DE2422030C3 - Gleichrichter für amplitudenmodulierte elektrische Hochfrequenzschwingungen - Google Patents

Description

7. Gleichrichter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand der Reihenschaltung aus dem Widerstand (A4 bzw. R14) und der weiteren Diode (D4bzw. D14)gleich π · Z,ist

8. Gleichrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorstrom der Dioden D 4 bzw. D IA) durch Einspeisen eines Hilfsstroms über einen Widerstand (R 6 bzw. R16) auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (A 1 bzw. A 2) auf den Betrag hin verringert ist.

9. Gleichrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Operationsverstärker (A 1 und A 2) durch die Serienschaltung zweier gleicher Widerstände (R7, R9) verbunden sind, derart, daß dem Verbindungspunkt dieser Widerstände (R 7, R 8) das demodulierte Signal entnehmbar ist (F i g. 5).

10. Gleichrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der beiden Operationsverstärker (A 1 bzw. A 2) über einen Widerstand (R 7 bzw. R17) jeweils einem Eingang (+ bzw. -) des Differenzverstärkers (DA) zugeführt sind, daß an diesen Eingängen (+ bzw. -) über weitere Widerstände (R 8 bzw. R 18) die Vorspannungen (+ U, - U) der Dioden (D2 bzw. Dl) des anderen Zweiges angelegt sind (F i g. 7).

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft einen vorverstärkerlosen Gleichrichter für amplitudenmcdulierte elektrische Hochfrequenzschwingungen wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben.

Ein derartiger Gleichrichter ist aus »Electronics«, 2. Mai 1974, Seite 94 und 95 oder aus »Electronics«, 18. Dezember 1972, Seiten 107 und 108 bekannt.

Bei den dort beschriebenen Cleichrichtern kann der Eingangswiderstand nur sehr schwierig auf dem gewünschten Wert gehalten werden.

Aufgabe

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Gleichrichter für amplitudenmodulierte elektrische Hochfrequenzschwingungen, bei dem der Mittelwertstrom so ausgekoppelt wird, so auszubilden, daß einerseits keine Verfälschung der Meßgröße auftritt und daß andererseits die Vorspannung der Dioden erhalten bleibt.

Lösung

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den in den Ansprüchen angegebenen Mitteln.

Vorteile

Der erfindungsgemäße Hochfrequenzsignalgleichrichter weist einen bei jeder Phasenlage des Eingangssignals gleichbleibenden Eingangswiderstand auf. Der Quellwiderstand des demodulierten Signals ist dabei niedrig, ohne daß durch den Lastwiderstand eine Beeinflussung des Gleichrichtvorgangs eintritt Das Ausgangssignal ist dabei gleich dem arithmetischen Mittelwert der Einhüllenden des hochfrequenten Si^: gnals.

Beschreibung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung soll nun an Hand der in den Figuren dargestellten Beispiele eingehend beschrieben werdea Es zeigt dabei

F i g. 1 ein Wirkschaltbild des Eingangskreises des erfmdungsgemäßenHochfrequenzsignai^leichrichters,

Fig.2 ein Strom-Spannungsschaubild dieses Eingangskreises,

Fig.3 einen Stromlauf des erfindungsgemäßen Hochfrequenzgleichrichters mit Einwegauswertung, der das Prinzip der Erzeugung virtueller Vorspannungen für die Gleichrichterdioden und das der Auskopplung des demodulierten Signals zeigt,

Fig.4 einen solchen Stromlauf mit Mitteln zur Linearisierung und Temperaturkompensation,

Fig.5 einen solchen Stromlauf mit zusätzlicher Kompensation der Gleichstromkomponente,

Fig.6 ein Diagramm, daß die Wirkung der Linearisierungsmaßnahmen nach F i g. 4 zeigt,

Fig.7 einen Stromlauf des erfindungsgemäßen Hochfrequenzsignalgleichrichters mit Doppelwegauswertung.

F i g. 1 zeigt nun das Wirkschaltbild des Eingangskreises des erfindui.gsgemäßen Hochfrequenzsignalgleichrichters. A und B seien die beiden Zweige dieses Eingangskreises, die jeweils aus einer Diode D X bzw. D 2, einem Widerstand R1 bzw. R 2 und einer Vorspannungsquelle + U bzw. - U bestehen. Die Dioden sind mit zueinander entgegengesetzter Durchlaßrichtung in ihren Zweig eingefügt, so daß der eine Zweig für die positive und der andere für die negative Halbwelle des hochfrequenten Eingangssignals V, durchlässig ist. Die beiden Dioden DX bzw. Dl sind durch Vorspannungsquellen + U und - U auf ihre Kniespannung vorgespannt. Die beiden Vorspannungsquellen stellen dabei für das hochfrequente Eingangssignal einen Kurzschluß dar. Der Durchlaßwiderstand der beiden Dioden DX und Dl wird für außerhalb des Anlaufbereichs liegende Werte von /Ί bzw. Z₂ durch einen Serienwiderstand R X bzw. R 2 auf den Wert des gewünschten Eingangswiderstandes Z, ergänzt. Das in F i g. 2 dargestellte Strom-Spannungsschaubild zeigt dieses. Wenn nun der Diodenvorstrom mittels der Vorspannung + U und - U so eingestellt ist, daß die Halbwellenströme /Ί und /2 auch im Anlaufbereich, also im Bereich kleiner Eingangsspannung, zueinander symmetrisch sind, so ergibt sich eingangsseitig eine lineare Abhängigkeit von Strom und Spannung, da das Abweichen des einen Halbwellenstromes /1 von der Linearität in diesem Bereich durch das gleichzeitig entgegengesetzt gerichtete Abweichen des anderen Halbwellenstroms kompensiert wird und durch die Vorspannungen +U und -U der Dioden DX und Dl sich die beiden Halbwellenströme in diesem Bereich überlappen.

Der arithmetische Mittelwert des Halbwellenstroms /1 oder h ist nun ein Maß für die Amplitude des hochfrequenten Eingangssignals Vy und die Änderung dieses Mittelwertes über der Zeit ergibt das demodulierte Signal. Es gilt also diesen Wert zu messen, ohne daß hierdurch die Vorspannung + U bzw. — U beeinträchtigt wird, ohne daß also dabei wirkungsmäßig ins Gewicht fallende Parallel- oder Serienwiderstände in den entsprechenden Zweig gelegt oder transformiert werden, mithin also, ohne daß hierdurch irgendwelche Rückwirkungen auf den Eingangskreis erfolgen. Dieses erfolgt, wie in Fig.3 dargestellt, durch die virtuelle Nachbildung der Vorspannungsquellen mit Hilfe von Operationsverstärkern A 1 und A 2. Der Verstärker A 2 arbeitet dabei als lnverterstufe. Das an seinen invertierenden Eingang (-) angelegte Potential einer Vorspannungsquelle U steht an seinem Ausgang mit umgekehrtem Vorzeichen und gegen Null gehendem Quellwiderstand aber gleicher Amplitude als virtuelle Vorspannungsquelle — U zur Verfügung. Hierfür kann jeder integriert oder mit diskreten Bauelementen aufgebaute und entsprechend stark gegengekoppelte invertierende Verstärker eingesetzt werden, gleich ob erst durch ein äußeres Gegenkopplungsnetzwerk für den Verstärkungsfaktor 1 und dadurch auch für einen entsprechend niederen Ausgangswiderstand gesorgt werden muß, oder ob diese Maßnahmen wie bei den sogenannten Inverterstufen gleich fest eingebaut mitgeliefert werden. Auf alle Fälle ist dabei darauf zu achten, daß der Verstärker Al einen so hohen Eingangswiderstand aufweist, daß durch ihn die Vorspannungsquelle U nicht belastet wird. Wenn nun der Ausgang dieses Verstärkers für das hochfrequente Eingangssignal einen Kurzschluß bilden soll, so müßte dieser Verstärker genau so wie die Gleichspannung und die Modulationsfrequenzen auch noch die hohen Frequenzen des Eingangssignals verarbeiten können. Dieses würde zu großem Aufwand für den Verstärker führen, so daß es zweckmäßig ist, den Ausgang mit einem Kondensator C 2 zu überbrücken, der für das hochfrequente Eingangssignal einen Kurzschluß darstellt.

Der Verstärker A 1 ist nun ein Operationsverstärker der Differenzverstärkertype, also ein Verstärker sehr hoher Grundverstärkung μ mit einem invertierenden (-) und einem nichtinvertierenden ( + ) Eingang. Wenn vom Ausgang auf den invertierenden (-) Eingang eines solchen Verstärkers mittels eines Gegenkopplungsnetzwerkes GK eine derart starke Gegenkopplung erfolgt, daß die resultierende Verstärkung μ' nur ein Bruchteil der Grundverstärkung μ beträgt, ilso μ > > μ', geht der Eingangswiderstand am nichtinvertierenden Eingang (+) gegen 00 und der am invertierenden Eingang (-) gegen 0. Wird am nichtinvertierenden Eingang ( + ) eine Spannung U angelegt, so tritt am invertierenden Eingang (-) die gleiche Spannung auf, so daß zwischen beiden Eingängen praktisch keine Spannungsdifferenz auftritt. Wird nun an den nichtinvertierenden Eingang ( + ) die Vorspannungsquelle U angelegt, so tritt am invertierenden Eingang praktisch das gleiche Potential

fco als virtuelle Vorspannungsquelle + U mit gleichem Vorzeichen und gegen Null gehendem Quellwiderstand auf. Auch hier sorgt dann ein Kondensator CX für den hochfrequenzmäßigen Kurzschluß, so daß der Verstärker A 1 nur für Gleichspannung und die Modulationsfrequenzen ausgelegt werden muß. Für die Modulationsfrequenzen muß der Scheinwiderstand des Kondensators dabei aber sehr groß gegenüber dem gegen Null gehenden Eingangswiderstand des Verstärkers A 1 sein,

damit die gleichgerichteten Modulationssignale unbeeinflußt und unverzerrt den invertierenden Eingang steuern und danach dem Ausgang des Verstärkers A 1 entnommen werden können.

Eine Weiterbildung des Hochfrequenzsignalgleichrichters nach F i g. 3 zeigt die F i g. 4. Zunächst ist hier die Vorspannungsquelle U durch die Reihenschaltung eines Widerstandes A3 mit einer Diode D3 ersetzt, die von einem durch einen Widerstand R 5 einstellbaren Strom durchflossen wird. Der Widerstand R 3 ist dabei mit den Widerständen Al und R2 wertgleich und ebenso ist die Diode D 3 mit den Dioden Di und D 2 typen- und wertgleich. Wenn man nun die Dioden DI₁ D 2 und D 3 räumlich so anordnet, daß alle Dioden gleiche Temperatur annehmen, so wird der Strom i\, h durch die Dioden DX und D 2 durch Temperaturänderungen nicht beeinflußt.

Zwischen dem Pegel des hochfrequenten Eingangssignals Vi und dem davon abhängigen Diodenstrom ergibt sich im Bereich kleiner Eingangsspannungen V,<50mV ein quadratischer Zusammenhang. Diese Nichtlinearität im unteren Bereich läßt sich sehr gut kompensieren, wenn man als Gegenkopplungsnetzwerk beim Operationsverstärker A 1 die Reihenschaltung einer Diode D 4 mit einem Widerstand R 4 einsetzt und hierbei

RA-π ■ Z₁- R_m '

wählt, wobei Rm gleich dem Durchlaßwiderstand der Diode D 4 ist.

Eine optimale Kompensation der Demodulatorkennlinie erzielt man, wenn man entsprechend F i g. 5 durch die Diode DA des Gegenkopplungsnetzwerkes GK auch den jr-ten Teil des Eingangsdiodenstromes i\ bzw. Z₂ fließen läßt, also:

lD4 =

· >2

.7 Γ7

Hierzu wird über den Widerstand R 6 ein Strom ik = /ι — im

. uf den invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers A i eingespeist

F i g. 6 zeigt die Auswirkung dieser Maßnahme. Die strichpunktierte Kurve a zeigt den Verlauf der Demodulatorkennlinie, wenn im Operationsverstärker A1 als Gegenkopplungsnetzwerk GK allein ein Widerstand z. B. RA eingesetzt wird. Kurve b zeigt ausgezogen den Verlauf der durch entsprechende Wertwahl von A4, durch die Diode DA und den Diodenvorstrom im begradigten Demodulationskennlinie. Gestrichelt ist dabei der ideale geradlinige Verlaul eingetragen, von dem der erzielte nur geringfügig abweicht.

ίο Mittels der Widerstände R 7 und Ä8 wird nun noch die Gleichstromkomponente im Ausgangssignal Vt durch Addition einer entgegengesetzt gerichteten eliminiert. Mittels des Widerstandes R 7 wird das A'isgangssignal des Operationsverstärkers A I (demoduliertes Signal mit Gleichstromkomponente) und mittels des Widerstandes /?8 das Ausgangssignal des Operationsverstärkers A 2 (gegenphasige Gleichstromkomponente ohn«. demoduliertes Signal) zum Ausgangssignal V₀ vereinigt.

Bisher war immer nur ein Zweig, mithin also auch nur eine Halbwelle zum Gewinnen des demodulierten Signals ausgenutzt worden, während der zweite Zweig nur der Sicherstellung eines bei beiden Halbwellen gleichen und definierten Eingangswiderstandes diente F i g. 7 zeigt nun eine Anordnung, bei der in Art einer Doppelwegschaltung in jedem Zweig jeweils aus einer Halbwelle ein demoduliertes Signal gewonnen und diese beiden Signale mittels eines Differenzverstärkers zu dem Ausgangssignal V₀ zusammengesetzt werden. Der hiermit verbundene erhöhte Aufwand bringt nicht nur die selbstverständliche Verdopplung der Ausgangsspan nung, es kann durch den Differenzverstärker DA auch noch eine erwünschte Nachverstärkung des demodu lierten Ausgangssignals erfolgen, wobei dessen Aus gangsquellwiderstand durch entsprechende bekannte Gegenkopplungsmaßnahmen abf jeden gewünschter Wert eingestellt werden kann.

Für Eingangsfrequenzen oberhalb des VHF-Bereich: ist es vorteilhaft, an Stelle von Spitzendioden Schottky

Dioden (Hot Carrier Diodes) zu verwenden. Be Verwendung solcher Dioden mit einer induktivitätsar men Gehäuseform und von Widerständen in Chip-Forrr als Widerstände R i und R 2 konnten erfindungsgemäße Hochfrequenzsignalgleichrichter für Frequenzen bi:

etwa 10 GHz erstellt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Vorverstärkerloser Gleichrichter für amplitudsnmoduiierte elektrische Hochfrequenzschwingun- gen mit einer ersten und einer zweiten vorgespannten Diode und einem ersten Operationsverstärker zur rückwirkungsfreien Auskopplung des gleichgerichteten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß die vorgespannten Dioden hochfrequenz- mäßig antiparallel an die spannungsführende Eingangsklemme angeschaltet sind, derart, daß die erste Diode (D 1) zur Gleichrichtung und die zweite Diode (D2) zum Aufrechterhalten des Eingangswiderstan des während der Sperrzeit der ernten Diode (Öl) dient, daß der Durchlaßwiderstand der beiden vorgespannten Dioden (Dl, D 2) durch je einen Serienwiderstand (Al, R 2) auf den Wert des gewünschten Eingangswiderstandes (Zi) ergänzt ist und daß zum Vorspannen der Dioden (Di, D2) eine Vorspannungsquelle (U) vorgesehen ist, deren Spannung (U) über den ersten Operationsverstärker (A 1) an die erste Diode (Dl) und über einen zweiten Operationsverstärker (A 2) mit Polarisationsumkehr an die zweite Diode (D 2) angelegt ist.

2. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß beide Dioden (Dl, D2) zur Gleichrichtung verwendet werden, daß die Spannung ( + U) einer Vorspannungsquelle (+U) über den ersten Operationsverstärker (A 1) an die erste Diode (Dl) angelegt ist, daß die Spannung (-U) einer weiteren Vorspannungsquelle (-U) über den zweiten Operationsverstärker (A 2) an die zweite Diode (D 2) angelegt ist und daß der zweite Operationsverstärker (A 2) ebenfalls zur rückwirkungsfreien Auskopplung des gleichgerichteten Signals verwendet ist

3. Gleichrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsquelle (U, + U, -U) aus der Reihenschaltung einer weiteren, den beiden Dioden (Dl, D2) typen- und wertgleichen Diode (D3, D13) mit einem den Serienwiderständen (Al, R2) wertgleichen Widerstand (R3, R13) gebildet ist, derart, daß diese Reihenschaltung (D3, A3 bzw. D13, R 13) von einem mit dem die beiden Dioden (Dl, D 2) durchfließenden Strömen gleichgroßen mittleren Strom durchflossen wird und daß dieser Strom durch einen Vorwiderstand (R 5 bzw. R 15) bestimmt ist (F i g. 4, F i g. 7).

4. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den nicht invertierenden Eingang (+) des einen Operationsverstärkers (A I) die Vorspannungsquelle (U) und an seinen invertierenden Eingang (-) die Anode der Diode Dl angeschlossen ist, derart, daß vom Ausgang des Operationsverstärkers (A X) auf seinen invertierenden Eingang (-) über ein Gegenkopplungsnetzwerk (GK.)eine starke Gegenkopplung erfolgt, derart, daß dem Ausgang dieses Operationsverstärkers (A 1) das demodulierte Signal entnehmbar ist (F i g. 3).

5. Gleichrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den nichtinvertierenden Eingang ( + ) jedes Operationsverstärkers (-4 1, A 2) eine der Vorspannungsquellen (+U, -U) und an den invertierenden Eingang (-) die Anode eine der beiden Dioden (Dl, D 2) angeschlossen ist, derart, daß vom Ausgang jedes Operationsverstärkers (A 1 bzw. A 2) auf seinen invertierenden Eingang ( —) über ein GegenkopplungsnetzwerkJOKi bzw. GK 2) eine starke Gegenkopplung erfolgt, daw die Ausgangssignale der beiden Operationsverstärker (A 1 A 2) an den Eingängen eines Differenzverstärker« W> anliegen, derart, daß dem Ausgang dieses Differenzverstärkers (DA) das demodulierte Signal entnehmbar ist (F ig. 7).

6 Gleichrichter nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Gegenkopplungsnetzwerk (GK bzw. GK1 und GK 2) aus der Reihenschaltung eines Widerstandes (A4, Ä14) mit einer weiteren den übrigen Dioden (D 1, D2, D3, D13) typen- und wertgleichen Diode (D4, D14) besteht (Fig.5,