-
-
Ausgangsverstärker mit CMOS-TFansistoren.
-
Die Erfindung bezieht sich auf einen Ausgangsverstärker nach dem Oberbegriff
des Patentanspruches 1.
-
In monolitischen, hochintegrierten MOS-Feldeffekt-Transistor-Schaltungen
werden zumeist sehr kleinflächige Transistoren eingesetzt, um einen möglichst hohen
Integrationsgrad zu erreichen.
-
Da der Durchlaßwiderstand eines MOS-Transistors unter sonst gleichen
Bedingungen umgekehrt proportional zu seiner Flächenausdehnung ist, sind diese Transistoren
dann mit Durchlaßwiderständen von einigen 1000 Ohm bis einigen 10 000 Ohm relativ
hochohmig.
-
An den Ausgängen von integrierten Schaltungen sind jedoch gewöhnlich
wesentlich geringere Quellwiderstände in der GröBenordnung von einigen 10 Ohm bis
zu wenigen 100 Ohm erforderlich, damit das Umladen von bausteinexternen LastkapazitZten
genügend schnell erfolgen und der Eingangsstrombedarf angesteuerter Schaltungen
gedeckt werden kann. Die notwendige Impedanztransformation wird üblicherweise mit
mehrstufigen Inverterketten durchgeführt, wobei sich der Innenwiderstand von Stufe
zu Stufe schrittweise reduziert. Fuhrt man diese Inverterketten unter Verwendung
komplementärer MOS-Transistoren (CMOS) aus, ist die Ruheverlustleistung vernachlässigbar.
Bei einem Wechsel des Signalpegels am Eingang der Inverterkette fließen hingegen
Querströme durch die beiden gleichzeitig leitenden komplementären Transistoren in
jeder
Stufe. Da der Innenwiderstand der Endstufe am niedrigsten
ist, fließen hier auch die höchsten Querströme.
-
Die Impedanztransformation durch Inverterketten ist bekannt (vergl.
NTZ 28 (1975), H. 12, S. 118 - 120). Verstärkerschaltungen, an die maximale Geschwindigkeitsanforderungen
gestellt werden, müssen so dimensioniert werden, daß der Transformationsfaktor je
Stufe etwa gleich 3 ist. Bei einem Gesamttransformationsfaktor von 100 werden dann
vier Stufen benötigt. Die dynamische Verlustleistung wird bei diesen sehr schnellen
Inverterketten hauptsächlich bei der Umladung der den Bausteinausgang belastenden
Kapazitäten verbraucht und muß in Kauf genommen werden.
-
In vielen Fällen ist es aber gar nicht notwendig, Ausgangsverstärker
zur Impedanzwandlung so auszulegen, daß die höchstmögliche Schaltgeschwindigkeit
tatsächlich erreicht wird. Zur Reduzierung des Flächenbedarfs kann dann das gewünschte
Gesamttransformationsverhältnis (z.B. 100) mit weniger, z.B. zwei Stufen, unter
gleichzeitiger Erhöhung des Transformationsfaktors Je Stufe erreicht werden. Da
in dieser Ausführungsform der Inverterkette die Signalflanken am Eingang der Endstufe
größere Ubergangszeiten als in der vorher erwähnten vielstufigen AusfUhrungsform
aufweisen, fließt in der Endstufe für längere Zeit ein Querstrom, der zwar für die
Funktion der Schaltung ohne Bedeutung ist, aber einen sehr unerwUnschten Anteil
zur Verlustleistung liefert.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Ausgangsverstärker
zur Impedanzwandlung so auszubilden, daß beim Übergang von dem einen binären Signalwert
zum anderen durch die Endstufe kein oder nur ein sehr geringer Querstrom fließt
und damit die in der Endstufe entwickelte Verlustleistung wesentlich verringert
wird.
-
Die Verlustleistung wird dann allein durch den über den VerstErkerausgang
fließenden Strom bestimmt. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruches 1 gelöst.
-
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten
iusfuhungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 den Ausgangsverstärker gemäß
der Erfindung, Fig. 2 die statischen Übertragungskennlinien der Vorstufen und Fig.
3 den Signalverlauf an einigen Punkten des Ausgangsverstärkers.
-
In Fig. 1 ist der Ausgangsverstärker gemäß der Erfindung dargestellt,
in dem die beiden komplementären MOS-Transistoren TP3 und TN3 der Endstufe durch
getrennte Invertervorstufen angesteuert werden. Die beiden Vorstufen, die in an
sich bekannter Weise aus den Jeweils in Serie zwischen den Polen VDD und Vss einer
Versorgungsspannungsquelle geschalteten komplementären MOS-Transistoren TP1 und
TN1 bzw. TP2 und TN2 gebildet sind, werden durch das an der Eingangsklemme E anliegende
Steuersignal gleichzeitig gesteuert. Im Gegensatz zu der Auslegung bekannter Inverterstufen,
bei denen die Durchlaßwiderstände (Innenwiderstände) der beiden komplementären MOS-Transistoren
gleich sind, werden nunmehr die beiden Transistoren so dimensioniert, daß ihre Durchlaßwiderstände
wesentlich voneinander abweichen. Im einzelnen gilt, daß der Durchlaßwiderstand
des p-Eanal-Transistor TP1 in der ersten Vorstufe kleiner als der Durchlaßwiderstand
des zugehörigen n-Kanal-Transistors TN1 und der Durchlaßwiderstand des p-Kanal-Transistors
TP2 in der zweiten Vorstufe größer als der Durchlaßwiderstand des n-Kanal-Transistors
TN2 ist. Durch die Festlegung der unterschiedlichen Durchlaßwiderstände der beiden
Transistoren in Jeder Vorstufe in einem gegenläufigen Sinn wird erreicht, daß die
von den Ausgangssignalen der Vorstufen gesteuerten Transistoren TP3 und TN3 der
Endstufe nicht mehr gleichzeitig leitend werden. Es ist zweckmäßig, das Verhältnis
der Durchlaßwiderstände der Vorstufentransistoren etwa in den Grenzen zwischen 1
zu 5 und 1 zu 20 zu wählen. Bei einem Widerstandsverhältnis unterhalb der ersten
Grenze wird der Querstrom nicht mehr sicher unterdrückt. Der zweite Grenzwert stellt
einen Kompromiß aus den einander entgegenstehenden Forderungen nach niedriger Signallaufzeit
und geringen Querströmen in den Vorstufen dar.
-
Die Fig. 2 zeigt die statischen Übertragungskennlinien der Vorstufen,
d.. die Ausgangsspannungen Uz der Inverter auf den beiden Verbdungsleitungen Z1
und Z2 in Abhängigkeit von der Spannung UE am Eingang E. Dabei ist vorausgesetzt,
daß die Änderungen der Zlngngsspannung so langsam vor sich gehen, daß Ladevorgänge
kapazitiver Belastungen keine Rolle mehr spielen. Weiterhin ist angenommen, daß
der eine Pol Vss der Betriebsspannungsquelle als Bezugipotential dient. Aus der
Fig. 2 ist ersichtlich, daß der Ubergangsbereich der Spannung am Vorstufenausgang
Z1 gegenüber dem Mittelwert VDD/2 der Eingangsspannung zu hdheren Werten, der Ubergangsbereich
der Spannung am Vorstufenausgang Z2 dagegen zu niederen Werten der Eingangs spannung
hin verschoben ist. Da die Transistoren TP3 und TN3 der Endstufe wieder ihren Ubergangsbereich
bei der Spannung VDD/2 haben, bedeutet das Aufspalten der Übertragungskennlinien
der beiden Vorstufen, daß in dem von den beiden kennlinien eingeschlossenen, schraffierten
Bereich keiner der beiden Endstufen Transistoren leitend sein kann. Oberhalb des
schraffierten Bereichs leitet nur der Transistor TP3, unter.
-
halb nur der Transistor TN3.
-
Im dynamischen Betrieb führen die unterschiedlichen Schaltschwellen
der Vorstufen dazu, daß diese beim uebergang der Eingangsspannung UE von dem einen
Binärvert zum anderen zu verschiedenen Zei.
-
ten zu schalten beginnen. Zudem sind auch die auf den Verbindungsleitungen
Z1 und Z2 auftretenden Signalübergänge verschieden steil entsprechend den unterschiedlichen
Zeitkonstanten, die durch die Eingangskapazitäten der Endstufentransistoren und
die abweichenden Durchlaßwiderstände der Transistoren der Vorstufen bestimmt sind.
Beide Effekte führen dazu, daß die Endstufentransistoren schnell ausgeschaltet,
aber nur langsam eingeschaltet werden.
-
Die geschilderten Vorgänge beim dynamischen Betrieb sind in Fig.
-
3 in Form von Impulsdiagrammen dargestellt. Jeweils in Abhängigkeit
von der Zeit t zeigt das erste Diagramm den Verlauf der Eingangsspannung UE, das
zweite Diagramm den Verlauf der Signalspannung Uz2 an der Verbindungsleitung Z2
und das dritte Diagramm den Verlauf der Signal Spannung UZ1 an der Verbindungsleitung
Z1. Wie
aus der Fig. 3 ersichtlich ist, setzt die Änderung der Signalspannung
UZ2 kurz vor dem Zeitpunkt ein, in dem die Eingangsspannung UE den halben Spannungshub
durchläuft. Die Signalspannung Uz1 beginnt sich kurz nach diesem Zeitpunkt zu verändern.
Entsprechend der Tatsache, daß der nunmehr leitende Transistor TN2 vergleichsweise
niederohmig ist, ist auch die Zeitdauer tt1 für den Übergang der Signalspannung
U22 vergleichsweise gering. Da der kurz danach ebenfalls durchlässig gewordene Transistor
TN1 Jedoch hochohmig ist, dauert auch die tfbergangszeit Ot2 der Signalspannung
UZ1 wesentlich länger. Es ergibt sich daraus, daß die Zeitpunkte, in denen die Signalspannungen
auf den beiden Verbindungsleitnngen Z1 und Z2 ihre halbe Amplitude(durch Kreuze
markiert) durchlaufen, deutlich voneinander verschieden sind.
-
Dementsprechend schalten auch die beiden Endstufentransistoren zu
verschiedenen Zeiten. Die gleichen Zeitverzögerungen treten auch bei der Beendigung
des Eingangsimpulses auf. Da Jedoch die Zuordnung der Verzögerungszeiten zu den
Signalspannungen auf den beiden Verbindungsleitungen Z1 und Z2 gerade umgekehrt
ist, sind auch in diesem Fall die Endstufentransistoren nicht gleichzeitig durchlässig
gesteuert. Damit kann sich auch kein Querstrom ausbilden.
-
2 Patentansprüche 3 Figuren
Leerseite