulsten
Magnetisierungsstrom im, wie in der zweiten Zeile von Figur 4 gezeigt. Das
gepulste Muster des Magnetisierungsstroms im wird zu dem Zeitpunkt
erzeugt, an welchem der Kern T2 gesättigt wird. Da der Kern T2 aus einem
Material mit einer scharfen Sättigungsbiegung in der Magnetisierungskurve
besteht, fällt die Selbstinduktion der Wicklung W3 jenseits dieser Biegung
scharf ab, wenn der Kern gesättigt wird, was dazu führt, daß der Strom im
in der Schaltung praktisch allein durch die Amplitude der Wechselspannung Um
und den Wert der Impedanz Z2 bestimmt wird. Der Spitzenwert der positiven
Halbperiode der Spannung über Z2 wird über die Diode D1 in dem Kondensator
C1 gespeichert, und der Spitzenwert der negativen Halbperiode der Spannung
über Z2 wird über die Diode D2 in dem Kondensator C2 gespeichert. Die
Spannung UC1 über dem Kondensator C1 und die Spannung UC2 über dem
Kondensator C2, die in Bezug auf Masse eine entgegengesetzte Polarität
aufweisen, werden über die Widerstände R1 und R2 und den Widerstand R5
zusammen addiert. Die sich an der Ausgangsklemme 1' des Spitzenwertdetektors
ergebende Spannung ist die Summe der Spannungen UC1 und UC2 über den
jeweiligen Kondensatoren.
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Das Muster der Kondensatorspannungen zur Zeit t ist auf der dritten Zeile
von Figur 4 dargestellt. Zwischen zwei positiven Spitzenwerten des
Magnetisierungsstroms im fließt die in dem Kondensator C1 gespeicherte
Ladung über die Widerstände R1 und R2 an den Kondensator C2 ab, und über die
Widerstände R1 und R2 an Masse. Dies führt dazu, daß die Spannung UC1
abnimmt, beispielsweise wie dargestellt. Die Ladung in dem Kondensator C2
fließt zwischen aufeinanderfolgenden negativen Spitzenwerten ab, was zu
einem ähnlichen Absinken der Spannung UC2 führt. Die Ausgangsspannung
(UC1 + UC2) an der Ausgangsklemme 1' des Spitzenwertdetektors ist daher
eine Brummspannung mit der doppelten Frequenz der Kondensatorspannungen, wie
in Figur 3 und in der linken Hälfte von Figur 2 auf Zeile 3 gezeigt.
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Da eine schnelle Reaktion der Schaltung wünschenswert ist, darf die
Entladungszeit der Kondensatoren nicht zu groß sein. Dies bedeutet, daß die
Widerstände R1 und R2 nicht zu groß sein dürfen. Allerdings führt eine
Verringerung von R1 und R2 zu einer schnelleren Entladung der Kondensatoren
C1 und C2 und daher zu einer hoheren Brummspannung am Ausgang 1' des
Spitzenwertdetektors. Wird dieser in der Schaltung von Figur 1 verwendet, so
übt die Brummspannung eine Wirkung auf das Ausgangssignal des
Nullfluß-Stromtransformators aus, und führt bei diesem zu einem Meßfehler.
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Es ist nicht möglich, diese Brummspannung auszufiltern, da - wie aus Figur 2
hervorgeht - ein Restfluß in dem Kern nicht zu einer Änderung der Frequenz
des Ausgangssignals führt, sondern nur zu einer Erhöhung von dessen
Gleichstromenergiegehalt. Das Vorsehen von Schwellenwerten zum Entfernen der
Brummspannung stellt eine nicht ökonomische Lösung dar, da im Falle des
Nullfluß-Stromtransformators jeder Transformator einzeln eingestellt werden
muß, und im Verlauf der Zeit infolge einer Alterung und dergleichen die
Stärke der Brummspannung und die Einstellung der Schwellenwerte driften
werden, was dazu führt, daß ein unbekannter Meßfehler entsteht.
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Gemäß der Erfindung kann diese Brummspannung praktisch auf ein Minimum
reduziert werden, welches einfach und allein von den Toleranzen der
verwendeten elektronischen Bauteile abhängt, nämlich durch Hinzufügen eines
weiteren Spitzenwertdetektors PD2 wie in Figur 5, welche wie Figur 1 den
Einsatz eines magnetischen Modulators in einem Nullfluß-Stromtransformator
zeigt. Das Eingangssignal dieses zusätzlichen Spitzenwertdetektors PD2 ist
die Spannung über C3, welche proportional zum Magnetisierungsstrom in der
Reihenschaltung ist, welche durch die Impedanz Z3 und die Steuerwicklung W3
des Kerns T3 gebildet wird. Wie bereits erwähnt ist der Kern T3 deswegen in
dem magnetischen Modulator vorgesehen, um das Auftreten eines resultierenden
Induktionsstroms zu verhindern, als Ergebnis der Bezugswechselspannung Um,
in der Primärwicklung W1 oder in dem Strom i&sub1;.
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Das Differenzsignal Ud der Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren
PD1 und PD2, welches beispielsweise mit Hilfe eines Differenzverstärkers D
erhalten werden kann, wird auf ähnliche Weise wie im Zusammenhang mit Figur
1 diskutiert, über den Widerstand Rx dem Verstärker A zugeführt. Die Wirkung
dieser Schaltung ist nunmehr folgendermaßen.
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Nimmt man an, daß die über den Impedanzen Z2 und Z3 auftretenden Spannungen
einander bezüglich der Form und Amplitude gleich sind, so sind die
Ausgangssignale der Spitzenwertdetektoren PD1 und PD2, wenn diese Detektoren
identisch sind, ebenfalls einander gleich in Bezug auf die Form und die
Amplitude. Ohne ein magnetisches Restfeld in den Kernen T2 und T3, also bei
einem symmetrischen Magnetisierungsstrom im, erzeugen die beiden
Spitzenwertdetektoren symmetrische Brummspannungen, die identisch und
einander phasengleich sind. Das Differenzsignal dieser beiden
Brummspannungen ist dann, abhängig von den Toleranzen der verwendeten
elektronischen Bauteile, praktisch gleich Null, also brummfrei.
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Da die Wicklungsrichtungen der beiden Wicklungen W3 des Kerns T2 bzw. T3
entgegengesetzt sind, wie auf bekannte Weise in Figur 5 durch einen Punkt
angedeutet ist, führt ein gleichgerichteter Restfluß in den Kernen T2 und T3
zu Spannungen, die gegenseitig um 180º phasenverschoben über den Impedanzen
Z2 und Z3 auftreten. Abhängig von der Richtung des Restflusses zeigt
beispielsweise der Kern T2 einen Sättigungsspitzenwert für die negativen
Halbperioden der Bezugswechselspannung Um, und der Kern T3 einen
Sättigungsspitzenwert für die positive Halbperiode von Um, wie in der
zweiten Zeile im rechten Abschnitt von Figur 2. Die Ausgangssignale der
beiden Spitzenwertdetektoren weisen nunmehr die Form auf, die in der dritten
Zeile im rechten Abschnitt von Figur 2 gezeigt ist, sind jedoch
gegeneinander um 180º phasenverschoben. Das Differenzsignal der
Ausgangssignale der beiden Spitzenwertdetektoren enthält nunmehr die
doppelte Information in Bezug auf die Richtung und die Größe des
magnetischen Restfeldes.
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Es ist offensichtlich, daß die Wicklungsrichtung der beiden Steuerwicklungen
W3 von T2 bzw. T3 so gewählt werden muß, daß sie gleich ist, wenn die
entgegengesetzte Wicklungsrichtung für die Wicklungen W1, W2 von T2 und T3
gewählt wird. Im letztgenannten Fall sind nämlich die magnetischen
Restfelder in den Kernen T2 und T3 einander entgegengesetzt, so daß bei
einer identischen Wicklungsrichtung ihrer Wicklungen W3 die Spannungen über
den Impedanzen Z2 und Z3 gegeneinander um 180º phasenverschoben sind.
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Im Falle eines symmetrischen Magnetisierungsstroms, also ohne ein
magnetisches Restfeld in den Kernen, ist das Differenzsignal der beiden
Spitzenwertdetektoren brummfrei, unabhängig von der Größe ihrer
Brummspannungen, und das Differenzsignal in der Situation mit einem
magnetischen Restfluß enthält die doppelte Flußinformation. Dies führt dazu,
daß die Zeitkonstante des Spitzenwertdetektors verringert werden kann, ohne
die Gefahr eines Auftretens einer Brummspannung oder eines
Informationsverlustes. Dies führt zu einer schnelleren Reaktion des
Spitzenwertdetektors, und infolgedessen können schrittweise, gepulste oder
Transienten-Gleichstromkomponenten in dem Strom i&sub1; schneller verfolgt
werden. Letztgenannte Wirkung ist besonders wichtig im Falle des Einsatzes
bei Meß- und Steuergeräten.
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Figur 6 zeigt das Schaltbild der Doppel-Spitzenwertermittlung gemäß der
Erfindung. Der Abschnitt links von der Bezugswechselspannungsquelle Um
entspricht der in Figur 3 gezeigten Schaltung. Im Abschnitt rechts von der
Bezugswechselspannungsquelle Um ist ein zusätzlicher Spitzenwertdetektor mit
einer Eingangsklemme 2 und einer Ausgangsklemme 2' über die Impedanz Z3
geschaltet, und dieser Detektor, der dem Spitzenwertdetektor von Figur 3
entspricht, ist mit Dioden D3 und D4, Kondensatoren C3 und C4, und
Widerständen R3, R4 und R6 auf die gezeigte Weise aufgebaut. Die
Ausgangsklemmen 1' und 2' sind jeweils an die positive bzw. negative
Eingangsklemme eines Differenzverstärkers D1 angeschlossen, dessen
Ausgangssignal Ud das Differenzsignal der Spannungen der beiden
Spitzenwertdetektoren darstellt. Es ist offensichtlich, daß es anstelle
eines Differenzverstärkers auf bekannte Weise möglich ist, andere
elektronische Geräte zum Summieren der Ausgangsspannungen der
Spitzenwertdetektoren zu verwenden.
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Eine Vorbedingung für die Verwendung der Schaltung von Figur 6 besteht
darin, daß die entsprechenden Bauteile der Schaltung exakt einander gleich
sind und geringe Toleranzwerte aufweisen. Dies gilt insbesondere für die
verwendeten Halbleiterdioden D1, D2, D3 und D4, welche identische
Durchlaßeigenschaften aufweisen müssen. Dies läßt sich dadurch erzielen, daß
Dioden verwendet werden, die in demselben Substrat aus Halbleitermaterial
angeordnet sind. Derartige Dioden sind im Handel erhältlich.
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Wie aus Figur 6 hervorgeht, kann die erfindungsgemäße Schaltung auf
verhältnismäßig einfache und kostengünstige Weise mit im Handel erhältlichen
elektronischen Bauteilen aufgebaut werden. Durch eine geeignete Auswahl der
Impedanzen Z2 und Z3 und der Amplitude der Bezugswechselspannung Um kann die
über diesen Impedanzen auftretende Spannung ausreichend groß ausgebildet
werden, so daß bei ihrer Spitzenwertgleichrichtung die Schwellenspannungen
der Dioden D1, D2 bzw. D3, D4 keinen merklichen Einfluß ausüben.
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Wenn es allerdings gewünscht ist, den Einfluß dieser Diodenschwellenwerte
weiter zu verringern sowie jegliche Ungleichheit in ihren
Durchlaßeigenschaften, so lassen sich in vorteilhafter Weise die
"elektronischen" Gleichrichtervorrichtungen D'3 und D'4 einsetzen, die in
Figur 7 gezeigt sind, und welche der Halbleiterdiode D3 bzw. D4 von Figur 6
entsprechen. Zur Vereinfachung ist in Figur 7 nur ein Abschnitt der
erfindungsgemäßen Schaltung gezeigt. Der fehlende Abschnitt kann einfach
entsprechend Figur 6 auf ähnliche Weise hinzugefügt werden. Die
Gleichrichtergeräte D'3 und D'4 sind so wie in Figur 7 gezeigt aufgebaut und
bestehen jeweils aus einem Differenzverstärker B3; B4, dessen Ausgang über
eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R12; R14 und einer Halbleiterdiode
D9; D11 und eine weitere Halbleiterdiode D10; D12 antiparallel zu dieser
Reihenschaltung geschaltet ist, an den invertierenden Eingang des
Differenzverstärkers, wobei die Durchlaßrichtung der Gleichrichtergeräte der
Richtung der Halbleiterdiode D9; D11 in der Reihenschaltung entspricht. Die
Anoden- und Kathodenverbindungen werden durch den Verbindungspunkt des
Widerstands und der Halbleiterdiode R12, D9; R14, D11 und das freie Ende
eines weiteren Widerstands R11; R13 gebildet, die an den Eingang des
Differenzverstärkers B3; B4 angeschlossen sind. Die Widerstände R11; R12 und
R13; R14 sind vorzugsweise so gewählt, daß sie einander gleich sind, können
jedoch auch variiert werden, um irgendwelche Unterschiede der
Gleichrichterwirkung zwischen D'3 und D'4 des einen Spitzenwertdetektors
oder zwischen den Spitzenwertdetektoren selbst auszugleichen.
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Zur Erläuterung der Wirkung dieser "elektronischen" Gleichrichter betrachten
wir beispielsweise D'3. Eine positive Spannung am invertierenden Eingang von
B3 führt zu einem Ausgangssignal, falls R11 gleich R12 ist, von gleicher
Größe, jedoch entgegengesetzt, da D9 leitet. Eine negative Spannung
andererseits wird vollständig unterdrückt über die dann leitende Diode D10,
so daß die Ausgangsspannung von B3 Null ist. Eine entsprechende
Argumentation gilt im Falle von D'4.
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Obwohl die Schaltung von Figur 7 infolge der Verwendung mehrere
elektronischer Bauteile, die auch mehr Raum auf einer gedruckten
Schaltungsplatine einnehmen, teuerer ist, und die Bandbreite kleiner ist,
verglichen mit der Schaltung von Figur 6, insbesondere wenn die Dioden D1,
D2, D3 und D4 sogenannte schnelle Halbleiterdioden sind, kann die Schaltung
von Figur 7 insbesondere dann verwendet werden, wenn eine hohe Genauigkeit
gefordert ist.
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Es hat sich herausgestellt, daß ein Magnetisierungsstrommuster, welches
soweit wie möglich gepulst ist, erhalten werden kann, wenn anstelle einer
sinusförmigen Bezugswechselspannung eine Dreieckswechselspannung, die von
einem Oszillator erzeugt wird, den Steuerwicklungen W3 des Kerns T2 bzw. T3
zugeführt wird. In diesem Fall zeigt der Einfluß der Diodenschwellenspannung
der Halbleiterdioden einen selbst relativ noch geringeren Einfluß.
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Es wird darauf hingewiesen, daß das amerikanische Patent 4 255 705 einen
magnetischen Modulator zur Verwendung in einem Kilowattstunden-Meßgerät
zeigt, welcher eine Spitzenwerterfassung und Halteschaltungen aufweist, die
jedoch zusammen nur eine Detektorschaltung bilden, die funktional mit der
Schaltung gemäß Figur 3 oder Figur 7 vergleichbar ist. Die verschiedenen
Merkmale bestehen darin, daß die Schaltungen in den Blöcken 12 und 13 von
Figur 2 dieses amerikanischen Patents jeweils D1, C1 und D2, C2 von Figur 3
oder D'3, C3 und D'4, C4 von Figur 7 der vorliegenden Anmeldung entsprechen.
Die Summierschaltung entsprechend Block 14 der US-A 4 255 705 entspricht den
Widerstandsschaltungen R1, R2 und R5 von Figur 3 oder R3, R4 und R6 von
Figur 7 der vorliegenden Anmeldung. Vom Schaltungstechnologischen Standpunkt
aus weist die Summierschaltung 4 dieses amerikanischen Patents nicht die
Funktion einer Summierschaltung zur Bearbeitung der Ausgangssignale zweier
getrennter Spitzenwertgleichrichterschaltungen auf, wie beispielsweise der
Differenzverstärker D, der bei einer Ausführungsform der Erfindung verwendet
wird.
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Obwohl die Meßschaltung gemäß der Erfindung mit Hilfe einer Anwendung bei
einem Nullfluß-Stromtransformator diskutiert und erläutert wurde, ist die
Erfindung Selbstverständlich nicht auf diesen Einsatzzweck beschränkt,
sondern es lassen sich Modifikationen und Hinzufügungen bei dem Aufbau
dieser Schaltung vornehmen, beispielsweise durch Verwendung von Thyristoren
anstelle von Halbleiterdioden, durch Vorsehen weiterer Kondensatoren zum
Verringern von Störspannungen, von Widerständen für den Ausgleich der
Spannungen, die über den Impedanzen Z2 und Z3 auftreten, usw., ohne den
Umfang der Erfindung zu verlassen.