DE2737544B2 - Ausgangsverstärker mit CMOS-Transistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Ausgangsverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

In monolitischen, hochintegrierten MOS-Feldeffekt-Transistor-Schaltungen werden zumeist sehr kleinflächige Transistoren eingesetzt, um einen möglichst hohen Integrationsgrad zu erreichen. Da der Durchlaßwiderstand eines MOS-Transistors unter sonst gleichen Bedingungen umgekehrt proportional zu seiner Flächenausdehnung ist, sind diese Transistoren dann mit Durchlaßwiderständen von einigen 1000 Ohm bis einigen 10 000 Ohm relativ hochohmig. An den Ausgängen von integrierten Schaltungen sind jedoch gewöhnlich wesentlich geringere Quellwiderstände in der Größenordnung von einigen 10 ohm bis zu wenigen 100 Ohm erforderlich, damit das Umladen von bausteinexternen Lastkapazitäten genügend schnell erfolgen und der Eingangsstrombedarf angesteuerter Schaltungen gedeckt werden kann. Die notwendige Impedanztransformation wird üblicherweise mit mehrstufigen Inverierketten durchgeführt, wobei sich der Innenwiderstand von Stufe zu Stufe schrittweise reduziert. Führt man diese Inverterketten unter Verwendung komplementärer MOS-Transistoren (CMOS) aus, ist die Ruheverlustleistung vernachlässigbar. Bei einem Wechsel des Signalpegels am Eingang der Inverterkette fließen hingegen Querströme durch die beiden gleichzeitig leitenden komplementären Transistoren in jeder Stufe. Da der Innenwiderstand der Endstufe am niedrigsten ist, fließen hier auch die höchsten Querströme.

Die Impedanztransformation durch Inverterketten ist bekannt (vergl. NTZ 28 (1975), H. 12, S.418-420).

Verstärkerschaltungen, an die maximale Geschwindigkeitsanforderungen gestellt werden, müssen so dimensioniert werden, daß der Transformationsfaktor je Stufe etwa gleich 3 ist. Bei einem Gesamttransformationsfaktor von 100 werden dann vier Stufen benötigt. Die dynamische Verlustleistung wird bei diesen sehr schnellen Inverterketten hauptsächlich bei der Umladung der den Bausteinausgang belastenden Kapazitäten verbraucht und muß in Kauf genommen werden. ίο In vielen Fällen ist es aber gar nicht notwendig, Ausgangsverstärker zur Impedanzwandlung so auszulegen, daß die höchstmögliche Schaltgeschwindigkeit tatsächlich erreicht wird. Zur Reduzierung des Flächenbedarfs kann dann das gewünschte Gesamttransformaij tionsverhältnis (z. B. 100) mit weniger, z. B. zwei Stufen, unter gleichzeitiger Erhöhung des Transformationsfaktors je Stufe erreicht werden. Da in dieser Ausführungsform der Inverterkette die Signalflanken am eingang der Endstufe größere Übergangszeiten als in der vorher erwähnten vielstufigen Ausführungsform aufweisen, fiicSi in der Endstufe für längere Zeit ein Querstrom, der zwar für die Funktion der Schaltung ohne Bedeutung ist, aber einen sehr unerwünschten Anteil für Verlustleistung liefert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Ausgangsverstärker zur Impedanzwand'ung so auszubilden, daß beim Übergang von dem einen binären Signalwert zum anderen durch die Endstufe kein oder nur ein sehr geringer Querstrom fließt und damit die in der Endstufe entwickelte Verlustleistung wesentlich verringert wird. Die Verlustleistung wird dann allein durch den über den Verstärkerausgang fließenden Strom bestimmt. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. I den Ausgangsverstärker gei, ä'ider Erfindung,

Fig.2 die statischen Übertragungskennlinien der Vorstufen und

Fig.3 den Signalverlauf an einigen Punkten des Ausgangsverstärkers.

In Fig. 1 ist der Ausgangsverstärker gemäß der Erfindung dargestellt, in dem die beiden komplementären MOS-Transistoren TPI und TN3 der Endstufe durch getrennte Invertervorstufen angesteuert werden. Die beiden Vorstufen, die in an sich bekannter Weise aus den jeweils in Serie zwischen den Polen Vdd und V_Ss einer Versorgungsspannungsquelle geschalteten komplementären MOS-Transistoren TPi und TNi bzw. TPl und TN2 gebildet sind, werden durch das an der Eingangsklemme fanliegende Steuersignal gleichzeitig gesteuert. Im Gegensatz zu der Auslegung bekannter Ί5 Inverterstufen, bei denen die Durchlaßwiderstände (Innenwiderstände) der beiden komplementären MOS-Transistoren gleich sind, werden nunmehr die beiden Transistoren so dimensioniert, daß ihre Durchlaßwiderstände wesentlich voneinander abweichen. Im einzelnen hii gilt, daß der Durchlaßwiderstand des p-Kanal-Transistors TPi in der ersten Vorstufe kleiner als der Durchlaßwiderstand des zugehörigen n-Kanal-Transistors TNi und der Durchlaßwiderstand des p-Kanal-Transistors TP2 in der zweiten Vorstufe größer als der Durchlaßwiderstand des n-Kanal-Transistors TN2 ist. Durch die Festlegung der unterschiedlichen Durchlaßwiderstände der beiden Transistoren in jeder Vorstufe in einem gegenläufigen Sinn wird erreicht, daß die von

den Ausgangssignalen der Vorstufen gesteuerten Transistoren 7P3 und 77V3 der Endstufe nicht mehr gleichzeitig leitend werden. Es ist zweckmäßig, das Verhältnis der Durchlaßwiderstände und Vorstufentransistoren etwa in den Grenzen zwischen 1 zu 5 und 1 zu 20 zu wählen. Bei einem Widerstandsverhältnis unterhalb der ersten Grenze wird der Querstrom nicht mehr sicher unterdrückt Der zweite Grenzwert stellt einen Kompromiß aus den einander entgegenstehenden Forderungen nach niedriger Signallaufzeit und geringen to Querströmen in den Vorstufen dar.

Die F i g. 2 zeigt die statischen Übertragungskennlinien der Vorstufen, d. h. die Ausgangsspannungen Uz der Inverter auf den beiden Verbindungsleitungen Zl und Z2 in Abhängigkeit von der Spannung Ue am ΐϊ Eingang E Dabei ist vorausgesetzt, daß die Änderungen der Eingangsspannung so langsam vor sich gehen, daß Ladevorgänge kapazitiver Belastungen keine Rolle mehr spielen. Weiterhin ist angenommen, daß der eine Pol Vss der Betriebsspannungsquelle a's Bezugspoten- 2u tial dient. Aus der Fig.2 ist ersichtlich, daß der Übergangsbereich der Spannung am Vorstufenausgang ZX gegenüber dem Mittelwert VW2 der Eir.gangsspannung zu höheren Werten, der Übergangsbereich der Spannung am Vorstufenausgang Z2 dagegen zu niederen Werten der Eingangsspannung hin verschoben ist. Da die Transistoren TP3 und 77V3 der Endstufe wieder ihren Übergangsbereich bei der Spannung VddI2 haben, bedeutet das Aufspalten der Übertragungskennlinien der beiden Vorstufen, daß in dem von t» den beiden Kennlinien eingeschlossenen, schraffierten Bereich keiner der beiden Endstufen Transistoren leitend sein kann. Oberhalb des schraffierten Bereichs leitet nur der Transistor TP3, unterhalb nur der Transistor TN 3. v>

Im dynamischen Betrieb führen die unterschiedlichen Schaltschwellen der Vorstufen dazu, daß diese beim Übergang der Eingangsspannung Ue von dem einen Binärwert zum anderen zu verschiedenen Zeiten zu schalten beginnen. Zudem sind auch die auf den -"' Verbindungsleitungen Zl und Z2 auftretenden Signal-Übergänge verschieden steil, entsprechend den unterschiedlichen Zeitkonstanten, die durch die Eingangskapazitäten der Endstufentransistoren und die abweichenden Durchlaßwiderstände der Transistoren der Vorstufen bestimmt sind. Beide Effekte führen dazu, daß die Endstufentransistoren schnell ausgeschaltet, aber nur langsam eingeschaltet werden.

Die geschilderten Vorgänge beim dynamischen Betrieb sind in Fig.3 in Form von Impulsdiagrammen dargestellt jeweils in Abhängigkeit von der Zeit t zeigt das erste Diagramm den Verlauf der Eingangsspannung Ue, das zweite Diagramm den Verlauf der Signalspannung Uz 2 an der Verbindungsleitung Z2 und das dritte Diagramm den Verlauf der Signalspannung Uz ι an der Verbindungsleitung ZX. Wie aus der Fig.3 ersichtlich ist, setzt die Änderung der Signalspannung Uz 2 kurz vor dem Zeitpunkt ein, in dem die Eingangsspannung Lfeden halben Spannungshub durchläuft Die Signalspannung Uz 1 beginn! sich kurz nach diesem Zeitpunkt zu verändern. Entsprechend der Ta'/j-.che, daß der nunmehr leitende Transistor TTv 2 ve-gieichsweise niederohmig ist, ist auch die Zeitdauer At X für den Übergang der Signalspannung Uz 2 vergleichsweise gering. Da der kurz danach ebenfalls durchlässig gewordc/e Transistor TjVI jedoch hochohmig ist, dauert auch die Übergangszeit At 2 der Signalspannung Uz 1 wesentlich langer. Es ergibt sich daraus, daß die Zeitpunkte, in denen die Signalspannungen auf den beiden Verbindungsleitungen Zl und Z 2 ihre halbe Amplitude (durch Kreuze markiert) durchlaufen, deutlich voneinander verschieden sind. Dementsprechend schalten auch die beiden Endstufentransistoren zu verschiedenen Zeiten. Die gleichen Zeitverzögerungen treten auch bei der Beendigung des Eingangsimpulses auf. Da jedoch die Zuordnung der Verzögerungszeiten zu den Signalspannungen auf den beiden Vcrbindungsleitungen Z1 und Z2 gerade umgekehrt ist, sind auch in diesem Fall die Endstufentransistoren nicht gleichzeitig durchlässig gesteuert. Damit kann sich auch kein Querstrom ausbilden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

1. Patentansprüche:

   J. Ausgangsverstärker zur Impedanzwandlung mit Vorstufen und einer niederohmigen Endstufe aus je zwei komplementären MOS-Feldefiekttransistoren, die zwischen den Polen einer Versorgungsspannungsquelle in Serie geschaltet sind, wobei die Stufenausgangssignale an den Verbindungspunkten der komplementären Feldeffekttransistoren abnehmbar sind und jeweils beide Transistoren der Vorstufen gemeinsam durch ein Steuersignal steuerbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwei durch das Eingangssignal gemeinsam gesteuerte Vorstufen (TPi, TNi bzw. TP2, TN2) vorgesehen sind, daß die Steuerelektrode des einen Transistors (TP3) der Endstufe an den Stufenausgang der einen Vorstufe (TPi, TNi) und die Steuerelektrode des anderen Transistors (TN 3) der Endstufe an den Stufenausgang der anderen Vorstufe (W 2, 77V 2) angeschlossen ist und daß der Durchlaßwiderstand des ρ-Kanal-Transistors (TPi) in der den p-Kanal-Transistor TP3) der Endstufe steuernden Vorstufe und der Durchlaßwiderstand des n-Kanal-Transistors (TN2) in den den n-Kanal-Transistor (TN 3) der Endstufe steuernden Vorstufe kleiner ist als der Durchlaßwiderstand des jeweils anderen Transistors (TN 1 bzw. TP2) in der ersten und zweiten Vorstufe.
2. 2. Ausgangsverstärker nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Durchlaßwiderstände de·-Transistoren in den Vorstufen 1 zu 5 bis 1 zu 20 beträgt.