DE3339498C2

DE3339498C2 -

Info

Publication number: DE3339498C2
Application number: DE3339498A
Authority: DE
Inventors: Masayoshi Yagyuu; Hiroyuki Kokubunji Jp Ito
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1982-11-01
Filing date: 1983-10-31
Publication date: 1987-07-23
Also published as: US4609837A; JPS5981921A; DE3339498A1; GB8328981D0; JPH0531850B2; GB2130830A; GB2130830B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine schnelle Logikschaltung gemäß dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 und 5. Diese ist in der Innenschaltung, der Eingangsschaltung oder der Ausgangsschaltung von in Großcomputern verwendeten Ultrahochgeschwindigkeits-LSI-Schaltungen anwendbar.

Eine gattungsgemäße Logikschaltung ist aus der DE-OS 32 41 996 bekannt, die eine ältere Anmeldung gemäß § 3 (2) PatG darstellt.

Bipolare nicht-sättigende logische Schaltungen, wie emittergekoppelte logische Schaltungen (ECL-Schaltungen) und schwellenwertlose logische Schaltungen (NTL-Schaltungen) wurden hauptsächlich für digitale Ultrahochgeschwindigkeitsschaltungen verwendet, wie sie in den Ultrahochgeschwindigkeits-Prozessoren von Großcomputern benötigt werden.

Die ECL-Schaltung ist eine logische Schwellenwertschaltung, in der ein Eingangssignal mit einer Vergleichsspannung verglichen wird, um logische Pegel zu bestimmen. Mit ECL-Schaltungen, die die beiden Ausgangssignale ODER und NICHT/ODER liefern, können logische Schaltungen wie Kollektorbereichsschaltungen (collector dot-Schaltungen) und verdrahtete ODER-Schaltungen aufgebaut werden. ECL-Schaltungen sind daher für vielseitige Logikfunktionen verwendbar. Ferner kann durch Verändern der Basisspannung des Transistors, der in einer schaltenden Konstantstromquelle enthalten ist, verhindert werden, daß die Ausgangssignalpegel der ECL-Schaltung von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt werden.

Die NTL-Schaltung ist eine logische Schaltung, bei der sich ein Ausgangssignal linear mit einem Eingangssignal verändert und kein eindeutiger Schwellenwert auftritt. Die NTL-Schaltung weist daher eine hohe Schaltgeschwindigkeit auf; nachteilig ist jedoch, daß nur ein NICHT/ODER-Ausgangssignal realisierbar ist, und durch Hinzufügen eines Emitterfolgers nur eine verdrahtete ODER-Schaltung erzielt werden kann. NTL-Schaltungen sind daher nur für begrenzte Logikfunktionen verwendbar. Außerdem muß die Stromquelle selbst stabilisiert und eine hohe Ströme liefernde Ausgleichsschaltung vorgesehen werden, um die Ausgangssignale von NTL- Schaltungen von Änderungen der Versorgungsspannung und der Temperatur unabhängig zu machen. Es ist dementsprechend sehr schwierig, die obenerwähnte Kompensationsschaltung vorzusehen, wenn NTL-Schaltungen in einem eine große Anzahl von Elementen umfassenden Halbleiterchip, wie z. B. bei hochintegrierten LSI-Schaltungen, angewandt werden.

In Fig. 1 ist ein Beispiel einer bereits vorgeschlagenen schwellenwertlosen Schaltung (JP-OS 58-83 434, AT 13.11.81) dargestellt. Bei dieser Differenztransistorschaltung, die die Transistoren Q₁, Q₂, Q₃ und Q₄ beinhaltet, wird das Kollektorausgangssignal des Transistors Q₄, d. h. das gleichphasige Ausgangssignal der Differenztransistorschaltung, an die Basis des Transistors Q₄, d. h. den phasenverschiebenden Eingang der Differenztransistorschaltung, mit ersten Spannungsteilerwiderständen R _{CO 1} und R _{CO 2}, einem Transistor Q₆ und zweiten Spannungsteilungswiderständen R₁ und R₂ gegengekoppelt. Für die Schaltung von Fig. 1 ist charakteristisch, daß die Erzeugung einer Schwelle durch die obenerwähnte Gegenkopplung verhindert wird. Das Ausgangssignal der logischen Schaltung wird vom Kollektor des Transistors Q₄ über einen Emitterfolgertransistor Q₅ geliefert. Ferner kann ein anderes (phasenverschobenes) Ausgangssignal vom gemeinsamen Kollektoranschluß der Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ über einen anderen Emitterfolgertransistor geliefert werden (nicht in Fig. 1 dargestellt).

Die in Fig. 1 gezeigte logische Schaltung wird als Eingangs- oder Ausgangspufferschaltung, in hochintegrierten LSI-Schaltungen verwendet und dient hauptsächlich dazu, den hohen Logikpegel des Ausgangssignals dem hohen Logikpegel des Eingangssignals anzugleichen und den niedrigen Logikpegel des Ausgangssignals vom niedrigen Logikpegel des Eingangssignals verschieden zu machen, d. h. eine Pegelverschiebung zu erzielen.

Weiterhin ist ein Rückkopplungsteil vorgesehen, der aus dem Transistor Q₆ und den Widerständen R₁ und R₂ besteht und mit einer Negativspannungsquelle V _TT der Stromversorgungsschaltung verbunden ist, während die Differenztransistorschaltung mit einer weiteren Negativspannungsquelle V _EE einer weiteren Stromversorgungsschaltung verbunden ist. Die Versorgungsspannungen der verschiedenen Stromkreise von hochintegrierten Schaltungen ändern sich generell unabhängig voneinander, da einzelne Stromkreise verschiedene externe Stromquellen aufweisen und die unterschiedlichen Strompfade von den jeweiligen Anschlußpads der hochintegrierten Schaltung zu den Stromversorgungsschaltungen unterschiedliche Spannungsabfälle erzeugen. Dementsprechend verändert sich die Spannungsrückkopplung zur Basis des Transistors Q₄ entsprechend der Differenz zwischen den Veränderungen der Versorgungsspannung der Negativspannungsquelle V _EE und denen der Versorgungsspannung der Negativspannungsquelle V _TT. Daher wird das Ausgangssignal der logischen Schaltung von den Versorgungsspannungsänderungen beeinträchtigt, was wiederum zu Schwankungen des Pegels der Ausgangssignale führt.

Weiterhin muß, wie bei der NTL-Schaltung, die Versorgungsspannung selbst stabilisiert werden, um das Ausgangssignal der logischen Schaltung von Temperaturänderungen unabhängig zu machen. Wie oben erwähnt ist es schwierig, eine Kompensationsschaltung zu schaffen, die die gewünschten Fähigkeiten besitzt.

Die die gattungsgemäße schnelle Logikschaltung offenbarende ältere Anmeldung (DE-OS 32 41 996 schlägt zur Abwandlung vor, die Teilerwiderstände R₁ und R₂ durch einen Widerstand R₁₀ und eine Konstantstromquelle I₁ zu ersetzen (Fig. 6 der DE-OS 32 41 996). Zur Wirkung dieses Widerstandes R₁₀ und der Konstantstromquelle I₁ führt die genannte DE-OS aus, daß bei dieser Schaltung der Strom I₁, der durch den Widerstand R₁₀ fließt, konstant ist und damit auch der Spannungsabfall am Widerstand R₁₀ immer konstant gehalten wird, was zur Folge hat, daß die Spannung zwischen der Basis und dem Kollektor des phasenverschiebenden Transistors Q₄ einen im wesentlichen konstanten Wert annimmt. Ferner enthält die Eingangsschaltung, bestehend aus den Transistoren Q₁₀ und Q₁₁ gemäß Fig. 6 der genannten DE-OS eine Konstantstromquelle I₀, die zwischen deren gemeinsame Emitterleitung und die Spannung V _EE eingeschaltet ist. Letztere Maßnahme ist bei ECL-Schaltungen an sich bekannt (siehe z. B. die DE-AS 12 46 027).

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine schnelle schwellenwertlose Logikschaltung zu schaffen, die für vielseitige Logikfunktionen verwendbar ist und bei der eine Beeinträchtigung der Ausgangssignale durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen verhindert ist.

Obige Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen schnellen Logikschaltung erfindungsgemäß durch die in den kennzeichnenden Teilen der Patentansprüche 1 und 5 angegebenen Merkmale gelöst. Die Unteransprüche 2 bis 4 kennzeichnen vorteilhafte Weiterbildungen der Lehre des Patentanspruchs 1.

Die Unteransprüche 6 bis 8 kennzeichnen vorteilhafte Weiterbildungen der Lehren beider Patentansprüche 1 und 5.

Die Zeichnungsfiguren zeigen

Fig. 2 eine schnelle Logikschaltung, bei der die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 3 eine Weiterentwicklung der schnellen Logikschaltung gemäß Fig. 2,

Fig. 4 eine vorgeschlagene Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 5a und 5b Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ausführungsform von Fig. 4,

Fig. 6 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen schnellen Logikschaltung,

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ausführungsform von Fig. 6 und

Fig. 8 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen schnellen Logikschaltung.

Fig. 2 zeigt eine schnelle Logikschaltung, bei der die Erfindung anwendbar ist. Sie beinhaltet einen Logikteil 1, einen Rückkopplungsteil 3 und einen Treiberteil 5. Der Logikteil umfaßt die Transistoren Q₇ und Q₁₁ und die Widerstände R _CN′, R _{CO 1}′, R _{CO 2}′ und R _{E 1}. Der Logikteil 1 ist positivspannungsseitig mit einer Positivspannungsquelle V _CC verbunden (d. h. geerdet) und negativspannungsseitig an eine Negativspannungsquelle angeschlossen, die beispielsweise eine Spannung von -3 V hat. Der Transistor Q₁₁ und der Widerstand R _{E 1} bilden eine Konstantstromquelle 12, die die Transistoren Q₇ bis Q₁₁ und die Widerstände R _CN, R _{CO 1} und R _{CO 2} umfaßt und zur Versorgung der Differenztransistorschaltung 11 mit konstantem Strom dient. Der Rückkopplungsteil enthält die Transistoren Q₁₄ und Q₁₅ und die Widerstände R₁′ und R _{E 2}′. Der Rückkopplungsteil 3 ist positivspannungsseitig an die Spannungsquelle V _CC und negativspannungsseitig an die Spannungsquelle V _EE angeschlossen. Der Transistor Q₁₅ und der Widerstand R _{E 2} bilden eine Konstantstromquelle 31, die den Transistor Q₁₄ und den Widerstand R₁′ mit konstantem Strom versorgt. Der Treiberteil 5 umfaßt einen aus einem Transistor Q₁₂ und dem Widerstand R _LN bestehenden Emitterfolger und einen weiteren, aus dem Transistor Q₁₃ und einem Widerstand R _{L 0} bestehenden Emitterfolger. An die beiden Emitterfolger werden jeweils die phasenverschobenen bzw. die phasengleichen Ausgangssignale der Differenztransistorschaltung 11 angelegt. Sie liefern die Ausgangssignale V _NICHT/ODER und V _ODER. Die an der Positivspannungsquelle und die an der Negativspannungsquelle gelegene Seite des Treiberteils 5 sind jeweils mit der Positivspannungsquelle V _CC bzw. mit der Negativspannungsquelle V _TT, die beispielsweise eine Spannung von -1,8 V hat, verbunden.

In dieser schnellen Logikschaltung ist die Beziehung zwischen der Kollektorausgangsspannung V _CO des phasenverschobenen Eingangstransistors Q₁₀ und der zur Basis des Transistors Q₁₀ rückgekoppelten Spannung V _BB′ durch folgende Gleichungen gegeben: worin bedeuten:

V _CO′die Spannung am Emitter des Transistors Q₁₄, V _BEdie Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁₄
und I₂den durch den Widerstand R₁′ fließenden und, wie später erläutert, konstanten Strom; ferner bezeichnen V _CCin den obigen Gleichungen und im folgenden die positive Versorgungsspannung und Rentsprechende Widerstände.

Wie aus Gleichung (3) ersichtlich ist, kann das Verhältnis der Änderung der Rückkopplungsspannung V _BB′, die durch eine Änderung der Kollektorausgangsspannung V _CO des Transistors Q₁₀ hervorgerufen wird, zur Änderung der Kollektorausgangsspannung V _CO (d. h. das Rückkopplungsverhältnis) durch das Widerstandsverhältnis gesteuert werden.

Außerdem kann, wie aus der Schaltung gemäß Fig. 2 hervorgeht, der Absolutwert der zur Basis des Transistors Q₁₀ rückgekoppelten Spannung V _BB′ unabhängig vom Rückkopplungsverhältnis durch Veränderung des Spannungsabfalls über den Widerstand R₁′ eingestellt werden.

Entsprechend können der hohe und der niedrige logische Pegel des Eingangssignals dem hohen bzw. niedrigen logischen Pegel des Ausgangssignals angeglichen werden. Weiterhin kann die für den Einsatz einer Änderung des Pegels des Ausgangssignals notwendige Spannungsänderung des Eingangssignals, d. h. der unempfindliche Bereich, leicht durch Einstellen des Verhältnisses des Widerstands R _{CO 1}′ zum Widerstand R _{CO 2}′ geändert werden. Demgemäß kann diese Schaltung als Komponente bei hochintegrierten Schaltungen verwendet werden. Weiterhin kann diese Schaltung durch entsprechende Änderung der Widerstandswerte der Widerstände R _{CO 1}′, R _{CO 2}′ und R₁′ eine Pegelverschiebungsfunktion aufweisen und deshalb als Eingangs- oder Ausgangspufferschaltung für hochintegrierte Schaltungen verwendet werden.

Der Logikteil 1 und der Treiberteil 5 dieser Schaltung haben den gleichen Schaltungsaufbau wie normale emittergekoppelte ECL-Schaltungen. Der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 dieser Schaltung sind mit der gleichen Positiv- und Negativspannungsquelle verbunden. Außerdem wird in dieser Schaltung keine Referenzspannung verwendet, wie sie bei emittergekoppelten logischen Schaltungen benötigt wird. Demgemäß kann, wenn ein Teil der ECL-Schaltungen zum Aufbau hochintegrierter Schaltungen durch diese Schaltung ersetzt wird, die innere Schaltung betrieben werden, ohne Änderungen am Spannungsversorgungssystem vorzunehmen. Weiterhin können auch sämtliche ECL-Schaltungen zum Aufbau der Innenschaltung von LSI's durch diese Ausführungsform ersetzt werden. Da diese Schaltung eine NTL-Schaltung ist, wird, wenn ECL-Schaltungen zum Aufbau hochintegrierter Schaltungen teilweise oder ganz durch diese Schaltung ersetzt werden, die mittlere Signalpegel-Schaltgeschwindigkeit der LSI-Schaltungen gesteigert und dadurch ihre Leistungsfähigkeit verbessert.

Im folgenden wird erläutert, wie der Einfluß von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen auf das Ausgangssignal bei dieser Schaltung beseitigt werden kann. In der Fig. 2 ist die Konstantstromquelle 31, die vom Transistor Q₁₅ und dem Widerstand R _{E 2} gebildet wird, im Rückkopplungsteil 3 vorgesehen. Der Rückkopplungsteil 3 und der Logikteil 1 sind negativspannungsseitig mit der gleichen Spannungsquelle V _EE verbunden. Dieser Schaltungsaufbau verhindert, daß das Ausgangssignal durch Änderungen der Versorgungsspannung V _EE und der Umgebungstemperatur während des Betriebs beeinträchtigt wird.

Zunächst wird der Fall erläutert, daß sich die Versorgungsspannung V _EE ändert. Wenn sich die Versorgungsspannung V _EE um einen Betrag Δ V _EE ändert, bleibt der durch den Transistor Q₁₄ und den Widerstand R₁′ fließende Strom unverändert, falls die Basisspannung V _CS des Transistors Q₁₅ um den gleichen Betrag Δ V _EE verändert wird. Daher kann die zur Basis des Transistors Q₁₆ rückgekoppelte Spannung V _BB′ unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung V _EE konstant gehalten werden.

Ähnlich kann zur Kompensation von Temperatureinflüssen vorgegangen werden. Wenn sich die Umgebungstemperatur ändert, ändert sich die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁₅ entsprechend der Temperaturänderung und einem als K₁₅ bezeichneten Wert, der aus der Emitterstromdichte des Transistors Q₁₅ ermittelt wird. Entsprechend kann, wenn eine Temperaturänderung erfaßt wird und eine dadurch bedingte Spannungsänderung ermittelt wird, durch Addition des Werts K₁₅ zur Basisspannung V _CS des Transistors Q₁₄ der durch den Transistor Q₁₄ und den Widerstand R₁′ fließende Strom unabhängig von Temperaturänderungen konstant gehalten werden. Die zur Basis des Transistors Q₁₀ rückgekoppelte Spannung V _BB′ kann daher auf ähnliche Weise von Temperaturänderungen unabhängig gemacht werden, wie von Änderungen der Versorgungsspannung V _EE. Ferner können, wenn die Emitterstromdichte des Transistors Q₁₄ der mittleren Emitterstromdichte der Emitterfolgertransistoren Q₁₂ und Q₁₃ angeglichen wird, die Ausgangssignale V _ODER und V _NICHT/ODER auf gleiche Weise wie die Rückkopplungsspannung V _BB′ von Temperaturänderungen unabhängig gemacht werden.

Wie oben erwähnt, kann durch Verändern der Basisspannung des in der Konstantstromquelle 31 enthaltenen Transistors Q₁₀ verhindert werden, daß die zur Basis des Transistors Q₁₀ rückgekoppelte Spannung V _BB′ durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt wird. Ferner wird es möglich, die Ausgangssignale V _ODER und B _NICHT/ODER von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen unabhängig zu machen.

Wie oben erwähnt, kann diese Schaltung mit der gleichen Spannungsquelle wie für übliche ECL-Schaltungen betrieben werden. Bei üblichen ECL-Schaltungen enthält die Differenztransistorschaltung eine Konstantstromquelle, die dem Transistor Q₁₁ und dem Widerstand R _{E 1} der obigen Schaltung entspricht, und die logischen Pegel des Ausgangssignals werden in der gleichen Weise wie im Rückkopplungsteil dieser Ausführungsform von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen unabhängig gemacht. Dementsprechend sind bereits verschiedene Vorspannungserzeugungsschaltungen (V _CS-Erzeugungsschaltungen) zur Verhinderung einer Beeinträchtigung der logischen Pegel des Ausgangssignals durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen angegeben (vgl. z. B. W. Wilhelm et al., "A New circuit technique in voltage and temperature compensated emitter-coupled logic", Proc. ESCIRC, 1976, Beitrag Nr. A2.4, und W. Braeckelmann et al., "A Masterslice LSI for Subnanosecond Random Logic", IEEE J. Solid- State Circuits Bd. SC-14, 1979, S. 829 bis 832). Die in den obengenannten Publikationen V _CS Erzeugungsschaltungen sind bei der vorliegenden Ausführungsform anwendbar.

Bei der vorliegenden Schaltung sind, um die durch den Logikteil 1 und die durch den Rückkopplungsteil 3 fließenden Ströme unter Verwendung einer einzigen Vorspannungserzeugerschaltung unabhängig von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen zu machen, der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 negativspannungsseitig mit einer gemeinsamen Spannungsquelle V _EE verbunden, wobei die Basis des Transistors Q₁₁ zur konstanten Stromversorgung der Differenztransistorschaltung 11 des Logikteils 1 und die Basis des Transistors Q₁₅ zur Erzeugung eines konstanten Stroms im Rückkopplungsteil 3 miteinander verbunden sind. Da die gemeinsame negative Versorgungsspannung V _EE an den Konstantstromquellen 12 und 31 anliegt, können der durch den Transistor Q₁₁ fließende Strom und der Strom, der durch den Transistor Q₁₅ fließt, unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung V _EE durch Versorgen des V _CS-Anschlusses mit der gleichen Spannungsänderung wie die Spannungsänderung Δ V _EE der Versorgungsspannung V _EE konstant gemacht werden. Wenn die vorliegende Schaltung so ausgelegt ist, daß die Transistoren Q₁₁ und Q₁₅ die gleiche Emittestromdichte haben, ist der Temperaturkoeffizient K₁₁ der Basis- Emitter-Spannung des Transistors Q₁₁ gleich dem Temperaturkoeffizienten K₁₅ der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁₅. Entsprechend werden die Basispotentiale der Transistoren Q₁₁ und Q₁₅ durch die gleiche Spannung zur Temperaturkompensation verändert, d. h. die Basen dieser Transistoren können an einen gemeinsamen Basisanschluß angeschlossen werden. Somit kann die gleiche Vorspannungserzeugungsschaltung im Logikteil 1 und im Rückkopplungsteil 3 zur Spannungs- und Temperaturkompensation verwendet werden.

Wenn der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 keine gemeinsame Vorspannungserzeugungsschaltung brauchen, muß die Basis des im Logikteil 1 enthaltenen Transistors Q₁₁ nicht mit der Basis des im Rückkopplungsteil 3 enthaltenen Transistors Q₁₅ verbunden sein, wobei es auch nicht erforderlich ist, daß der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 an der gleichen Negativspannungsquelle angeschlossen sind. In einem solchen Fall kann die am Rückkopplungsteil 3 anliegende negative Versorgungsspannung kleiner ausgelegt werden als die am Logikteil 1 anliegende negative Versorgungsspannung, wobei zugleich der Stromverbrauch im Rückkopplungsteil 3 verringert werden kann.

Weiterhin erhöht die Verwendung des Transistors Q₁₅ die Schaltgeschwindigkeit der vorliegenden Ausführungsform. Der Basisanschluß des Transistors Q₁₀ hat im Vergleich zu dem Fall, daß die Konstantstromquelle 31 durch einen Widerstand ersetzt wird, eine größere Kapazität. Eine derartige Erhöhung der Kapazität wird durch die Basis-Kollektor-Kapazität und die Kollektor-Substrat-Kapazität des Transistors Q₁₅ verursacht und verlangsamt die zeitliche Änderung der Spannung V _BB′ an der Basis des Transistors Q₁₀ im Vergleich mit dem Fall, in dem eine solche Erhöhung der Kapazität nicht vorliegt. Entsprechend weist die Vergleichsspannung V _BB′ der Differenztransistorschaltung eine zeitliche Hysterese auf, wenn der logische Pegel des Eingangssignals vom hohen zum niedrigen Wert wechselt. Diese Hysterese erhöht die Schaltgeschwindigkeit der Differenztransistorschaltung. Dementsprechend ist die Schaltgeschwindigkeit dieser Schaltung im Vergleich zu dem Fall, in dem der Transistor Q₁₅ nicht verwendet ist, erhöht. Zur Verstärkung dieser Wirkung kann ferner eine Last mit der Basis des Transistors Q₁₀ verbunden werden.

In diesem Fall wird durch Transistorparameter und durch den Stromverbrauch in dem für die Last relevanten Schaltungsteil bestimmt, welche Kapazität für die Last benötigt wird, wobei es jedoch üblicherweise wünschenswert ist, eine Last mit einer Kapazität von mehreren hundert Femtofarad zu verwenden. Eine Last mit einer derartigen Kapazität kann durch einen Parallelplattenkondensator, eine in Sperrichtung vorgespannte Diode u. dgl. erzielt werden.

Wie aus Fig. 2 ersichtlich ist, werden von dieser Schaltung zwei Ausgangssignale V _ODER und V _NICHT/ODER mit zueinander entgegengesetzter Polarität geliefert. Obwohl in Fig. 2 drei Eingänge gezeigt sind, kann diese Schaltung auch vier oder mehr Eingänge, wie übliche ECL-Schaltungen, aufweisen. Ferner kann auch eine verdrahtete ODER-Schaltung am Ausgang dieser Ausführungsform vorgesehen werden, da die Ausgangssignale V _ODER und V _NICHT/ODER von den Emitterfolgern geliefert werden.

In der Schaltung von Fig. 2 besteht die Konstantstromquelle 31 des Rückkopplungsteils 3 aus dem Transistor Q₁₅ und dem Widerstand R _{E 2}. Hierzu wurden oben die Spannungs- und Temperaturkompensation als auch die Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch Verwendung der Konstantstromquelle 31 erläutert. Wenn jedoch eine Spannung an der Kontaktstromquelle 31 anliegt, d. h. die Differenz zwischen den Spannungen V _BB′ und V _EE hinreichend groß ist, werden durch Verwendung eines passenden Widerstands anstelle der Schaltung 31 eine Konstantstrom- und eine Kompensationscharakteristik etwa wie in dem Fall erzielt, in dem die Konstantstromquellenschaltung 31 verwendet ist. Entsprechend kann anstelle des Transistors Q₁₅ und des Widerstands R _{E 2} ein Transistor verwendet werden, wenn der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung V _EE ausreichend hoch ist.

In Fig. 3 ist eine Weiterentwicklung der schnellen logischen Logikschaltung von Fig. 2 mit einer Kollektorbereichsschaltung dargestellt. Der Schaltungsteil G 1 entspricht der Schaltung von Fig. 2; der weitere Schaltungsteil G 2 ist so aufgebaut, daß die Widerstände R _{CO 1}′, R _{CO 2}′, R₁′ und R _{E 2} und die Transistoren Q₁₄ und Q₁₅ der Schaltung von Fig. 2 weggelassen sind. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, sind der Kollektor des im Schaltungsteil G 1 enthaltenen Transistors Q₁₀ und der Kollektor des im Schaltungsteil G 2 enthaltenen Transistors Q₁₀′ miteinander verbunden und die Basis des Transistors Q₁₀ und die Basis des Transistors Q₁₀′ zusammengeschaltet, wodurch eine Kollektorbereichsschaltung zwischen den Teilen G 1 und G 2 vorliegt. Obwohl in Fig. 3 nur zwei Schaltungsteile dargestellt sind, ist klar, daß in ähnlicher Weise auch drei oder mehr Schaltungsteile kombiniert werden können, um eine Kollektorbereichsschaltung zu bilden. Wenn hierzu mehrere Schaltungsteile kombiniert werden, wird der Spannungsabfall an den Widerständen R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ zu groß, und die Kollektorspannung des Transistors Q₁₀ fällt stark ab. Eine parallel zu den Widerständen R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ angeschlossene PN-Diode D kann einen solchen Abfall der Kollektorspannung des Transistors Q₁₀ verhindern. Obwohl die Kollektorspannung des Transistors Q₁₀ in Fig. 3 durch eine PN-Diode festgehalten wird, kann statt dessen auch eine Schottky-Diode od. dgl. verwendet werden.

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Logikschaltung. Die Schaltung ist so aufgebaut, daß zur Schaltung von Fig. 2 ein Transistor Q _CR hinzugefügt wurde. Der Kollektor des Transistors Q _CR ist mit der Positivspannungsquelle B _CC verbunden, während der Emitter des Transistors Q _CR mit der gemeinsamen Anschlußstelle des Widerstandes R₁′, der Basis des Transistors Q₁₀ und des Kollektors des Transistors Q₁₅ verbunden ist. Ferner liegt an der Basis des Transistors Q _CR eine Vorspannung V _CR an.

Eine derartige Einschaltung des Transistors Q _CR hat zwei Wirkungen. Die eine Wirkung besteht darin, daß durch den Transistor Q _CR eine Beschleunigungskapazität geschaffen wird. Wie oben erwähnt, kann die Verzögerungszeit durch Verlangsamung des Ansprechens der Spannung V _BB auf Eingangsimpulse verkürzt werden. In der in Fig. 4 gezeigten Schaltung wirken die Basis-Emitter- Kapazität des Transistors Q _CR und die auf der Basis des Transistors Q _CR angesammelte Ladung als Beschleunigungskapazität.

Die zweite Wirkung besteht darin, daß bei dieser so ausgebildeten Kollektorbereichsschaltung der Rauschabstand des niedrigen logischen Pegels erhöht wird. Diese Wirkung wird im folgenden anhand der Fig. 5a und 5b näher erläutert. In Fig. 5a ist die Beziehung zwischen V _IN und V _BB′ der Schaltung von Fig. 2 dargestellt, wobei V _IN die Basisspannung von einem der Transistoren Q₇ bis Q₉ und V _BB′ die Basisspannung des Transistors Q₁₀ bezeichnet. Wenn der durch den Transistor Q₁₁ sowie der durch den Transistor Q₁₅ fließende konstante Strom mit I₁ bzw. I₂ bezeichnet wird, sind die hohen logischen Niveaus V _{h 1} und V _{l 1} der Spannung V _BB′ durch folgende Gleichung gegeben:

V _{h 1} = V _CC-V _BE-R₁′ · I₂ (4)

V _{l 1} = V _CC-R _{CO 1}′ · I₁-V _BE-R₁′ · I₂ (5)

wobei V _BE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁₄ bezeichnet. Ferner erhält man aus den Gleichungen (4) und (5) die Differenz V _bl zwischen den logischen Pegeln V _{h 1} und V _{l 1} zu

V _bl = R _{CO 1}′ · I₁ (6)

Wenn mit der Schaltung von Fig. 2 eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird, verändert sich der Spannungsabfall an den Widerständen R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ in Abhängigkeit davon, wie viele Schaltströme auf der ODER-Seite der Schaltung fließen. Um diese Änderung zu verhindern, wird üblicherweise eine Klemmdiode parallel zu den Widerständen R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ geschaltet, wodurch eine Kollektorbereichsschaltung erzielt wird. Ein hierdurch hervorgerufener Abfall des niedrigen logischen Pegels des ODER-Ausgangs wird durch die Klemmdiode verringert, jedoch ist die Wirkung der Diode nicht befriedigend. Dementsprechend ist der niedrige logische Pegel des ODER-Ausgangs dann, wenn eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird, etwa 100 mV niedriger als der logische Pegel ohne Vorliegen einer Kollektorbereichsschaltung. Bei ECL- Schaltungen erhöht sich ein Abfall des niedrigen logischen Pegels des Ausgangssignals den Rauschabstand. Entsprechend kann eine ECL-Schaltung, bei der der niedere logische Pegel des Ausgangssignals verringert ist, ohne Veränderung als logische Schaltung verwendet werden, obwohl die Verzögerungszeit der Schaltung etwas länger ist. Ein Anstieg des Spannungsabfalls am Widerstand R _{CO 1}′ in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung vermindert allerdings die Spannung V _BB′ und verringert den Rauschabstand des niedrigen logischen Pegels, wenn eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird.

Fig. 5b zeigt die Beziehung zwischen V _IN und V _BB′ bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform. Die zwei in Fig. 5b gezeigten logischen Pegel sind durch folgende Gleichungen gegeben:

V _{h 2} = V _CC-V _BE-R₁′ · I₂ (7)

und

V _{l 2} = V _CC-R _{CO 1}′ · I₁-V _BE-R₁′ · I₂ (8)

Der logische Pegel V _{l 2}′ ist durch die Basisspannung und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q _CR bestimmt und gegeben durch

V _{l 2}′ = V _CR-V _BE′ (9)

wobei V _BE′ die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q _CR und V _CR des Basispotentials bedeuten. Der Gleichspannungsbetrieb der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten Schaltung dadurch, daß unabhängig vom Spannungsabfall am Widerstand R _{CO 1}′ der niedere logische Pegel der Spannung V _BB′ dem Niveau V _{l 2} angeglichen wird und so unverändert bleibt, wenn eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird. In Fig. 5b gibt die Kurve (1) die Lage der Spannung V _BB′ für den Fall an, daß der Transistor Q _CR fehlt, während die Kurve (2) die Lage von V _BB′ für den Fall angibt, daß der Transistor Q _CR vorgesehen ist.

Wie oben erklärt wurde, kann ein Absinken des Rauschabstands des niederen logischen Pegels durch Ausbildung einer Kollektorbereichsschaltung durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform verhindert werden. Eine damit aufgebaute Kollektorbereichsschaltung kann im Vergleich zu einer Kollektorbereichsschaltung auf der Basis der in Fig. 2 dargestellten Schaltung mit einer kleineren Signalamplitude betrieben werden.

In Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen Logikschaltung dargestellt. Bei den bisher vorgeschlagenen Ausführungsformen tritt wie bei ECL- Schaltungen als Folge des Übergangs eines Eingangssignals von einem hohen logischen Pegel zu einem niederen logischen Pegel oder umgekehrt an der Basis des phasenverschiebenden Eingangstransistors Q₁₀ Stromschaltrauschen auf. Dieses Rauschen ist beachtlich, wenn die Impedanz der Schaltung, die die Basisspannung des Transistors Q₁₀ bestimmt, groß ist. Dies gilt nicht nur für ECL-Schaltungen, sondern auch für die erfindungsgemäße schnelle logische Schaltung. Wenn das Rauschen stark ist, wird die Stromumschaltung am phasenverschiebenden Ausgangstransistor Q₁₀ verzögert, und die Schaltgeschwindigkeit der logischen Schaltung ist gering. Bei üblichen ECL-Schaltungen wird der Basis des phasenverschobenen Eingangstransistors Q₁₀ eine große Kapazität hinzugefügt, so daß das Basispotential des Transistors Q₁₀ durch das durch die Stromumschaltung des Transistors Q₁₀ verursachte Rauschen nicht verändert wird.

Bei dieser erfindungsgemäßen schnellen Logikschaltung wird das Basispotential des Eingangstransistors Q₁₀ durch eine Gegenkopplungsschaltung geliefert, weshalb das Ansprechen der Basisspannung des Transistors Q₁₀ auf das Eingangssignal langsam wird, wenn einfach eine elektrostatische Kapazität der Basis des Transistors Q₁₀ hinzugefügt wird. Daher können logische Schaltungen mit einer solchen elektrostatischen Kapazität nicht verwendet werden, wenn Pulssignale mit einer hohen Wiederholungsfrequenz verarbeitet werden sollen. Um zu verhindern, daß Rauschen aufgrund der Stromumschaltung an der Basis des Transistors Q₁₀ auftritt, und um eine kurze Ansprechzeit der Basisspannung des Transistors Q₁₀ zu erzielen, wird eine Methode benutzt, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist. Die in Fig. 6 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der Schaltung von Fig. 2 darin, daß ein Kondensator C₁ als elektrostatische Kapazität vorgesehen ist.

Im folgenden wird die Wirkung des Kondensators C₁ erklärt. Der Emitter des phasenverschobenen Eingangstransistors Q₁₀ und die Emitter der Eingangstransistoren Q₇ bis Q₉ sind miteinander verbunden, und jeder Schaltvorgang des Transistors Q₁₀ beginnt bei seinem Emitter. Der Kondensator C₁ ist zwischen die Basis des Transistors Q₁₀ und den Anschlußpunkt der Lastwiderstände R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ geschaltet. Hierdurch wird das Ansprechen des Kollektors des Transistors Q₁₀ auf das Eingangssignal stärker verzögert als das Ansprechen der Basis des Transistors Q₁₀ auf das Eingangssignal. Daher bleibt, wenn der Transistor Q₁₀ beginnt, einen Stromumschaltvorgang derart auszuführen, daß der Vorgang am Emitter des Transistors Q₁₀ beginnt, die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′, d. h. die Spannung, die an einem Ende des Kondensators C₁ anliegt, zunächst unverändert. Entsprechend ist die Impedanz, von der Basis des Transistors Q₁₀ aus betrachtet, durch den Kondensator C₁ verringert, und es kann kaum Rauschen auftreten. Daher ist die Schaltgeschwindigkeit der Schaltung erhöht. Wenn der Kollektor des Transistors Q₁₀ beginnt, auf ein Eingangssignal anzusprechen, beginnt sich die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände R _{CO 1}′ und R _{CO 2}′ zu verändern. Die Änderung dieser Spannung wird über den Transistor Q₁₄ und den Widerstand R₁′, die eine Gegenkopplungsschaltung bilden, zum Transistor Q₁₀ rückgekoppelt. Wenn der Rückkopplungsvorgang langsam erfolgt, ist es unmöglich, Pulssignale mit einer hohen Wiederholungsfrequenz zu verarbeiten. In der gezeigten Ausführungsform ist der Kondensator zwischen der Basis des Transistors Q₁₀ und der Basis des Transistors Q₁₄ eingeschaltet. Weiterhin wird während der Rückkopplungsperiode der Spannungsabfall zwischen der Basis des Transistors Q₁₀ und der Basis des Transistors Q₁₄ im wesentlichen praktisch konstant gehalten. Daher verringert der zwischen diesen Basen angeschlossene Kondensator C₁ die Rückkopplungsgeschwindigkeit nicht. Dementsprechend kann die gezeigte Ausführungsform auf Pulssignale mit einer hohen Wiederholungsfrequenz hinreichend gut ansprechen.

Im Diagramm der Fig. 7 ist die Verzögerungszeit tpd der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform (Kurve 2) sowie einer herkömmlichen ECL-Schaltung (gestrichelte Kurve 1) in Abhängigkeit von der Kapazität des Kondensators C₁ dargestellt. Die Daten für Fig. 7 wurden durch Schaltungssimulation erhalten. Wenn der Kondensator C₁ eine Kapazität zwischen 0,1 und 0,2 µF hat, liegt die Verzögerungszeit bei etwa 70% der Verzögerungszeit einer herkömmlichen ECL-Schaltung. Wenn die Kapazität auf 0 µF gebracht wird, ist die Verzögerungszeit der Ausführungsform von Fig. 6 nur wenig kleiner als die der ECL-Schaltung. Aber sogar dann, wenn kein Kondensator C₁ vorgesehen ist, liegt eine parasitäre Kapazität von etwa 0,5 µF vor und die Verzögerungszeit beträgt etwa 80% der Verzögerungszeit der herkömmlichen ECL-Schaltung.

Fig. 8 zeigt noch eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung mit gleicher Wirkung wie bei der Schaltung von Fig. 6. Hierbei ist eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C₂ und einem Widerstand R₁′ zwischen der Basis des Transistors Q₁₀ und dem Emitter des Transistors Q₁₄ eingeschaltet. Diese Ausführungsform hat etwa die gleiche Arbeitsgeschwindigkeit wie die in Fig. 6 gezeigte.

Die erfindungsgemäße logische Schaltung kann nicht nur zum Aufbau der Innenschaltungen hochintegrierter LSI-Schaltungen verwendet werden, sondern eignet sich gleichermaßen auch als Ausgangs- oder Eingangsschaltung von LSI-Schaltungen.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, besitzt die erfindungsgemäße NTL-Schaltung im wesentlichen gleiche logische Funktionsfähigkeit wie eine ECL-Schaltung, wobei eine Beeinträchtigung des Ausgangssignals durch Versorgungsspannungs- und Temperaturveränderungen verhindert ist, Kompatibilität mit ECL-Schaltungen vorliegt und zugleich eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit als bei ECL-Schaltungen erzielt wird.

Claims

1. Schnelle Logikschaltung mit

- einem aus einer Transistor-Differenzverstärkerschaltung (11) gebildeten Logikteil (1),
- einem Gegenkopplungsteil (3), der das gleichphasige Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung (11) gegenkoppelt und
einen Transistor (Q₁₄), der mit dem gleichphasigen Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung (11) beaufschlagt wird,
einen ersten Widerstand (R₁′), der mit seinem einen Ende mit dem Emitter des ersten Transistors (Q₁₄) und mit dem anderen Ende mit der Basis eines phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀) verbunden ist, der in der Differenzverstärkerschaltung (11) enthalten ist, und
eine Konstantstromquelle (31) aufweist, die den durch den ersten Transistor (Q₁₄) und den ersten Widerstand (R₁′) fließenden Strom konstant hält,

dadurch gekennzeichnet,daß eine Kapazität (C₁; C₂) zwischen dem Basisanschluß des phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀) und einem Schaltungspunkt der Gegenkopplungsschaltung (3) vorgesehen ist, wobei eine Potentialdifferenz zwischen der Basis des phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀) und dem genannten Schaltungspunkt im wesentlichen konstant gehalten ist.

2. Logikschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität (C₁) zwischen dem Basisanschluß des phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀) und dem Basisanschluß des ersten Transistors (Q₁₄) vorgesehen ist.

3. Logikschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität (C₂) zwischen der Basis des Eingangstransistors (Q₁₀) und dem Emitter des ersten Transistors (Q₁₄) eingeschaltet ist.

4. Logikschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (Q _CR) parallel zum ersten Transistor (Q₁₄) und dem ersten Widerstand (R₁) eingeschaltet ist.

5. Schnelle Logikschaltung mit

- einem aus einer Transistor-Differenzverstärkerschaltung (11) gebildeten Logikteil (1),
- einem Gegenkopplungsteil (3) der das gleichphasige Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung (11) gegenkoppelt und
einen Transistor (Q₁₄), der mit dem gleichphasigen Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung (11) beaufschlagt wird,
einen ersten Widerstand (R₁′), der mit seinem einen Ende mit dem Emitter des ersten Transistors (Q₁₄) und mit dem anderen Ende mit der Basis eines phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀) verbunden ist, der in der Differenzverstärkerschaltung (11) enthalten ist, und
eine Konstantstromquelle (31) aufweist, die den durch den ersten Transistor (Q₁₄) und den ersten Widerstand (R₁′) fließenden Strom konstant hält,

dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (Q _CR) zum ersten Transistor (Q₁₄) und dem ersten Widerstand (R₁′) parallelgeschaltet ist.

6. Logikschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Logikteil (1) und der Gegenkopplungsteil (3) beide zwischen derselben negativen Versorgungsspannung (V _EE) und derselben positiven Versorgungsspannung (V _CC) liegen.

7. Logikschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Logikteil eine Konstantstromquelle (12) aufweist, die aus einer Reihenschaltung eines dritten Transistors (Q₁₁) mit einem zweiten Transistor (R _{E 1}) besteht, die der Transistor-Differenzverstärkerschaltung Strom zuführt, die Konstantstromquelle (31) aus einer Reihenschaltung eines vierten Transistors (Q₁₅) mit einem dritten Widerstand (R _{E 2}) besteht, wobei der dritte und vierte Transistor (Q₁₁, Q₁₅) im wesentlichen dieselbe Emitterstromdichte haben.

8. Logikschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Emitterfolgertransistor (Q₁₃), dem das Kollektorsignal des phasenverschiebendem Eingangstransistors (Q₁₀) zugeführt wird und einen zweiten Emitterfolgertransistor (Q₁₂) aufweist, dem das Kollektorsignal des gleichphasigen Eingangstransistors (Q₇, Q₈, Q₉) der Transistor-Differenzverstärkerschaltung (11) zugeführt wird, und der erste Transistor (Q₁₄) im wesentlichen dieselbe Emitterstromdichte wie der erste und der zweite Emitterfolgertransistor (Q₁₃, Q₁₂) hat.