DE3135351C2

DE3135351C2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals

Info

Publication number: DE3135351C2
Application number: DE3135351A
Authority: DE
Inventors: Godefridus Henricus 5621 Eindhoven Haenen; Gerrit Wolf
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-09-08
Filing date: 1981-09-07
Publication date: 1983-04-21
Also published as: AU7498081A; BE890250A; FR2490041B1; ES505202A0; DE3135351A1; GB2083721A; NL8005054A; ES8207397A1; GB2083721B; US4461999A; FR2490041A1; JPS5778214A

Abstract

Eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals mit einem Oszillator (3), der durch Synchronimpulse (S) unmittelbar synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen eines Synchronsignals der Wiederholungsfrequenz der Impulse entspricht. Bei einem Phasenunterschied zwischen dem sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal, der größer ist als ein vorbestimmter Wert, wird die Zufuhr von Synchronimpulsen gesperrt, und es wird eine Frequenzkorrekturschaltung (6) eingeschaltet, wodurch die Eigenfrequenz des Oszillators geändert wird. Wird der genannte Phasenunterschied kleiner als der vorbestimmte Wert, so wird die Frequenzkorrektur ausgeschaltet und die Synchronisation erfolgt.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals mit einem Hinlauf und einem Rücklauf, die einen Oszillator enthält, der durch einen Durchlaßschalter zuführbare Synchronimpulse mit nahezu konstanter Wiederholungsfrequenz direkt synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen eines Synchronsignals der genannten Wiederholungsfrequenz nahezu entspricht und beim Vorhandensein eines Synchronsignals auf einen Wert, der niedriger ist als die genannte Wiederholungsfrequenz, umschaltbar ist, wobei die direkte Synchronisation beim Auftritt eines Synchronimpulses in der Nähe eines maximalen Wertes des sägezahnförmigen Signals stattfindet.

Bei Synchronisationsschaltungen, beispielsweise zur Zeilensynchronisation in Fernsehempfängern, werden Phasenregelschleifen allgemein verwendet. Darin wird der Phasenunterschied zwischen dem von einem Oszillator erzeugten Bezugssignal und dem eintreffenden Synchronimpuls durch einen Phasendiskriminator ermittelt. Die Ausgangsspannung desselben wird geglättet, und die erhaltene Spannung regelt die Frequenz und/oder die Phase des Oszillators ständig nach, und zwar derart, daß der Phasenunterschied im Laufe der Zeit, während der sogenannten Einfangzeit, sehr klein wird. Ein derartiges Verfahren ist unter dem Namen »indirekte Synchronisation« bekannt. Dabei bekommt der Oszillator ständig ein Regelsignal zugeführt, während die Synchronimpulse den Oszillator niemals unmittelbar erreichen.

Bei niedrigen Frequenzen, beispielsweise bei der Teilbildfrequenz im Fernsehempfänger, wobei als die Wiederholungsfrequenz der Synchronimpulse 50 oder 60 Hz beträgt, wird im allgemeinen keine Phasenregelung angewandt. Ein Grund dafür ist, daß eine derartige Regelschaltung sich schwer verwirklichen läßt. Bei einer Teilbildfrequenz von 50 Hz muß ja die Regelspannung während mindestens 20 ms konstant bleiben. Außerdem

stellt es sich heraus, daß die fur eine gute Störungsunempfindlichkeit erforderliche äußerst lange Zeitkonstante des Glättungsfilters zu vielen störenden langsamen Erscheinungen führt. In der Praxis werden daher sogenannte »direkte Synchronisationsschaltungen« bevorzugt, wobei die Synchronimpulse unmittelbar dem Oszilator zum Synchronisieren desselben zugeführt werden.

In der niederländischen Patentanmeldung 78 11 597 der Anmelderin ist ein Sägezahngenerator beschrieben ι ο worden, de;· unmittelbar synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen von Synchronimpulsen der Nennwiederholungsfrequenz dieser Impulse nahezu entspricht Ein Vorteil dabei ist, daß das von der Schaltungsanordnung erzeugte Signal, beispielsweise zur Vertikalablenkung in einer Bildwiedergaberöhre in einem Fernsehempfänger, nominal eingestellt werden kann, d. h. auf die Frequenz der empfangenen Synchronimpulse, was beim Fehlen dieser Impulse ein einigermaßen stabiles Bild ergibt.

Die bekannte Schaltungsanordnung ist symmetrisch synchronisierbar, was bedeutet, daß Synchronisation möglich ist, wenn die Eigenfrequenz etwas höher oder etwas niedriger ist als die der Synchronimpulse. Eine geringe Abweichung gegenüber dem Nennwert kann ja infolge von Toleranzen oder von Temperatureffekten auftreten. Tritt also ein Synchronimpuls eine kurze Zeit vor oder nach dem Endzeitpunkt des Hinlaufes auf, der beim Fehlen von Synchronimpulsen erhalten worden wäre, so wird der Rücklauf unmittelbar eingeleitet. Dazu w ist die Eigenfrequenz des Oszillators auf einen Wert schaltbar, der niedriger ist als die Nennfrequenz. Tritt jedoch der Synchronimpuls eine längere Zeit vor dem genannten Zeitpunkt auf, so ist die Einfangzeit des Oszillators ziemlich lang, da die Phasenverschiebung J5 des Impulses gegenüber der Flanke der Sägezahnform infolge der fast gleichen Frequenzen sehr langsam variiert und da der Synchronimpuls wegen der gewünschten Störungsunempfindlichkeit auf den Oszillator keinen Einfluß hat, bevor der Impuls in der Nähe des Anfangszeitpunktes des Rücklaufes der freien Schwingung auftritt.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Signals zu schaffen, wobei der Oszillator im Freilaufzustand eine Eigenfrequenz hat, die der Nennwiederholungsfrequenz der Synchronimpulse nahezu entspricht und die durch diese Impulse symmetrisch synchronisierbar ist, während die Einfangzeit unter allen Umständen wesentlich kurzer ist als die der bekannten Schaltungsanordnung. Dazu ist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung gekennzeichnet durch eine Phasenvergleichsstufe zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal und zum bei einem Phasenunterschied, ■">·> der größer ist als ein vorbestimmter Wert, Sperren des Durchlaßschalters und zum Einschalten einer Frequenzkorrekturschaltung zum Ändern der Eigenfrequenz des Oszillators, welche Phasenvergleichsstufe bei einem Phasenunterschied, der kleiner ist als der genannte μ vorbestimmte Wert, die Frequenzkorrektur ausschaltet und den Durchlaßschalter leitend macht.

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird zunächst die Frequenz geändert, damit der Phasenunterschied kleiner gemacht wird, wonach die symmetrische Synchronisation auf bekannte Weise erfolgt. Tritt in den eintreffenden Synchronimpulsen eine Änderung auf, so tritt unmittelbar, d. h. ohne Schwungradwirkung, eine entsprechende Änderung in öer Frequenzkorrektur auf. Es sei bemerkt, daß die DE-PS 9 73 223 einen Oszillator beschreibt, der bei Nichtkoinzidenz zwischen dem Oszillator- und dem Synchronsignal von einer modulierenden niederfrequenten Queiie frequenzmoduliert wird und zwar mit einem Hub, der mindestens den ganzen Haltebereich umfaßL Diese Korrektur erfordert eine zusätzliche Quelle und weist den Nachteil auf, daß die Frequenz des Oszillators beim Fehlen von Synchronimpulsen ständig schwankt, während der erfindungsgemäße Oszillator in diesem Fall die Nennfrequenz hat.

Vorzugsweise ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gekennzeichnet durch eine Verringerung der Eigenfrequenz des Oszillators beim Auftritt eines Synchronimpulses im ersten Teil der Hinlaufzeit und durch eine Erhöhung der genannten Eigenfrequenz beim Auftritt eines Synchronimpulses in dem übrigen, zweiten Teil der Hinlaufzeit.

Dazu ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gekennzeichnet durch eine Halbwertschwellenschaltung zum Erzeugen eines Signals mit einer Flanke zu dem Zeitpunkt in der Hinlaufzeit, wo das sägezahnförmige Signal den Wert annimmt, der der Hälfte der Amplitude desselben nahezu entspricht, wobei der erste Teil der Hinlaufzeit vor dem genannten Zeitpunkt und der zweite Teil nach demselben liegt.

In einer bevorzugten Ausführungsform weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß die Phasenvergleichsstufe einen ersten Phasendiskriminator zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal sowie zum Einschalten der Frequenzkorrekturschaltung und einen zweiten Phasendiskriminator zum Vergleichen des genannten Phasenunterschiedes mit dem vorbestimmten Wert und zum Ausschalten der Phasenkorrektur und zum in den leitenden Zustand bringen des Durchlaßschalters aufweist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 2 eine detaillierte Ausführungsform einer Phasenvergleichsstufe und einer Frequenzkorrekturschaltung, die einen Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bilden können,

Fi g. 3 und 4 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig.2 beim Fehlen einer Frequenzkorrektur auftreten könnten,

Fi g. 5 und 6 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 beim Vorhandensein einer Frequenzkorrektur auftreten.

In F i g. 1 ist 1 ein Phasendiskriminator, der über einen nachher zu beschreibenden Schalter 10 an einer Eingangsklemme Vertikal-Synchronimpulse 5, die von einem nicht dargestellten Amplitudensieb iierrühren, zugeführt bekommt. Einer anderen Klemme des Diskriminators 1 wird eine Reihe von Impulsen / zugeführt, die von einem Impulsgenerator 2 erzeugt werden. Durch 3 wird ein Sägezahnoszillator bezeichnet. Der Oszillator 3 erzeugt eine periodische sägezahnförmige Spannung, die wenigstens in der Hinlaufzeit nahezu linear verläuft und in nicht dargestellten Stufen auf bekannte Weise zur Ablenkung in der Vertikal-Richtung eines oder mehrerer Elektronenstrahlen in einer Bildwiedergaberöhre verarbeitet

wird. Diese sägezahnförmige Spannung wird auch dem Generator 2 zugeführt, in dem die Sägezahnform in eine Impulsform umgewandelt wird, wobei eine der Flanken der Impulsform zu einem bestimmten Zeitpunkt der Periode der Sägezahnform auftritt, beispielsweise zu ' dem Zeitpunkt, daß der Rücklauf des Sägezahns eingeleitet wird.

Die Frequenz des Sägezahnes und daher die der Impulse /weicht nur wenig von der Vertikal-Frequenz ab. An der Ausgangsklemme des Phasendiskriminators κ 1 gibt es einen Impuls Q, dessen Vorderflanke mit der Vorderflanke des Impulses / zusammenfällt, während die Rückflanke derselben mit der Vorderflanke des Impulses S zusammenfällt. Dabei wird einfachheitshalber die Dauer der jeweiligen Flanken als unendlich kurz vorausgesetzt. Die Datier des impulses Q ist also ein Maß für den Phasenunterschied zwischen den Impulsen Sund /.

Die von dem Oszillator 3 erzeugte sägezahnförmige Spannung wird auch einer Halbwertschwellenschaltung 4 zugeführt; dadurch wird ein Signal A erzeugt, das eine Flanke aufweist, nahezu zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit, d. h. etwa zu dem Zeitpunkt in der Hinlaufzeit, wo die sägezahnförmige Spannung den Wert annimmt, der die Hälfte der Amplitude ist. Dies is gilt für den Fall, daß der Oszillator 3 im Freilaufzustand ist und kein Frequenzkorrektursignal zugeführt bekommt. Das Signal A sowie der Impuls ζ) werden einem zweiten Phasendiskriminator 5 zugeführt, dessen Ausgangssignal T einer Frequenzkorrekturschaltung 6 zugeführt wird.

Der Oszillator 3 ist derart eingestellt, daß die Eigenfrequenz desselben, d. h. in dem Freilaufzustand, in dem keine Synchronimpulse zugeführt werden, der Nennwiederholungsfrequenz der Synchronimpulse ent- J5 spricht, in diesem Beispiel der Vertikal-Frequenz entsprechend der Fernsehnorm für die der Fernsehempfänger, von dem die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 einen Teil bildet, geeignet ist. Es kann jedoch passieren, beispielsweise durch Toleranzen oder durch Temperatureinflüsse, daß die beiden Frequenzen einigermaßen ungleich sind. Außerdem ist bei gleichen Frequenzen der Phasenunterschied zwischen dem Sägezahn und den Synchronimpulsen im allgemeinen nicht Null, beispielsweise beim Einschalten des Empfängers oder beim Umschalten von dem einen auf einen anderen Sender. Ist dieser Phasenunterschied wohl Null, so entsteht an der Ausgangsklemme des Phasendiskriminators 1 kein Signal. Der Phasendiskriminator 5 liefert ebenfalls kein Signal und die Eigenfrequenz des Oszillators wird nicht geändert. Beim Fehlen von Synchronimpulsen liefern die Phoscndiskrirr.ir.atorer. 1 und 5 auch kein Signal, und der Oszillator 3 schwingt auf der Nennfrequenz frei.

Ist der genannte Phasenunterschied nicht Null, d. h., fällt der Anfang des Rücklaufes mit dem Synchronimpuls nicht zusammen, so bekommt die Frequenzkorrekturschaltung 6 einen Impuls T zugeführt, während Impulse S den Oszillator 3 nicht erreichen. Die Schaltung 6 beeinflußt die Eigenfrequenz des Oszillators 3. Tritt der Impuls S in dem ersten Teil, vor der Flanke des Signals A, der Hinlaufzeit des Sägezahnes auf, so wird die Eigenfrequenz des Oszillators 3 verringert. Dies bedeutet, daß die Periode langer wird, d. h., der nächste Rücklauf tritt später auf als sonst der Fall wäre, so daß das Zeitintervall zwischen diesem Rücklauf und dem folgenden Synchronimpuls kürzer ist. Dadurch wird der von dem Phasendiskriminator 1 während der nachfolgenden Hinlaufzeit gemessene Phasenunterschied kleiner. Gegenüber dem Sägezahn wird der Synchronimpuls gleichsam nach vorn geschoben, während das wiedergegebene Bild nach oben verschiebt.

> Tritt nun der Impuls S in dem zweiten Teil, nach der Flanke des Signals A, der Hinlaufzeit des Sägezahnes auf, so wird die Eigenfrequenz des Oszillators 3 durch die Schaltung 6 erhöht. Dies bedeutet, daß die Periode kurzer wird, d. h. der nächste Rücklauf tritt früher auf, als sonst der Fall wäre, so daß das Zeitintervall zwischen dem Synchronimpuls und diesem Rücklauf kürzer ist. Dadurch wird der von dem Phasendiskriminator 1 während der nachfolgenden Hinlaufzeit gemessene Phasenunterschied kleiner. Gegenüber dem Sägezahn wird der Synchronimpuls gleichsam nach hinten verschoben, wahrend das wiedergegebene Bild sich nach unten verschiebt.

Aus dem obenstehenden geht hervor, daß der Phasenunterschied zwischen dem Sägezahn und den Synchronimpulsen immer kleiner wird. Dabei wird über die kürzeste Strecke die Phase des Oszillators zu der Phase der Impulse schneller geschoben als in dem Fall, wo diese Verschiebung nur in einer Richtung stattfand. Die beschriebene Frequenzkorrektur bleibt wirksam, bis der Phasenunterschied zwischen dem Oszillator und den Impulsen kleiner wird als ein vorbestimmter Wert. Dazu werden Impulse S und Impulse / einer Koinzidenzstufe 7 zugeführt. Ist der genannte Phasenunterschied so klein geworden, daß ein Impuls Sund ein Impuls / wenigstens teilweise gleichzeitig auftreten, so entsteht an einer Ausgangsklemme der Stufe 7 ein Signal, das einen steuerbaren Durchlaßschalter 8 leitend macht. Unter diesen Umständen bietet der Schalter 8 den Impulsen S einen Weg, wodurch diese einer Triggerschaltung 9 zugeführt werden, die jeweils dem Oszillator 3 einen Triggerimpuls zuführt. Das Ausgangssignal der Koinzidenzstufe 7 wird auch der Frequenzkorrekturschaltung 6 oder der Zufuhrleitung derselben zu dem Oszillator 3 zugeführt mit der Folge, daß die Frequenzkorrektur ausgeschaltet wird. Bevor Koinzidenz in der Stufe 7 stattfand, war die Eigenfrequenz des Oszillators 3 nahe bei der der Synchronimpulse und näherte dem Sollwert, entweder von oben oder von unten. Zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter 8 ein Synchronsignal weiterleitet, wird die Frequenz des Oszillators 3 beispielsweise auf die in der niederländischen Patentanmeldung 78 11 597 beschriebene Art und Weise auf einen Wert umgeschaltet, der niedriger ist als die Nennfrequenz. Unmittelbare Synchronisation durch die Synchronimpulse erfolgt, d.h., der Rücklauf des Sägezahnes wird zu dem Zeitpunkt eingeleitet, wo ein Synchronimpuls auftritt. Nun sind die Frequenz und die Phase der erzeugten Sägezahnform der Frequenz und der Phase dieser Impulse nahezu identisch.

Es dürfte einleuchten, daß die Einfangszeit des Oszillators noch kürzer sein wird, als es mit einer Koinzidenzstufe der Fall ist, wenn für den Phasenunterschied, für den die Frequenzkorrektur ausgeschaltet wird, ein größerer Wert gewählt wird, während direkte Synchronisation stattfindet. Dazu wird die Koinzidenzstufe 7 durch einen Phasendiskriminator ersetzt, der ein Signal abgibt, wenn der darin ermittelte Phasenunterschied einen vorbestimmten Wert unterscheidet. Auch kann die Stufe 7 fortfallen, wenn diese Aufgabe durch den Phasendiskriminator 1 erfüllt wird.

Die detaillierte Schaltungsanordnung nach F i g. 2 ist zu einem großen Teil mit Hilfe logischer Schaltungen und Operationsverstärker ausgebildet und eignet sich

deswegen zur Integration. F i g. 3a und 4a zeigen den Verlauf als Funktion der Zeit der von dem Oszillator 3 erzeugten Sägezahnform. Dabei ist die Rücklaufzeit als unendlich kurz vorausgesetzt. Der Impulsgenerator 2 weist einen Differenzverstärker 21 an der nicht umkehrenden Eingangsklemme auf, der die Sägezahnform zugeführt wird, während die umkehrende Eingangsklemme an einer Gleichspannung liegt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 21 ist der Impuls /. Die Vorderflanke fällt mit dem Rücklauf der Sägezahnform zusammen, und die Rückflanke tritt zu einem Zeitpunkt auf, der von der genannten Gleichspannung abhängig ist. Gewünschtenfalls kann der Impuls / nicht von der von dem Oszillator 3 erzeugten Sägezahnform abgeleitet werden, jedoch von einer der nicht dargestellten Stufen herrühren, beispielsweise von dem Teilbildausgangsverstärker, an den eine Vertikal-Ablenkspule angeschlossen ist, die mit dem Oszillator 3 gekoppelt sind.

Die Halbwertwellenschaltung 4 enthält ebenfalls einen Differenzverstärker 41, dessen nicht-umkehrender Eingangskiemme die Sägezahnform des Oszillators 3 zugeführt wird, während die umkehrende Eingangsklemme an einer Gleichspannung liegt. Diese Gleichspannung wird mit Hilfe eines Widerstandsspannungsteilers 42, 43 auf einen Wert eingestellt, der der Hälfte der Amplitude des Sägezahnes in dem nicht synchronisierten und nicht korrigierten Zustand des Oszillators 3 nahezu entspricht. Herrscht dieser Zustand, so ist das Ausgangssignal A des Verstärkers 41 eine in Fig. 3b und Fig.4b angegebene symmetrische blockförmige Spannung mit einer Flanke zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit. Herrscht dieser Zustand nicht, so tritt diese Flanke vor oder nach diesem Zeitpunkt auf. Das Signal A wird einer durch ein NICHT-UND-Tor ausgebildeten^ Umkehrstufe 44 zugeführt, deren Ausgangssignal A einer /K-Flip-Flop-Schaltung 45 zugeführt wird, die ein blockförmiges Signal P mit der halben Teilbildfrequenz (siehe F i g. 3e und 4e) liefert.

F i g. 3c zeigt die Synchronimpulse S in dem Fall, wo der Auftritt derselben in dem ersten Teil der Hinlaufzeit erfolgt, während F i g. 4c für den Fall des zweiten Teils der Hinlauf zeit gilt. Der Phasendiskriminator 1 enthält zwei als NICHT-UND-Tore ausgebildete Umkehrstufen 11 und 12 zum Zuführen von Impulsen 5 zu der Rücklaufeingangsklemme Cd einer /K-Flip-Flop-Schaltung 13 und zwei ebenfalls als NICHT-UND-Tore ausgebildete Umkehrstufen 14 und 15 zum Zuführen von Impulsen / zu der Taktimpulseingangsklemme CP der Flip-Flop-Schaltung 13. Die JK- und Aü-Eingangsklemmen der Flip-Flop-Schaltung 14 liegen an der positiven Speisespannung, während die Stelleingangsklemme Sd derselben an Masse liegt. Unter diesen Umständen hat das Ausgangssignal Q der Flip-Flop-Schaltung 13 eine abfallende Flanke jeweils wenn die Vorderflanke des Impulses 5 auftritt, während eine ansteigende Flanke mit dem Rücklauf zusammenfällt F i g. 3d zeigt das Signal Q in dem Fall, wo der Impuls S in dem ersten Teil der Hinlaufzeit auftritt, während F i g. 4d das Signal Q zeigt in dem Fall des zweiten Teils der Hinlaufzeit

Der Phasendiskriminator_5 enthält ein NICHT-UND-Tor 51, das das Signal Q der Flip-Flop-Schaltung 13, das Ausgangssignal A des Tores 44 und das Signal P aus F i g. 3e und 4e zugeführt bekommt, während eine vierte Ausgangsklemme an der Speisespannung liegt Der Phasendiskriminator 5 enthält ein weiteres NICHT-UND-Tor 52, das das Signal Q, das Signal A, das andere Ausgangssignal P eier Flip-Flop-Schaltung 45 und das Ausgangssignal / des Tores 14 zugeführt bekommt. Die Ausgangsklemmen der Tore 51 und 52 sind mit zwei NICHT-UND-Toren 53 und 54 verbunden, die eine Flip-Flop-Schaltung bilden. Es ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal Tdes Tores 53 in dem Fall, wo der Impuls Sin dem ersten Teil der Hinlaufzeit auftritt, eine ansteigende Flanke hat (siehe F i g. 3f), die mit der abfallenden Flanke des Signals Q zusammenfällt. Im anderen Fall hat das Signal T eine abfallende Flanke (siehe F i g. 4f) in der Mitte einer Hinlaufzeit.

Die Frequenzkorrekturschaltung 6 enthält ein NICHT-LIND-Tor 61, das Signale T und Q sowie das Signal Ά zugeführt bekommt, und ein weheres NICHT-UND-Tor 62, das das Ausgangssignal T des Tores 54 und das Signal Q sowie das Signal A zugeführt bekommt. Außerdem liegt eine vierte Ausgangsklemme des Tores 61 bzw. 62 an der Speisespannung. Die Ausgangsklemme des Tores 61 ist mit der Basis eines pnp-Transistors 63 und die Ausgangsklemme des Tores 62 ist über eine als NICHT-UND-Tor ausgebildete Umkehrstufe 64 mit der Basis eines npn-Transistors 65 verbunden. Der Emitter des Transistors 63 liegt über einen Widerstand 66 an der positiven Speisespannung während der Emitter des Transistors 65 über einen Widerstand 67 an einer negativen Spannung liegt. Die Kollektorelektroden der beiden Transistoren sind miteinander verbunden. Der Oszillator 3 ist auf bekannte Weise mittels einer auf schematische Weise dargestellten konstanten Stromquelle 31, die einen durch einen Widerstand 33 überbrückten Kondensator 32 während der Hinlaufzeit entlädt, gebildet. Der Verbindungspunkt der Elemente 31, 32 und 33 ist mit der nicht umkehrenden Eingangsklemme des Verstärkers 21 bzw. 41 und über einen Schalter 68 mit dem Kollektor des Transistors 63 bzw. 65 verbunden.

Fällt der Synchronimpuls in den ersten Teil der Hinlaufzeit, so ist das Ausgangssignal des Tores 64 eine logische 0. Das Ausgangssignal des Tores 61 ist eine logische 1 außer während der Hinlaufzeiten, die nach dem Auftritt des ersten Impulses S stattfinden, und zwar in dem Intervall, das in dem ersten Teil der Hinlaufzeit vor dem Auftritt des Impulses S liegt, wo das Ausgangssignal eine logische 0 ist (Fig.3g). Unter diesen Umständen bleibt der Transistor 65 gesperrt, während der Transistor 61 nur während der genannten Intervalle leitend ist in den über den leitenden Schalter 68 dem Kondensator 32 ein konstanter Strom zugeführt wird. Das Entladen desselben erfolgt daher langsamer.

In F i g. 3 und 4 sind die Wellenformen beim Fehlen einer Korrektur dargestellt In Fig.5a zeigt die gestrichelte Linie die ungeänderte Sägezahnform des Oszillators 3, während die gezogene Linie die Sägezahnform bei Frequenzkorrektur durch die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 darstellt. F i g. 5b zeigt die als unendlich kurz vorausgesetzten Synchronimpulse und F i g. 5c die Stromstöße des Transistors 63. F i g. 5a zeigt daß die Neigung der abfallenden Flanke des Sägezahnes infolge des von dem Transistor 63 abgegebenen Stromes vor dem Auftritt des Synchronimpulses kleiner ist als nachher. Nach dem impuls ist die Neigung der des gestrichelten Sägezahnes gleich. Aus Fig.5a geht hervor, daß die Hinlaufzeit durch die Korrektur länger dauert d.h. die Frequenz wird verringert. Weil der Phasenunterschied zwischen der in der Figur als unendlich kurz vorausgesetzten Rücklaufzeit und dem Synchronimpuls immer kleiner wird, ist die Dauer der Leitungszeit des Transistors 63 (siehe

F i g. 5c) jeweils kürzer. Nachdem ein Minimum erreicht ist, nimmt die Frequenz wieder zu und nähen von unten dem Sollwert.

Nach einer Anzahl Perioden wird der Phasenunterschied sehr klein, während die Frequenz der Wiederholungsfrequenz der Synchronimpulse fast entsprechend geworden ist. Die in Fig. 2 nicht dargestellte Koinzidenzstufe 7 ist auf bekannte Weise, beispielsweise mittels eines UND-Tores, ausgebildet. Zu dem Zeitpunkt, wo darin zwischen den Impulsen S und den Impulsen T Koinzidenz ermittelt wird, wird der in F i g. 2 nur auf schematische Weise dargestellte Schalter 68 durch die Stufe 7 gesperrt. Gleichzeitig werden die Stufen 8 und 9 eingeschalte», und der Oszillator 3 wird symmetrisch synchronisiert. Dieser Teil der Schaltungsanordnung nach I i g. 1 kann auf bekannte Weise ausgebildet werden und ist in Fig. 2 daher nicht dargestellt.

In dem Fall, wo der Synchronimpuls in den zweiten Teil der Hinlaufzeit fällt, ist das Ausgangssignal des Tores 61 von der zweiten Hinlaufzeit an, die nach dem Auftritt des ersten Impulses Sstattfindet, eine logische 1. Das Ausgangssignal des Tores 64 ist dann eine logische 0 außer in dem zweiten Teil der Hinlaufzeit nach dem Auftreten des Impulses S, wo es eine logische 1 ist (F i g. 4g). Unter diesen Umständen bleibt der Transistor 63 gesperrt, während der Transistor 65 nur während der genannten Intervalle leitend ist, ι . den ein konstanter Strom vom Kondensator 32 abgenommen wird. Das Entladen desselben erfolgt daher schneller.

Auf entsprechende Weise wie in Fig. 5a, 5b und 5c wird in Fig. 6a die Sägezahnform für den Fall des zweiten Teils der Hinlaufzeit dargestellt, während F i g. 6b die Synchronimpulse und F i g. 6c die Stromstöße des Transistors 65 darstellt. Die Neigung der abfallenden Flanke des Sägezahns aus F i g. 6a ist infolge des dem Transistor 65 zugeführten Stromes nach dem Auftritt eines Synchronimpulses größer als vorher, wo die Neigung der des nicht korrigierten Sägezahnes entspricht. Durch die Korrektur wird die Hinlaufzeit kürzer, d. h. die Frequenz wird erhöht. Aus F i g. 6c geht hervor, daß die Dauer der Leitungszeit des Transistors 65 jeweils kürzer ist. Nachdem ein Maximum erreicht ist, nimmt die Frequenz wieder ab und nähert von oben dem Sollwert, wonach die symmetrische Synchronisation auf die obenstehend beschriebene Art und Weise erfolgt.

Aus F i g. 3 und 4 geht hervor, daß die Frequenzkorrektur nicht unmittelbar stattfindet. Um zu vermeiden, daß Störeffekte in der Zwischenzeit auftreten, kann es vorteilhaft sein, in die Leitung zwischen dem Diskriminator 5 und der Schaltung 6 ein Verzögerungselement auizune!nii-.;n. Dadurch wird das Ausgaiigisignäi des Diskriminators 5 erst nach mindestens anderthalb Perioden, nachdem das Signal Q ungleich Null geworden ist, der Schaltung 6 zugeführt. Diese Zeit entspricht der Zeit bis zu dem Auftritt der Flanke in F i g. 4b, die der nach F i g. 4f unmittelbar vorhergeht.

Bekommt die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 keinen Synchronimpuls S zugeführt, so wird das Signal ζ) der Flip-Flop-Schaltung 13 eine logische 1, während das Signal Q eine logische 0 wird. Dadurch bleiben die Transistoren 63 und 65 gesperrt, und der Oszillator 3 wird nicht korrigiert.

Mit der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 erfolgt die Korrektur, und zwar dadurch, daß einer der genannten ^r> Transistoren während eines Teils der Zeit leitend ist. Es dürfte einleuchten, daß die Schaltungsanordnung derart ausgebildet werden kann, daß der betreffende Transistor jeweils während eines längeren Zeitintervalls oder sogar während der ganzen Hinlaufzeit leitend ist,

in wodurch das Einfangen etwas schneller erfolgt. Im letzteren Fall entsteht der in Fig. 5a und 6a sichtbare Knick nicht und der Oszillator 3 hat während der ganzen Einfangzeit eine konstante Frequenz mit einem Frequenzsprung von bzw. zu der Nennfrequenz am

π Anfang und am Ende der genannten Zeit. Wegen des genannten Knicks kann es erwünscht sein, das Ausgangssignal des Oszillators 3 zum Synchronisieren eines zweiten Sägezahngenerators zu benutzen. Übrigens entsteht ein Knick nicht, wenn die Frequenzkor-

-'<> rektur auf andere bekannte Art und Weise als durch Einschalten einer Stromquelle erfolgt. Alle beschriebenen Abwandlungen weisen in der Praxis Vor- und Nachteile auf.

Ein Nachteil der beschriebenen Schaltungsanordnung könnte liegen in der Tatsache, daß Synchronimpulse, die zu einem beliebigen Zeitpunkt während der Hinlaufzeit auftreten, auf die Eigenfrequenz des Oszillators einen Einfluß haben können. Dadurch wird die Störungsempfindlichkeit vergrößert. Dieser Nachteil tritt nidht auf, wenn eine Tonaustastschaltung (muting circuit) benutzt wird. Mit einer derartigen Schaltungsanordnung wird erreicht, daß, wenn der Fernsehempfänger kein oder ein sehr schwaches Sendersignal empfängt, ein Abtastsignal erzeugt wird, das den Tonkanal austastet. Dasselbe Austastsignai kann auch das Amplitudensieb, das dem Phasendiskriminator 1 in F i g. 1 hervorgeht, austasten. Es kann auch einem Durchlaßschalter 10 zugeführt werden zum Sperren der Zuführungsleitung der Synchronimpulse. 5 zu den Elementen 1,7,8 aus F i g. 1.

In diesem Fall können in die Schaltungsanordnung keine Störungen eindringen, und der Oszillator 3 schwingt mit der Nennfrequenz.

Wird ein gutes Fernsehsignal empfangen, so wird das Austastsignal nicht erzeugt Der Tonkanal wird wirksam, während der Schalter 10 leitend gemacht wird. Eine noch bessere Störungsunempfindlichkeit wird erreicht, wenn die Impulse Swenigstens beim Einfangen nicht von einem Sender, sondern von einer Teilerschaltung herrühren, die die Teilbildfrequenz auf bekannte Weise von der Zeilenfrequenz ableitet

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 bzw. 2 kann dadurch vereinfacht werden, daß auf die Schaltung 4 ufid den Diskriminator 5 verzichtet wird, so daß keine Messung der Phase gegenüber dem der Hälfte der Amplitude entsprechenden Zeitpunkten erfolgt In diesem Fall gilt nur eine der F i g. 5 und 6, d. h., die Eigenfrequenz nähert beim Einfangen dem Nennwert jeweils in derselben Richtung, und zwar entweder von oben oder von unten. Diese Vereinfachung wird selbstverständlich auf Kosten einer Verlängerung der Einfangzeit — wenigstens unter bestimmten Umständen — erhalten.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals mit einem Hinlauf und einem Rücklauf, mit einem Oszillator, der durch über einen Durchlaßschalter zuführbare Synchronimpulse mit nahezu konstanter Wiederholungsfrequenz direkt synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen eines Synchronsignals der genannten Wiederholungsfrequenz nahezu entspricht und beim Vorhandensein eines Synchronsignals auf einen Wert, der niedriger ist als die genannte Wiederholungsfrequenz, umschaltbar ist, wobei die direkte Synchronisation beim Auftritt eines Synchronimpulses in der Nähe eines maximalen Wertes des sägezahnförmigen Signals stattfindet, gekennzeichnet durch eine Fhasenvergleichsstufe (1, 7) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal (5^ und zum bei einem Phasenunterschied, der größer ist als ein vorbestimmter Wert, Sperren des Durchlaßschalters (8) und zum Einschalten einer Frequenzkorrekturschaltung (6) zum Ändern der Eigenfrequenz des Oszillators (3), welche Phasenvergleichsstufe (1, 7) bei einem Phasenunterschied, der kleiner ist als der genannte vorbestimmte Wert, die Frequenzkorrektur ausschaltet und den Durchlaßschalter (8) leitend macht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Verringerung der Eigenfrequenz des Oszillators (3) beim Auftritt eines Synchronimpulses in einem ersten Tei! der Hinlaufzeit und durch eine Erhöhung der genannten Eigenfrequenz beim Auftritt eines Synchronimpulses in dem übrigen, zweiten Teil der Hinlaufzeit.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Halbwcrtschwellenschaltung (4) zum Erzeugen eines Signals (A) mit einer Flanke zu dem Zeitpunkt in der Hinlaufzeit, wo das sägezahnförmige Signal den Wert annimmt, der der Hälfte der Amplitude desselben nahezu entspricht, wobei der erste Teil der Hinlaufzeit vor dem genannten Zeitpunkt und der zweite Teil nach demselben liegt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichsstufe einen ersten Phasendiskriminator (1) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal sowie zum Einschalten der Frequenzkorrekturschaltung (6) und einen zweiten Phasendiskriminator (7) zum Vergleichen des genannten Phasenunterschiedes mit dem vorbestimmten Wert und zum Ausschalten der Frequenzkorrektur und zum in den leitenden Zustand bringen des Durchlaßschalters (8) aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 4, gekennzeichnet durch einen dritten Phasendiskriminator (5) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem Synchronsignal (S)und der Flanke des von der Halbwertschwellenschaltung (4) erzeugten Signals (A) und zum Einschalten der Frequenzkorrekturschaltung (6).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangssignal des dritten Phasendiskriminators (5) das Ausgangssignal des ersten Phasendiskriminators (1) ist, während das

andere Eingangssignal des dritten Phasendiskriminators das von der Halbwertschwellenschaltung (4) erzeugte Signal (A)\si.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasendiskriminator (7) eine Koinzidenzstufe ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eigenfrequenz des Oszillators (3) während der Zeit, wo die Frequenzkorrektur wirksam ist, konstant ist,

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzkorrekturschaltung (6) eine Signalquelie (63, 65) zum Ändern der Eigenfrequenz des Oszillators (3) aufweist, welche Signalquelle während eines Teils der Periode wirksam ist

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Phasenvergleichsstufe (1, 7) und die Frequenzkorrekturschaltung (6) ein Verzögerungselement aufgenommen ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Schalter (10) zum Unterbrechen der Zuführungsleitung des Synchronsigiials (S) zu der Phasenvergleichsstufe (1,7) und zu dem Durchlaßschalter (8), bei ungenügendem Empfang dieses Signals.