DE2728150C2 - Analog/Digital-Umsetzer - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eben Analog/Digitalwandler (A/D-Wandler) der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 beschriebenen Art Die Erfindung und der Stand der Technik werden anhand der Zeichnung näher erläutert Es zeigt

Fig. IA das Schaltbild ebes ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers,

Fig. IB in eine;n Diagramm Spannungsverläufe zur. Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. IA,

Fig.2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des im erfindungsgemäßen A/D-Wandler zu verwendenden Spannungskomparators,

Fig.3 das Blockschaltbild ebes Anwendungsbeispiels des erfindungsgemäßen A/D- Wandlers,

F i g. 4A das Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindujigsgemäßen A/D-Wandlers,

Fig.4B in einem Diagramm Spannungsverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig.4Aund

Fig. 5 das Schaltbild eines herkömmlichen A/D-Wandlers.

Aus der japanischen Veröffentlichung »Transistor Gijutsu«, 1975, Seite 101, Fig. 1, ist bereits ein eine Spannung in eine Zeit umwandelnder A/D-Wandler der

in Fi g. 5 gezeigten Art bekannt, wie er im Oberbegriff des Patentanspruchs beschrieben ist

Bei dem in Fig.5 gezeigten Wandler sind ein Kondensator C₀ und ein Steuertransistor Qb zwischen eine Konstantstromquelle /₀ und Masse parallel geschaltet; sie bilden einen Sägezahngenerator. Der zweite Anschluß der Konstantstromquelle /₀ ist an eine Speisespannungsklemme Vcc angeschlossen. Der positive Eingang eines Komparators A₀ ist an einen Eingang V;„ angeschlossen, dem eine analoge Eingangsspannung zugeführt wird. Der negative Eingang des Verstärkers Ao ist an den Verbindungspunkt zwischen der Konstantstromquelle /o und dem Sägezahngenerator angeschlossen. Ihm wird also das Ausgangssignal dieses Sägezahngenerators zugeführt Der Steuertransistor Q₀ des Sägezahngenerators wird durch ein Steuersignal Φ</ gesteuert, das mit einem bestimmten Zeitintervall einläuft Die Ausgangsspannung Vo des Spannungskomparators A₀ und das invertierte Steuersignal Φ~α, das durch Inversion des Steuersignals Φα des Sägezahngenerators in einer Umkehrstufe L₅ gebildet wird, werden einem UND-Gatter U zusammen mit einem Taktsignal Φ mit kürzerer Periode zugeführt Das Ausgangssignal V_mt dieses UND-Gatters U bildet das umgewandelte Ausgangssignal.

Die Schaltung arbeitet nach folgendem Prinzip. Befindet sich das Steuersignal Φα auf einem hohen Pegel »H« (1), so wird der Steuertransistor Q₀

eingeschaltet, so daß die im Kondensator Co gespeicher te Ladung über den Transistor Q₀ entladen wird. Ist die

Kapazität des Kondensators Cö klein, so erfolgt die Entladung verhältnismäßig schnell und vollständig. Die Klemmenspannung des Kondensators Co wird also

gleich 0 Volt, d. h. kleiner als die Eingangsspannung Vi_n. Somit erzeugt der Komparator Ao ein Ausgangssignal mit hohem Pegel »H« am Ausgang V₀. Geht dann das Steuersignal Φα auf »Lm (Pegel »0«), so geht das invertierte Steuersignal Φ</ auf »H«.

Hierbei wird der Steuertransistor Qo ausgeschaltet und damit der Entladeweg des Kondensators C₀ aufgetrennt Darauf wird der Kondensator Ca allmählich durch den aus der Konstantstromquelle /o fließenden Strom aufgeladen, so daß seine Klemmenspannung allmählich ansteigt Bezeichnet man die Periode, während der das Impulssignal Φα auf dem Pegel »L« liegt, mit T& so ist die maximale Klemmenspannung VW des Kondensators C₀ gleich I₀ · TJCo- Während der Periode ti, während der das Steuersignal Φ</auf dem is Pegel »0« liegt, und wenn die Klemmenspannung des Kondensators Ca geringer ist als die Eingangsspannung V_1n, so befindet sich das Ausgangssignal Vo des Spannungskomparators Ao auf dem Pegel »H«, so daß das UND-Gatter Le den nachfolgend einlaufenden Taktimpuls Φ zum Ausgang V_01n durchläßt Wenn die Klemmenspannung des Kondensators G> die Eingangsspannung Vi_n überschreitet ändert sich die Beziehung der Eingangssignale des Spannungskomparators A₀. Daher wird das Ausgangssignal Vo des Komparators Ai |l| auf den Pegel »L« invertiert Somit wird das !| UND-Gatter I« geschlossen und sein Ausgangssignal kI Voui auf dem Pegel »L« gehalten. Die analoge &' Eingangsspannung kann daher durch Messung der S Periode t\ bestimmt werden, während der der Taktim- k puls Φ am Ausgang V_01n anliegt, oder durch Zählung der ffc Anzahl der Taktimpulse mittels eines Zählers. k Der vorstehend beschriebene Wandler hat die

rl folgenden Nachteile:

g

f'jj 1. Der integrierende A/D-Wandler der F i g. 5 arbei-Ki tet auf der Basis der Periode von der Zeit, zu der

:'<: der Kondensator C6 auf 0 Volt entladen wird, bis zu

U der Zeit, zu der der Kondensator G auf die

} Eingangsspannung aufgeladen ist Der Lade- und

: Entladevorgang nimmt daher eine gewisse Zeit-

fk spanne in Anspruch, so daß die Umwandlungsge-

: · schwindigkeit oder Ansprechzeit gering bzw. lang

fe; wird.

X 2. Da der Schalttransistor Q₃ wiederholt ein- und i* ausgeschaltet wird, entsteht eine Restspannung, so

I: daß die Klemmenspannung des Kondensators C₀

>i. nicht vollständig auf Massepegel fallen kann. Das

j heißt, der Massepegel unterscheidet sich bei jedem

P Arbeitsvorgang, so daß keine genaue Umwandlung so

|| erreicht werden kann.

|. 3. Der Einschaltwiderstand des Schalttransistors Qb %■ streut von Transistor zu Transistor, so daß von

M; einem zum anderen Transistor unterschiedliche

;Λ Entlade-Zeitkonstantcn entstehen. Bei Massenpro- ss

i duktion ist daher die Reproduzierbarkeit schlecht

• , und die Ausbeute kann nicht verbessert werden.

!■'■■,

'j Aus der DE-OS 23 58 378 ist ferner bereits ein A/D- Wandler bekannt, bei dem jedoch keine Verknüp- μ fung zwischen einem Steuersignal und einem Taktimpuls stattfindet Die gemessene Impulsbreite ändert sich in Abhängigkeit vom Widerstandswert der in der Schaltung enthaltenen Widerstände.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen A/D-Wandler zu schaffen, der bei möglichst kurzer Ansprechzeit und hoher Umwandlungsgenauigkeit von Streuungen der Kennwerte des Schalttransistors möglichst unabhängig ist Der A/D-Wandler soll in Belichtungs-Anzeigesystemen von Kameras in Form einer integrierten Schaltung anwendbar sein.

Diese Aufgabe wird bei dem gattungsgianäßen A/D-Wandler erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 beschriebenen Maßnahmen gelöst

Wenn die Klemmenspannung des Kondensators während des Entladevorganges über den Schalttransistor unter die Bezugsspannung fällt, wird die Entladung unterbrochen und es wird über die taktgesteuerte Logikschaltung auf Basis der AusgangssignaJs der Komparatoren ein umgewandeltes Ausgangssignal erzeugt Wenn die Klemmenspannung während des Ladevorganges über die Eingangsspannung steigt, wird das umgewandelte Ausgangssignal stillgesetzt oder unterbrochen. Die Umwandlungsgeschwindigkeit und die Umwandlungsgenauigkeit werden verbessert und durch Streuungen der Elemente im Entladeweg nicht beeinflußt Der Wandler eignet sich für ein Belichtungs-Anzeigesystem mit einer integrierten Schaltung zur Verwendung in Kameras. Die Bezugsspannung kann auf einen Wert etwas unterhalb der Spannung eingestellt werden, die der Helligkeit der Szene an einem regnerischen Tag entspricht

Die Erfindung wird im folgenden anhand der in den F i g. 1 bis 4 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiele näher erläutert

Das in Fig.IA gezeigte erste Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers enthält einen ersten und einen zweiten Spannungskomparator Λι bzw. Ai, die je aus einem Operationsverstärker mit zwei Eingängen bestehen, und zwar einem nicht invertierenden Eingang (+), der das Eingangssignal in Phase zur Richtung der Änderung des Ausgangssignals zum Eingangssignal im Operationsverstärker weitergibt, und einem invertierenden Eingang (—), der die Änderung in der Gegenphase weitergibt Die Komparatoren Ai und A₂ weisen ferner je einen Ausgang Vi bzw. V2 auf. Der A/D-Wandler der Fig. IA enthält ferner einen Sägezahngenerator 1 mit einer Reihenschaltung aus einer Konstantstromquelle /01 und einem zwischen eine Spannungsklemme Vcc und Massepotential GND geschalteten Kondensator C. Zwischen den Verbindungspunkt des Kondensators C mit der Konstantstromquelle /01 und Masse GND ist ein npn-Steuertransistor Q\ geschaltet

Dem nicht invertierenden oder direkten Eingang (+) des Komparators Ai wird eine analoge Eingangsspannung V_n zugeführt und dem invertierenden oder indirekten Eingang (—) das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 1, d. h, er ist an den Klemmenspannungspunkt des Kondensators C angeschlossen. Der direkte Eingang (+) des Komparators A2 ist an den Ausgangspunkt des Sägezahngenerators 1 angeschlossen, während dem indirekten Eingang (—) eine Bezugsspannung VW zugeführt wird, deren Wert in einer bestimmten Beziehung zur analogen Eingangsspannung Vi_n liegt Dieser Wert ist geringer als der minimale Wert der analogen Eingangsspannung Vj_n. Zum Beispiel bei Belichtungs-Anzeigesystemen für Kameras, die als integrierte Schaltungen aufgebaut sind, basiert dieses analoge Eingangssignal auf der Helligkeit der Szene und wird niemals gleich Null. Dann kann der minimale Wert der Spannung auf einen Wert festgelegt werden, der der Helligkeit der Szene an einem regnerischen Tag entspricht (entsprechend dem niedrigst zulässigen Bildpegel). Die Bezugsspannung VW

kann auf einen Wert eingestellt werden, der etwas unterhalb dieser minimalen Spannung liegt

Dem Gate des Steuertransistors Qi wird ein Signal V₄ zugeführt Das Signal V« wird mittels eines NAND-Gatters Lf gebildet, dem ein Steuersignal Φ<* das mit einem konstanten Intervall einläuft, und die Ausgangsspannung V₂ des Spannungskomparators A₂ zugeführt wird, sowie mittels einer Umkehrstufe L₂, der das Ausgangssignal V₃ des NAND-Gatters Li zugeführt wird. Einem UND-Gatter L₄ mit vier Eingängen werden die Ausgangssignale Vi und V₂ der Spannungskomparatoren A\ und A₂, das Ausgangssignal Φ</ einer Umkehrstufe Li zur Umkehrung des Steuersignals Φ</ und ein Taktimpuls Φο zugeführt

Die Impulsbreite des Steuersignals Φ<ι ist größer als die ßC-Zeitkonstante der aus dem Steuertransistor Qi und dem Kondensator Cbestehenden Entladeschaltung. Die Dauer ihres konstanten Intervalls wird bestimmt durch eine maximale Anzahl der Impulse des Taktsignals Φο, die als Ausgangssignal des UND-Gatters L₄ abgegriffen und gezählt werden. Die Wiederholungsfrequenz des Taktsignals Φο wird entsprechend der für den AID-Wandler erforderlichen Umwandlungsgenauigkeit bestimmt Das Ausgangssignal V„,t des UND-Gatters L₄ bildet das Ausgangssignal des A/D- Wandlers.

Bei dem vorstehend beschriebenen Aufbau werden die Ziele der Erfindung erreicht, wie sich aus der folgenden Beschreibung der Arbeitsweise ergibt

F i g. 1B zeigt die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung der F i g. IA. Die folgende Beschreibung nimmt Bezug auf die F i g. IA und 1B. Das Intervall des Lade/Entlade-Steuersignals Φ«/ und die Periode des Einlaufens des Taktsignals Φο sollen gemäß F i g. 1B verlaufen.

Wenn zunächst die Speisespannung Vcc zugeführt wird, wird der Kondensator C des Sägezahngenerators 1 durch die Speisespannung Vcc über die Konstantstromquelle /(»aufgeladen. Die Klemmenspannung Vb des Kondensators C nimmt somit den Wert der Spannung Vcc an (der Verlauf der Klemmenspannung Vb des Kondensators C ist in F i g. 1B mit strichpunktierten Linien dargestellt). Hat die Eingangsspannung Vy_n den in Fig. IB mit einer durchgezogenen Linie gezeigten Verlauf, so nimmt die Ausgangsspannung Vi des Komparators Ai unter diesen Bedingungen den niedrigen Pegel 0 an, da die Spannung Vb am invertierenden Eingang (—) höher ist als die Spannung Vm am direkten Eingang (+). Wird die Bezugsspannung Vrctgemäß der gestrichelten Linie in Fig. IB gewählt so daß sie die oben erwähnte Bedingung erfüllt so nimmt das Ausgangssignal V₂ des Komparators A₂ den hohen Pegel 1 an, da die Spannung Vb am direkten Eingang (+) höher ist als die Spannung V^a am invertierenden Eingang (—\ Da der Ausgang Vi des Komparators A\ den niedrigen Pegel 0 führt, liegt das Ausgangssignal V_01n des UND-Gatters L₄ auf dem niedrigen Pegel 0, und zwar unabhängig von den Pegeln der anderen Eingangssignale.

Wenn darauf das Steuersignal Φα angelegt wird, d. h, zu der in Fig. IB gezeigten Zeit den Pegel 1 erreicht, wird das NAND-Gatter L₁ durch die Pegel 1 des Steuersignals Φα und des Ausgangssignals V₂ des Komparators A₂ durchgeschaltet, so daß am Ausgang V₃ der Pegel 0 abgegeben wird. Damit gelangt das Ausgangssignal V₄ der Umkehrstufe L₂ auf den Pegel 1, so daß der Steuertransistor Qi eingeschaltet wird. Beim Einschalten des Steuertransistors Qi beginnt sich der Kondensator C zu entladen und die Klemmenspannung Vb des Kondensators C beginnt auf Massepegel GND zu fallen. Die Impulsbreite des Steuersignals $</wird so gewählt, daß sie etwas größer ist als die Entladezeit des Kondensators C in bezug auf die Bezugsspannung V_Rc/. Während der Entladung des Kondensators C nimmt die Klemmenspannung Vb ab und die Ausgangszustände an den verschiedenen Punkten der Schaltung ändern sich entsprechend. Sinkt nämlich die Klemmenspannung Vb des Kondensators C unter die analoge Eingangs-

<o spannung Vy_n ab, so wird die Eingangsspannung Vy₁, am direkten Eingang (+) des Komparators A\ höher als die andere Eingangsspannung Vb> so daß das Ausgangssignal Vi des Komparators A\ auf den hohen Pegel 1 umgeschaltet wird. Wenn weiter die Klemmenspannung

'5 Vb des Kondensators C unter die Bezugsspannung Vs^ sinkt, nimmt das Ausgangssignai Vt des Komparators A₂ den Wert 0 an, weil die Eingangsspannung V_Rcf am invertierenden Eingang (—) höher wird als die andere Eingangsspannung Vb am direkten Eingang (+).

Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Ausgangssignal V₂ des Komparators A₂ den Wert 0 erreicht, wird das Ausgangssignal V₃ des NAND-Gatters Li auf den Pegel 1 umgeschaltet und damit das Ausgangssignal V₄ der Umkehrstufe L₂ auf den Pegel 0. Damit wird der Steuertransistor Qi zu einer Zeit nach der Umschaltung des Ausgangssignals des Komparators A₂ auf 0 ausgeschaltet die durch die Ansprechzeit des NAND-Gatters L), der Umkehrstufe L₂ und des Steuertransistors Qi bestimmt wird. Damit beginnt sich der

Kondensator Cwieder aufzuladen.

Darauf wird die Klemmenspannung Vb des Kondensators C unabhängig von dem auf 0 liegenden Ausgangssignal V₂ des Komparators A₂ niedriger als die Bezugsspannung Va* weil das NAND-Gatter Li, die Umkehrstufe L₂ und der Steuertransistor Qi gegenüber dem Ausgangssignal V₂ verzögert ansprechen, mit anderen Worten, wegen der Gesamtverzögerungszeit die durch das NAND-Gatter Li, die Umkehrstufe L₂ und den Steuertransistor Qi hervorgerufen wird. Wenn die Klemmenspannung Vb des Kondensators C wieder höher wird als die Bezugsspannung V_Re[, so gelangt das Ausgangssignal V₂ des Komparators A₂ auf den Pegel 1. Zu dieser Zeit liegt das Ausgangssignal Vi des Komparators A\ auf dem Pegel 1 und das Lade/Entlade-

*5 Steuersignal Φα liegt auf 0, so daß das invertierte Signal

Wd auf dem Pegel 1 liegt und das Taktsignal Φα über das UND-Gatter L₄ direkt am Ausgang V₀₁₁I des Wandlers

erscheint

Weiter, wenn die Klemmenspannung Vb des Konden-

sators Cdie Eingangsspannung Vy_n durch die Ladung des Kondensators C überschreitet, wird das Ausgangssignai Vi des Komparators A\ auf den niedrigen Pegel 0 umgeschaltet da die Spannung Vb am invertierenden Eingang (—) höher wird als die Spannung am direkten

Eingang (+). Das Ausgangssignal V₀₀, des UND-Gatters L₄ geht damit auf den niedrigen Pegel 0.

Wie sich aus den vorstehenden Ausführungen ergibt kann die digitale Darstellung der analogen Eingangsspannung durch Messen der Periode ft erreicht werden,

eo in der das Taktsignal am Ausgang Vom anliegt oder durch Zählen der Anzahl der einlaufenden Impulse des Taktsignals mittels eines Zählers usw.

Auch wenn der Pegel der Eingangsspannung Vj_n verhältnismäßig gering ist, erscheinen am Ausgang V₀₀, durch ähnliche Arbeitsweise Taktimpulse, wie in Fi g. IB in der Periode I₂ gezeigt

Die digitale Umwandlung kann unter diesen Bedingungen durch Messen der Periode oder der Anzahl der

einlaufenden Taktimpulse erreicht werden.

Die A/D-Umwandlung wird in den folgenden Fällen in ähnlicher Weise erreicht.

Wie sich aus der obigen Beschreibung des Ausführungsbeispiels der Fig. IA ergibt, können durch die erfindungsgemäße Schaltung verschiedene Vorteile erzielt werden:

1. Der Kondensator C des Sägezahngenerators 1 wird nicht vollständig auf 0 Volt entladen, sondern die Entladung wird unterbrochen, wenn die Klemmenspannung V_D niedriger wird als die Bezugsspannung VW Darauf wird der Kondensator C geladen. Der Umwandlungsvorgang wird in dem Augenblick eingeleitet, zu dem die Ladespannung die Bezugsspannung Vrct überschreitet Die Umwandlungsgeschwindigkeit wird daher im Vergleich zur herkömmlichen vollständigen Entladung des Kondensators auf 0 (Potential GND) beschleunigt, bei der die Umwandlung erst nach der vollständigen Entladung begonnen wird.

2. Bei der herkömmlichen Schaltung wird der Steuertransistor Qi wiederholt ein- und ausgeschaltet Damit entsteht das Problem der Restspannung; der Kondensator Ckann nicht vollständig entladen werden. Erfindungsgemäß braucht dagegen der Kondensator C nicht vollständig entladen zu werden, so daß diese Schwierigkeit behoben ist Hierdurch wird die Umwandlungsgenauigkeit verbessert

3. Auch wenn der Widerstand des Steuertransistors Qi im eingeschalteten Zustand gegenüber dem Nennwert streut, hat diese Streuung einen geringeren Einfluß auf die Entladezeitkonstante, da der Kondensator C nicht vollständig auf OVoIt entladen werden kann. Die Entladung wird in der Nähe der Bezugsspannung Vr^ unterbrochen, so daß die Streuung keinen wesentlichen Einfluß auf die Entladezeitkonstante hat, die durch das Produkt der Kapazität des Kondensators C und den Einschaltwiderstand des Steuertransistors Ch bestimmt wird, wie es bei der herkömmlichen Schaltung der Fall ist Somit kann bei Massenproduktion eine höhere Ausbeute erwartet werden.

F i g. 2 zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel der im erfindungsgemäßen A/D-Wandler zu verwendenden Spannungskomparatoren A\ und At.

Die Schaltung der F i g. 2 enthält zwei npn-Transistoren Q₂ und Q₃, deren Emitter miteinander verbunden sind und deren Basen ein Eingangssignal /M bzw. IN₂ zugeführt wird. Die beiden miteinander verbundenen Emitter sind über eine Konsiäßisifürnquelle Z₀₂ an eine Speisespannungsklemme Vcc angeschlossea Die Kollektoren der beiden Transistoren Qt und Q sind über eine Konstantstromquelle Z₀₃ bzw. /« an Masse GND angeschlossen. Zwischen die Speisespannung Vcc und Masse GND ist eine Reihenschaltung aus einem Belastungswiderstand Rl und einem npn-Transistor Q₄ geschaltet, die eine Ausgangsschaltung darstellt Bas Ausgangssignal V₀^ der Schaltung wird am Verbül·· dungspunkt zwischen Widerstand Rl und Transistor Q* abgegriffen. Die Basis des Transistors Qt der in Differenüalschaltüng geschalteten Transistoren Q₃ und Q₄ wird dem KöHektör des Transistors Qj zugeführt Durch Verwendung der gemäß Fig.2 aus bipolaren Transistoren gebildeten Spannungskomparatoren können sie in einem Ein-Chip-Halbleitersubstrat zusammen mit anderen Schaltungskomponenten des Wandlers zu einer integrierten Schaltung vereint werden. Hierdurch kann die Integrationsdichte erhöht werden.

Der Spannungskomparator ist nicht auf den in F i g. 2 gezeigten beschränkt, sondern kann aus einem Komparator beliebiger Art bestehen.

Fig.3 zeigt das Belichtung-Anzeigesystem einer integrierten Schaltung für Kameras, das den erfindungsgemäßen A/D-Wandler beinhaltet Mit der Schaltung kann bei Über- und Unterbelichtung ein Alarm gegeben werden.

Gemäß Fig.3 wird die Helligkeit der Szene mittels eines photoelektrischen Wandlers 2 erfaßt, der beispielsweise aus einer GaAsP-Photodiode oder einer bei Lichteinfall leitenden CdS-ZeIIe besteht Der erzeugte Photostrom wird logarithmisch komprimiert, und zwar durch Ausnutzung der Kollektorstrom-(7c)-Basis-Emitter-Spannungs-fVߣ)-Kennlinie eines bipolaren Transistors. Der gewählte Blendenwert (Iris) und die Verschlußgeschwindigkeit einschließlich des Belichtungsindex (ASA) werden in eine Spannung umgewandelt wodurch eine Blendenspannung F und eine Verschlußgeschwindigkeitsspannung S vorgegeben werden. Diese drei Spannungssignale werden einer arithmetischen Schaltung 3 zugeführt und darin in ein Ausgangssignal umgewandelt das den jeweiligen Eingangsspannungen entspricht Diese Ausgangsspannung wird in einem Verstärker 4 verstärkt Das verstärkte Ausgangssignal wird mittels eines A/D-Wandlers 5 in einen Digitalwert umgewandelt Dieser Digitalwert wird in einem Zähler 6 gezählt der einem Dekoder 7 mit Treiberfunktion das Zählsignal zuführt Der Dekoder 7 dient zur Umwandlung des Zählsignals in ein Treibsignal zur Anzeige. Eine geeignete Photodiode, d. h. die entsprechende lichtemittierende Diode (LED) in einer LED-Anzeige 8 mit z. B. 7 Punkten wird durch diesen Dekoder 7 eingeschaltet Die Anordnung ist so gewählt daß die geeignete Belichtung erfolgt wenn, wie in Fig.3 gezeigt, die mittlere LED eingeschaltet ist Dieses Verfahren wird als Festpunkt-Anzeigeverfahren bezeichnet

Wenn das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel des A/D-Wandlers in einem solchen System verwendet wird, kann eine hohe Belichtungsanzeige-Genauigkeit erreicht werden.

Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebene Verwendung in integrierten Schaltungen für Belichtungsanzeigesysteme bei Kameras beschränkt sondern kann auf verschiedenen Anzeigegebieten verwendet so werden, beispielsweise als Datenmitschreiber in Meßsystemen oder Digitalrechnern.

Fig.4A zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgernäßen A/D-Wandlers, bei dem eine einen Sägezahngenerator 1 bildende Konstantstromquelle k aus Transistoren Q$ bis Q* aufgebaut ist und der Betrieb der Schaltung durch einen Steilertransistor ^:Qio^? gesteuert wird. Die beiden ersten php-Transjstoreh 'Qs und Qs bilden eine erste Stromdarstellungsschältung und die beiden weiteren npn-Transistoren Qr und Qs eine zweite Stromdarstellungsschaltung. Eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R₀ und einem als Diode geschalteten Transistor Qb liefert von einer Speisespannung V** einen Gleichstrom zum Transistor Qg. Der Gleichstrom über den Transistor Q₈ wird durch den Transistor Qio gesteuert Eine Steuerschaltung zur Steuerung "des Steuertransistprs Qio enthält Ümkehrstufenji^Xe und Lio, NAND-Gatter £7 und L) und ein-, verzögertes Flip-FlopL> _: η s; s· ^-

Die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung der Fig.4A sind in Fig.4B gezeigt Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Ladung von der Zeit, zu der die Klemmenspannung eines Kondensators Co eine Bezugsspannung Vj^ erreicht, bis zu der Zeit des Einlaufens des nächsten Impulses des Taktsignals Φο zum Halten der Klemmenspannung auf VW unterbrochen. Durch diese Anordnung kann die Zeit, während

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der die Klemmenspannung von der Bezugsspannung VW auf eine unbekannte Eingangsspannung steigt, genau digitalisiert werden. Bei dieser Ausführungsform kann der Umwandlungsfehler im Vergleich zu dem Fall vermindert werden, daß die Zeitsteuerung der Klemmenspannung des Kondensators Q, wenn er die Bezugsspannung VW erreicht, nicht mit dem Taktsignal synchronisiert ist

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Analog/Digital-Umsetzer mit einem eben Kondensator (C) und eben von einem Steuersignal (Φα) gesteuerten Steuertransistor (Q₁) für den Kondensator enthaltenden Sägezahngenerator (1) und mit eber ersten Logikschaltung (Ai, U\ die eb Taktsignal (Φο) zum Ausgang (Van) des Umsetzers durchschaltet, während die Eingangsspannung (Vi_n) die Sägezahnspannung (Vd) des Sägezahngenerators überschreitet, gekennzeichnet durch einen Komparator (A₂), dessen erster Eingang (+) an die Sägezahnspannung (Vd) und dessen zweiter Eingang (—) an eine Bezugsspannung (VrJ) angeschlossen ist, die kleber ist als die kleinste auftretende Eingangsspannung (Vi_n), und durch eine zweite Logikschaltung (U, Lj₁ U), die das Steuersignal (£v) zum Steuertransistor (Q\) und den Yaktimpuls (Φο) zum Ausgang (Vou!) des Umsetzers durchschaltet, wenn die Sägezahnspannung (V_D) die Bezugsspannung (VrJ) übersteigt

2. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Steuerlogik ein erstes (Li) und ein zweites UND-Gatter (U) enthalten, wobei die Eingänge des ersten UND-Gatters (Li) an den Ausgang des !Comparators (A₂) bzw. das Steuersignal (Φα) und sein Ausgang an den Steuertransistor (Qi) angeschlossen ist, und wobei die Eingänge des zweiten UND-Gatters (U) an den Ausgang (Vi) eines zweiten, mit seinen Eingängen (+, —) an das Eingangssignal (Vf_n) bzw. an das Ausgangssignal (Vd) des Sägezahngenerators (1) angeschlossenen !Comparators (A\), an den Ausgang (V₂) des ersten !Comparators (A₂), an das Steuersignal (Φα) bzw. den Taktimpuls (Φο) angeschlossen sind.

3. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsbreite des Steuersignals (Φα) länger ist als die maximale Entladeperiode gegenüber der Bezugsspannung (VrJ).

4. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal (Φα) über eine Umkehrstufe (Li) dem zweiten UND-Gatter (U) zugeführt ist

5. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Konstantstromquelle (I<n) und eine Schaltung zum Halten der Klemmenspannung des Kondensators (C) auf der Bezugsspannung (VrJ) durch Unterbrechung des Ladevorganges von der Zeit an, zu der die Klemmenspannung des Kondensators (C) die Bezugsspannung während der Aufladung erreicht bis zur Zeit des Einlaufens des nächsten Taktimpulses (Φο), wobei die beiden Schaltungen zwischen die erste Speisespannungsklemme (Vccj und den Kondensator (C) geschaltet sind.

6. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Halteschaltung zum Halten der Klemmenspannung ein durch den Taktimpuls (Φο) gesetztes und durch das invertierte Ausgangssignal des zweiten !Comparators (A₂) rückgesetztes Flip-Flop (U) enthält, sowie ein erstes NAND-Gatter (Li), dem das Ausgangssignal des Flip-Flops und das Ausgangssignal des zweiten Komparators zugeführt sind, ein zweites NAND-Gatter (U), dem das Ausgangssignal des ersten NAND-Gatters und der Taktimpuls zugeführt sind, und eben durch das invertierte Ausgangssignal des ersten NAND-Gatters betätigten Transistor (Qio), der die Konstantstromquelle (h\) steuert, wobei das invertierte Ausgangssignal des zweiten NAND-Gatters (U) dem UND-Gatter (U) als Taktimpuls zugeführt wird.