DE2739035A1

DE2739035A1 - Oszillator

Info

Publication number: DE2739035A1
Application number: DE19772739035
Authority: DE
Inventors: Gerald Bernard Herzog
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-08-30
Filing date: 1977-08-30
Publication date: 1978-03-09
Also published as: FR2363224A1; JPS5330255A; IT1086347B; DE2739035B2; US4052673A; DE2739035C3

Description

RCA 70026/Lck

U.S.Ser.No. 718,802 / /O α U J 0

vom 3O.Auqust 1976

RCA Corporation, New York, N.Y.(V.St.A.)

Oszillator.

Die Erfindung betrifft einen in der Frequenz steuerbaren Oszillator, der ein Signal mit einer Frequenz erzeugt, die ein Vielfaches der Oszillatorfrequenz ist.

Für viele Anwendungen sind phasenstarre Regelschleifen günstig, da sie ein Ausgangssignal mit einer Frequenz liefern, dessen Genauigkeit und Stabilität hauptsächlich von einer Referenzfrequenz abhängt, mit welcher die Frequenz des Ausgangssignales über die phasenstarre Regelschleife synchronisiert ist. Außerdem läßt sich die Frequenz des Ausgangssignales ohne weiteres durch Änderung des Faktors steuern, mit welchem ein progranunierbarer Zähler zählt, der in der phasenstarren Regelschleife enthalten ist. Beispiele für phasenstarre Regelschleifen und ihre Anwendungen sind z.B. im RCA-Anwendungsbericht ICAN-6101, enthalten in dem von der RCA Corporation verlegten "RCA Solid State '74 Date Book SSD-203B", beschrieben.

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Aus den oben genannten Gründen hat man sich in jüngerer Zeit für die Anwendung phasenstarrer Regelschleifen z.B. bei der Steuerung der Frequenz eines Überlagerungsoszillator-Signales zur Abstimmung eines Radio- oder Fernsehempfängers und bei der Steuerung der Frequenz von Signalen, die zur Aussendung über einen Sender bestimmt sind, interessiert. Eine phasenstarre Regelschleife, die im Abstimmsystem eines Fernsehempfängers eingesetzt wird, ist beispielsweise in der am 14. November 1975 für Herrn J. G. N. Henderson hinterlegten US-Patentanmeldung Nr. 6 32 060 beschrieben.

In der Frequenz steuerbare, kurz steuerbare Oszillatoren beispielsweise für phasenstarre Regelschleifen zur Fernsehabstimmung sollten ein relativ hochfrequentes Überlagerungssignal erzeugen können, das beispielsweise in den Vereinigten Staaten eine Frequenz zwischen 101 und 931 MHz hat. Da programmierbare Zähler, die in phasenstarren Regelschleifen Anwendung finden können, nicht ohne weiteres relativ hochfrequente Signale, d.h. Signale mit einer Frequenz wesentlich über 20 MHz, verarbeiten können, enthält ein Abstimmsystem mit phasenstarrer Regelschleife im allgemeinen einen sehr schnellen Frequenzteiler oder Untersetzer, mit dem die Frequenz des Überlagerungsoszillator-Signales bzw. Überlagerungssignales herabgeteilt wird, bevor es zu einem in der phasenstarren Regelschleife enthaltenen programmierbaren Zähler gelangt. Unglücklicherweise sind diese sehr schnellen Untersetzer jedoch relativ komplex und daher ziemlich teuer.

Steuerbare Oszillatoren sind in vielen Abwandlungen bekannt. Ein in der US-PS 3 931 588 beschriebener steuerbarer Oszillator umfaßt eine ungerade Anzahl in Kaskade geschalteter

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Inverter-Stufen, die zu einer Ring-Konfiguration gekoppelt sind. Die Frequenz eines Ausgangssignales,
das am Ausgang irgendeiner Stufe abgenommen wird, läßt sich durch Veränderung einer Spannung steuern, die
einem gemeinsamen, mit jeder Stufe gekoppelten Steueranschluß zugeführt wird. In mancher Beziehung ähnliche steuerbare Oszillatoren sind aus der US-PS 3 428 913, der US-PS 3 553 484 und der US-PS 3 831 112 bekannt.
Leider sind bei diesen wegen der relativ hohen Uberlagerungsfrequenz separate Frequenzvervielfacher notwendig, wenn diese Oszillatoren für ein Fernseh-Abstimmsystem verwendet werden sollen.

Es sind Frequenzvervielfacher bekannt, bei denen eine
Schaltung mit einer Grundfrequenz kurzzeitig angeregt wird und dann gedämpfte, abklingende Nach-Schwingungen mit der Frequenz einer Harmonischen erzeugt. Es gibt
ferner Anordnungen, bei denen ein Signal auf eine Verzögerungseinrichtung gekoppelt wird, die verschiedene
verzögerte Signale abgibt. Die verzögerten Signale werden zur Erzeugung eines Signales aufsummiert, dessen
Frequenz ein Vielfaches der Frequenz des Signales ist, das auf die Verzögerungseinrichtung gekoppelt wurde.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen in der Frequenz steuerbaren Oszillator zu schaffen, der ein Signal relativ hoher Frequenz erzeugt und trotzdem in einer phasenstarren Regelschleife betrieben werden kann, die ohne komplexe Baugruppen auskommt.

Ausgehend von einem in der Frequenz steuerbaren Oszillator mit einer Anzahl von η-Stufen, die in einer Kaskaden-

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Konfiguration gekoppelt sind und zur Erzeugung mindestens eines ersten Signales mit der Frequenz f.. aufeinanderfolgend von einem ersten in einen zweiten Zustand umschalten, mit der gleichen Anzahl n, jeweils einer Stufe zugeordneter Stromzuführungen und mit einer Stromquelle ist diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß jede Stufe so ausgelegt ist, daß sie beim Umschalten von einem Zustand in den anderen Strom während einer Zeitspanne zieht, die kleiner als die Periode des ersten Signales ist, und daß zwischen jeder Stromzuführung und der Stromquelle eine Impedanz zur Bildung eines zweiten Signals liegt, das mindestens eine Komponente mit der Frequenz nf.. hat.

Der erfindungsgemässe Oszillator ist einerseits in der Frequenz steuerbar und stellt andererseits gleichzeitig einen Frequenzvervielfacher dar_t Er ist daher sehr günstig in einfach aufgebauten phasenstarren Regelschleifen z.B. eines Funkempfängers oder eines Senders einsetzbar. Hierbei wird das erste Signal mit der Frequenz f^ in der Regelschleife verwendet, während das zweite Signal, dessen Frequenz ein Mehrfaches der Frequenz des ersten Signales beträgt, als besonders hochfrequentes Nutzsignal, z.B. als Uberlagerungssignal dient.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung hat das zweite Signal auch eine Komponente mit der Frequenz 2nf.. Dann kann die Impedanz ein frequenzselektives Element aufweisen, das breitbandig auf eine der beiden Frequenz-Komponenten des zweiten Signales abgestimmt ist.

Gemäß einer weiteren, wichtigen Weiterbildung der Erfindung umfaßt die Kaskade-Konfiguration eine ungerade Anzahl Signal-Inverterstufen, die zu einer Ring-Anordnung gekoppelt sind, welche mit der Frequenz f₁ schwingt.

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Bei einer solchen schwingfähigen Ring -Anordnung ist es sehr günstig, wenn die Frequenz f.. erfindungsgemäß über die Speiseenergie gesteuert wird, welche der ungeraden Anzahl Inverterstufen zugeführt wird,,

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand von zwei schematisch dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Figur 1 - ein Block- und teilweise Detailschaltbild eines steuerbaren Oszillators, der in einer phasenstarren Regelschleife des Abstimmsystems eines Fernsehempfängers arbeitet,

Figur 2 - einen Signalplan zum Schaltbild nach Figur 1,

Figur 3 - ein Block- und teilweise Detailschaltbild eines steuerbaren Oszillators, der in einer phasenstarren Regelschleife zur Erzeugung eines Sendesignales arbeitet.

Gemäß Figur 1 umfaßt ein Fernsehempfänger 10, der zum Empfang eines modulierten HF-Fernseh-Trägers an eine Antenne 12 angeschlossen ist, eine HF-Stufe 14 zur Verstärkung und weiteren Verarbeitung des empfangenen Trägers. Das aus der HF-Stufe kommende HF-Signal wird in einer Mischstufe 16 mit einem Uberlagerungssignal kombiniert, das von einem Oszillator 18 stammt. In der Mischstufe entsteht dadurch ein ZF-Signal. Dieses ZF-Sginal wird in einer ZF-Stufe 20 verstärkt, gefiltert und weiter verarbeitet. Es gelangt von dort zu einer Signalverarbeitungsstufe 22, welche die Bild- und die Tonkomponente des ZF-Signales getrennt verarbeitet und mit diesen eine Bildröhre 24 zur Erzeugung des Bildes sowie einen Lautsprecher 26 zur Erzeugung des Tones ansteuert.

Die Frequenz des Uberlagerungssignales vom Oszillator 18 wird

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mittels eines Abstimmsystems 28 gesteuert, das im wesentlichen aus einer phasenstarren Regelschleife besteht. Das Abstimmsystem 28 umfaßt einen Referenzoszillator 30, bei dem es sich z.B. um einen Kristall-Oszillator handeln kann. Der Referenzoszillator erzeugt ein Signal, das eine genau und stabil eingehaltene Frequenz hat«. Das Ausgangssignal des Referenzoszillators 30 gelangt zu einem Teiler 32 mit dem Teilerfaktor R, bei dem es sich z.B. um einen Binärzähler handeln kann, der die Eingangs-Frequenz auf eine um den Faktor R kleinere Frequenz herabteilt.

Ein Signal, das in noch zu erläuternder Weise erzeugt wird und eine Frequenz hat, die um einen ungradzahligen Faktor kleiner als die Frequenz des Uberlagerungssignales für die Mischstufe 16 ist, gelangt über eine Verbindung 48 zu einem Teiler 36 mit dem Teilerfaktor N, der die Frequenz um den Teilerfaktor N herabteilt, wobei der Teilerfaktor nach Maßgabe des an einem Kanalwähler 38 eingestellten Kanales verändert wird. Der Teiler 36 kann beispielsweise einen programmierbaren Zähler umfassen, der pro Zyklus seines Ausgangssignales N-Zyklen seines Eingangssignales abzählt, wobei N durch BCD-Signale eingestellt wird, welche dem jeweils gewählten Kanal entsprechen.

Die Ausgangssignale der beiden Teiler 36 und 32 gelangen zu einem Phasendetektor 34, der ein Fehlersignal erzeugt, das dem Phasen- und Frequenz-Unterschied zwischen den beiden Eingangssignalen entspricht. Beispielsweise erzeugt der Phasendetektor 34 eine Serie von Impulsen, deren Dauer von der gegenseitigen Phasen- und Frequenz-Beziehung der Ausgangssignale der beiden Teiler 32 und 36 abhängt. Das Fehlersignal vom Phasendetektor 34 wird in einem Tiefpaßfilter 35 zur Herleitung einer Steuer-Gleichspannung für den Oszillator 18 gefiltert.

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Für die phasenstarre Regelschleife 28 sind die Komponenten der phasenstarren Regelschleife geeignet, die in dem erwähnten RCA-Anwendungsbericht ICAN 6101 beschrieben ist.

Der Überlagerungs-Oszillator 18 umfaßt eine ungerade Anzahl η in Kaskade geschalteter logischer Inverterstufen 40-1 bis 40-n, wobei der Ausgang der letzten Stufe 40-n über eine Rückkoppelungsstrecke 50 zum Eingang der ersten Stufe 40-1 rückgekoppelt ist, so daß eine schwing fähige Ring-Konfiguration entsteht. Obwohl der Übersichtlichkeit halber die Inverter 40-2 bis 40-n mit ihrem vereinfachten Logik-Schaltbild dargestellt wurden, sind sie in der gleichen Weise wie der Inverter 40-1 aufgebaut. Dieser umfaßt einen p-MOS-FET 41 (Metalloxyd-Feldeffekttransistor vom p-Kanal-Typ), der mit einem n-MOS-FET 4 3 zu einem komplementär symetrischen Metalloxyd-Halbleiter-Inverter (COS/ MOS) zusammengeschaltet ist, wie er in dem von RCA Corp., Solid State Division, Summerville, New Jersey, USA, verlegten "RCA COS/MOS Integrated Circuit Manual" beschrieben ist„ Parasitäre Kapazitäten 42-1 bis 42-n überbrücken jeweils die Ausgänge der Stufen 40-1, 40-2 bzw., 40-n.

Von einer positiven Speisespannungsquelle +V gelangt Speisestrom zu den zusammengeschalteten Speise-Stromzuführungen 48-1, 48-2 und 48-n der Stufen 40-1, 40-2 bzw. 40-n, und zwar über einen Resonanzkreis 46 und die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Transistors 44. Die zweiten Speise-Stromzuführungen der Inverter 40-1, 40-2 und 40-n sind gemeinsam an Masse angeschlossen. Der Transistor 44 ist als Emitterfolger geschaltet und mit seiner Basis über das Tiefpaßfilter 35 an den Ausgang des Phasendetektors 34 angeschlossen.

Es sei für den Betrieb der Anordnung vorläufig angenommen, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors 34 konstant ist.

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Dann schwingt die Ring-Konfiguration der Inverterstufen 40-1 bis 40-n mit einer Frequenz f.., die vom Übertragungsleitwert und der parasitären Kapazität jeder Stufe abhängt. Einzelheiten hierzu sind in der genannten US-PS 3 931 588 angegeben. Das am Ausgang einer bestimmten Stufe entstehende Signal ist gegenüber dem Signal am Ausgang der vorhergehenden Stufe um eine Zeitspanne verzögert, die der Signal-Laufzeit durch die betreffende Stufe entspricht. Da die den einzelnen Stufen eigenen Verzögerungen die Schwingungsfrequenz f. bestimmen, entspricht die einer bestimmten Stufe zugeordnete Verzögerung einer Phasenverschiebung von 180 /n bei der Schwingungs frequenz f.. (unter der Annahme, daß die Verzögerungen bzw. Laufzeiten aller Stufen gleich sind). Wenn η klein ist, arbeitet die Schaltung mit einer Frequenz, bei der sich ein derartiger Amplitudenphasengang einstellt, daß die Ausgangsspannung jeder Stufe angenähert sinusförmigen Verlauf hat. Bei großem n, z.B. η = 7,9,11 u.s.w., ergibt sich ein mehr rechteckförmiger Signalverlauf. In beiden Fällen jedoch umfaßt der in den Stromzuführungen 48-1, 48-2 und 48-n fließende Strom eine Serie von Impulsen kurzer Dauer, was noch genauer erläutert werden wird. Zwar ist der Ausgang der letzten Stufe 40-n auf den Phasendetektor 34 gekoppelt, jedoch könnte genauso gut auch das Ausgangssignal irgendeiner anderen Stufe, z.B. der Stufe 40-1 oder 40-2 stattdessen dem Phasendetektor 34 zugeführt sein.

Wenn der Ausgang jeder Stufe von einem Ausgangspegel auf den anderen nach Maßgabe des Ausgangssignales der vorhergehenden Stufe umschaltet, wird hierdurch eine Serie von Strom-Impulsen, nämlich Impulsen relativ kurzer Dauer, hervorgerufen, die in der Stromzuführung 48-1, 48-2 oder 48-n der jeweiligen Stufe fließen. Die in der Stromzuführung 48-1, 48-2 oder 48-n der Stufe fließende Strom-Impuls-Serie ist aus zwei Komponenten zusammengesetzt. Die erste Komponente umfaßt eine Serie von

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Strom-Impulsen, von denen jeder zu einem Zeitpunkt in der Stromzuführung der betreffenden Stufe hervorgerufen wird, an dem eine Strecke niedriger Impedanz zwischen der Stromzuführung der Stufe und Masse gebildet ist, weil der eine MOS-FET der Stufe gerade gesperrt wird, während der andere praktisch gleichzeitig durchschaltet. Die Strom-Impulse der ersten Komponente treten also auf, wenn der p-MOS-FET 41 der Stufe durchgeschaltet und ihr n-MOS-FET 43 gesperrt wird/und außerdem, wenn der n-MOS FET durchgeschaltet und der p-MOS-FET der Stufe gesperrt wird. Daher treten die Strom-Impulse der ersten Komponente mit einer Frequenz 2f₁ auf.

Die zweite Komponente umfaßt eine zweite Serie Strom-Impulse, von denen jeder auf den Stromstoß zurückgeht, den der an den Ausgang der betreffenden Stufe gekoppelte Kondensator zu seiner Aufladung über die Stromzuführung der Stufe jedesmal dann zieht, wenn der p-MOS -FET 41 der betreffenden Stufe gesperrt wird. Da der p-MOS -FET jeder Stufe nur während jedes zweiten Strom-Impulses der ersten Komponente durchgeschaltet wird, treten die Strom-Impulse der zweiten Komponente synchron mit jedem zweiten Strom-Impuls der ersten Komponente auf und haben daher die Frequenz f. . Die erste und zweite Komponente werden in der Stromzuführung der Stufe zu einem Signal summiert, das eine Serie von Impulsen relativ großer Amplitude und der Frequenz f, sowie eine Serie von Impulsen relativ kleiner Amplitude und ebenfalls der Frequenz f, umfaßt, wobei jedoch die Impulse kleinerer Amplitude jeweils zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen höherer Amplitude auftreten. Insgesamt hat daher das in der Stromzuführung jeder Stufe gebildete Signal zwei Komponenten mit den Frequenzen f, und 2f . Die in Figur 2 gezeigten Signalverläufe a, b und c geben den zeitlichen Verlauf der Signale wieder, die in den Stromzuführungen der drei Inverterstufen einer Ring-Konfiguration gebildet werden, bei der η gleich 3 ist.

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In der Impedanz-Strecke zwischen der Speisespannungsquelle V und den zusammengeschalteten Stromzuführungen der Stufen werden die in den einzelnen Stromzuführungen 40-1, 40-2, 40-n gebildeten Signale aufsummiert. Dies führt zur Bildung eines Signales am Kollektor des Transistors 44, dessen Frequenz f~ entweder das n- oder das 2n-fache (abhängig von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 46) der Frequenz f. der Ring-Konfiguration selber beträgt. Das am Kollektor des Transistors entstehende Signal relativ hoher Frequenz (nf^ oder 2nf^) wird als Uberlagerungssignal genutzt und deshalb über eine Leitung 52 der Mischstufe 16 zugeführt. In Figur 2 ist mit dem Signalverlauf d gezeigt, daß bei 3 Stufen die Frequenz des in der Strecke zwischen der Spannungsquelle und den zusammengeschalteten Stromzuführungen der Inverter gebildete Signal eine Frequenz hat, die dreimal so groß wie die eigentliche Frequenz f.

des ringförmigen Oszillators ist.

Da der Übertragungsleitwert jeder Stufe eine Funktion der Speisespannung ist, ist auch die Schwinungsfrequenz f. des Oszillators 18 eine Funktion der an den zusammengeschalteten Stromzuführungen der Inverterstufen 40-1, 40-2 und 40-n angelegten Spannung. Die Abhängigkeit der Schwingungsfrequenz eines Oszillators aus Feldeffekttransistoren in einer Komplementär-Konfiguration von der Speisespannung ist in der US-PS 3 725 822 als eine unerwünschte Eigenschaft beschrieben. Entsprechend ist auch das in der Frequenz vervielfachte Ausgangssignal, das in der Impedanz-Strecke, d.h. auf der Leitung 52 entsteht, bezüglich seiner Frequenz eine Funktion des Signales, mit welchem die zusammengeschalteten Stromzuführungen der Inverterstufen beaufschlagt werden.

Die Frequenz-Steuer-Charakteristik des Oszillators 18 wird für das Abstimmsystem 28 mit Vorteil genutzt. Die vom Phasen-

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detektor 34 in Verbindung mit dem Tiefpaßfilter 35 erzeugte Steuerspannung wird über den Emitterfolger-Transistor 44 auf die zusammengeschalteten Stromzuführungen 48-1 , 48-2 und 48-n gegeben. Um die richtige Arbeitsweise des Oszillators 18 sicherzustellen, sollte der niedrigste Wert der Steuerspannung zweckmässigerweise größer gewählt werden als die in der zitierten Veröffentlichung "COS/MOS Integrated Circuit Manual" definierte Schwellenspannung der Inverterstufen 40-1, 40-2 und 40-n. Die Steuerspannung wird so lange variiert, bis Phase und Frequenz der Ausgangssignale der Teiler 32 und 36 eine vorbestimmte gegenseitige Phasen- und Frequenz-Beziehung haben, z.B. praktisch gleich sind und dann die Schleife 28 phasenverriegelt bzw. phasenstarr geworden ist. Unter den dann erreichten Bedingungen ist die Beziehung zwischen der Frequenz f,_} des Überlagerungssignales und der Frequenz f_n des Referenzsignales vom Ausgang des Teilers 32 durch folgenden Ausdruck gegeben:

fy = f₂ = nNf_R (1)

f_u = f₂ = 2nNf_R (2)

abhängig davon, auf welche Frequenz der Resonanzkreis 46 abgestimmt ist.

Der Resonanzkreis 46 ist breitbandig auf eine Frequenz abgestimmt, die der Frequenz des Signales entspricht, das in der Impedanz-Strecke der Stromversorgung entsteht, wenn die zusammengeschalteten Stromzuführungen der Inverterstufen 40-1, 40-2 und 40-n über den Transistor 44 mit einer in der Bereichsmitte liegenden Nominal-Spannung beaufschlagt werden, so daß das Überlagerungssignal relativ frei von ungewünschten Frequenzkomponenten ist.

Es ist darauf hinzuweisen, daß zwar ein relativ hochfrequentes Überlagerungssignal mittels des Abstimmsystemes 28 zu-

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saiiimengesetzt wird, dies jedoch durch Synchronisation des relativ niedrigfrequenten Ausgangssignales des Oszillators 18 von dessen Stufe 40-n bewerkstelligt wird und nicht durch Herabteilen der hohen Uberlagerungsfreguenz mittels eines relativ komplexen und daher teuren Untersetzers, wie er üblicherweise in Abstimmsystemen mit phasenstarrer Regelschleife eingesetzt wird.

Eine dem Oszillator 18 gleichende Konfiguration aus drei CD4007 COS/MOS-integrierten Invertern der RCA Corporation lieferte eine Grund-Frequenz f.. von ungefähr 6,66 MHz bei Anlegen einer Steuerspannung von 7 Volt und von ungefähr 10 MHz bei einer Steuerspannung von 10 Volt. Dies entspricht der Abgabe einer vervielfachten Frequenz f„ von 20 bzw. 30 MHz.

Natürlich sind an der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung verschiedene Änderungen und Abwandlungen möglich. Zum Beispiel braucht nicht unbedingt ein Emitterfolger-Transistor 44 eingesetzt zu werden, obwohl er zweckmässig ist, weil er nicht nur als Element zur Kopplung der Steuerspannung zum Oszillator 18, sondern auch als ein Puffer zwischen dem Tiefpaßfilter 35 und dem Oszillator 18 dient. Wenn man den Transistor 44 weglassen und den Resonanzkreis 46 unmittelbar an die zusammengeschalteten Stromzuführungen der Inverterstufen 40-1, 40-2 und 40-n ankoppeln will, laßt sich die Steuerspannung beispielsweise an dem Anschluß anlegen, an dem gemäß Figur 1 die Speisespannungsquelle +V angeschlossen ist.Auch kann

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der Resonanzkreis 46 in die anderen Stromzuführungen der Stufen eingefügt sein, die an Masse angeschlossen sind. Weiterhin kann es zweckmässig sein, zusätzlich zu den parasitären Kapazitäten 42-1 bis 42-n einen diskreten Kondensator zwischen die Inverterstufen zu schalten, um die Laufzeit-Verzögerungen zwischen den aufeinander folgenden Stufen einander anzugleichen und so die Symmetrie und damit Frequenzreinheit

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des auf der Leitung 52 erhaltenen Signales zu verbessern. Weiterhin können statt der angegebenen COS/MOS-Inverterstufen andere Arten von Invertern zur Bildung des Oszillators 18 verwendet werden. Es kommen beispielsweise auch komplementäre SOS (Silizium oder Saphir)-Inverter in Frage. Darüberhinaus können auch andere Stufen-Arten eingesetzt werden, die sich so einstellen lassen, daß Strom-Impulse erzeugt werden, deren Dauer deutlich kleiner als die Periodendauer des Ausgangssignales der Ring-Konfiguration ist.

Schließlich ist auch daran gedacht, die Ausführungsform gemäß Figur 1 und ihre Abwandlungen nicht nur für Abstimmsysteme mit phasenstarrer Regelschleife, sondern auch für andere Anwendungen einzusetzen. Beispielsweise kann gemäß Figur 3 eine phasenstarre Regelschleife mit einem steuerbaren Oszillator gemäß der Erfindung zur Erzeugung eines frequenzmodulierten FM-Trägers eingesetzt werden, der über einen Sender abgestrahlt werden soll.

Gemäß Figur 3 umfaßt ein FM-Sender, bei dem es sich beispielsweise um den Sendeteil eines Sendeempfängers handelt, eine phasenstarre Regelschleife 228 für die Synthese der verschiedenen |den einzelnen Sendekanälen zugeordneten Nennfrequenzen des Trägers. Die Komponenten oder Baugruppen der phasenstarren Regelschleife 228 einschließlich eines steuerbaren Oszillators 218, die durch 200er Bezugszahlen identifiziert sind, gleichen den entsprechenden Komponenten der phasenstarren Regelschleife 28 des Abstimmsystems nach Figur 1 mit den entsprechenden zweistelligen Bezugszahlen ohne die vorgesetzte 2.

Wenn mittels eines Kanalwählers 238 ein bestimmter Sendekanal ausgewählt wird, gelangen entsprechende BCD-Signale zu einem Teiler 236 mit dem Teilerfaktor N und führen zur Verstellung

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/η

des Teilerfaktors N.Der durch eine Spannung steuerbare Oszillators 218 erzeugt nun auf der Leitung 252 ein Signal mit einer Frequenz, die nach Maßgabe der Steuer-Gleichspannung eingestellt wird, welche ein Tiefpaßfilter 235 der phasenstarren Regelschleife 228 abgibt. Abhängig davon, auf welche Frequenz ein Resonanzkreis 246 breitbandig abgestimmt ist, (nämlich entweder die Frequenz nf^ oder 2n2f. ), hat die Wechselkomponente des auf der Leitung 252 anstehenden Signales eine Nominalfrequenz, die entweder durch den Ausdruck (1) oder den Ausdruck (2) gegeben ist.

Weiterhin werden NF-Signale, die von einer Tonsignalquelle 312, beispielsweise einem Mikrofon, stammen, in einem NF-Verstärker 314 verstärkt und über einen Kondensator 316 kapazitiv auf eine Summierschaltung aus zwei Widerständen 318 und 320 gekoppelt. Die Summierschaltung kombiniert die verstärkten NF-Signale mit der Steuer-Gleichspannung. Dies führt dazu, daß das auf der Leitung 252 anstehende Signal nach Maßgabe der Toninformation im NF-Signal, ausgehend von der oben definierten Nominal-Frequenz, frequenzmoduliert ist. Dieses frequenzmodulierte Signal auf der Leitung 252 wird anschließend mittels eines Vorverstärkers 322 und eines Endverstärkers verstärkt und dann über eine Sendeantenne 326 ausgestrahlt.

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Claims

Ansprüche

In der Frequenz steurbarer Oszillator mit einer Anzahl von η Stufen, die in einer Kaskaden-Konfiguration gekoppelt sind und zur Erzeugung mindestens eines ersten Signales mit der Frequenz f. aufeinander folgend von einem ersten in einen zweiten Zustand umschalten, mit der gleichen Anzahl η,jeweils einer Stufe zugeordneter Stromzuführungen und mit einer Stromquelle, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (40) so ausgelegt, ist, daß sie beim Umschalten von einem Zustand in den anderen Strom während einer Zeitspanne zieht, die kleiner als die Periode des ersten Signales ist,und daß zwischen jeder Stromzuführung (48) und der Stromquelle +V eine

CC«

Impedanz (46) zur Bildung eines zweiten Signales liegt, das mindestens eine Komponente mit der Frequenz nf.. hat.

Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Signal eine Komponente mit der Frequenz 2nf.. hat.

Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe einen Signal-Inverter (40) umfaßt, daß die Anzahl η eine ungerade Zahl ist,und daß die Signal-Inverter in Kaskade zu einer Ring-Konfiguration zusammengeschaltet sind, die mit der ersten Frequenz fschwingt.

Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Signal-Inverter (40) Feldeffekttransistoren (41;43) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps umfaßt, die in einer Komplementär-Konfiguration gekoppelt sind.

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5. Oszillator nac:h Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch eine Steuereinrichtung (28) zur Erzeugung eines Steuersignales, mit welchem die Ring-Konfiguration (18) zur Steuerung der Frequenz des ersten Signales beaufschlagt wird.

6. Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (28) mit den Stromzuführungen (48) zur Steuerung der den Stufen (40) zugeführten Energie gekoppelt ist.

7. Oszillator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung durch eine phasenstarre Regelschleife (28) gebildet ist, die eine Quelle (30,32) für ein Signal mit einer Referenzfrequenz, eine Vergleichseinrichtung (34), die auf das Signal mit der Referenzfrequenz und das erste Signal anspricht und ein Fehlersignal erzeugt, welches die Phasen- und Frequenzbeziehung zwischen den beiden Signalen wiedergibt, sowie eine Einrichtung (35) zur Herleitung des Steuersignales aus dem Fehlersignal umfaßt.

8. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem zweiten Signal eine Stufe (16) beaufschlagt wird, welche das zweite Signal mit einem HF-Signal zur Bildung eines ZF-Signales kombiniert,

9. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem zweiten Signal ein Sender (322 - 326) beaufschlagt wird.

10. Oszillator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (228) eine Einrichtung (312 - 318)zur Steuerung der Amplitude des Steuersignales

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nach Maßgabe eines Information tragenden Signales umfaßt.

11. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (44,46) ein frequenzselektives Glied (46) umfaßt, das breitbandig auf eine der beiden Frequenzen (nf₁ oder (2nf₁) abgestimmt ist.

12. Oszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (44,46) zwischen dem frequenzselektiven Glied (46) und den Stromzuführungen (48) ein Pufferelement (44) umfaßt.

13. Oszillator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Pufferelement einen als Emitterfolger geschalteten Transistor (44) umfaßt, dessen Basis mit dem Steuersignal angesteuert wird.

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