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"Abtast-Halte-Schaltung"
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Die Erfindung betrifft eine Abtast-Halte-Schaltung, insbesondere für
einen Phasendiskriminator, mit Mitteln zur Erzeugung einer Sägezahnspannung mit
gegenüber einer Referenzspannung gleicher Periode und Phase, wobei besagte Mittel
über eine Reihenschaltung aus einem ersten und zweiten Schalter, die mittels eines
Schaltsignals nach Maßgabe der Phasendifferenz zwischen der Referenzspannung und
einer mit dieser gleichfrequenten weiteren Spannung durchgeschaltet bzw. gesperrt
werden, mit einem Halte-Kondensator verbindbar sind, dem ein Verstärker mit hohem
Eingangswiderstand - vorzugsweise ein Spannungsfolger - nachgeschaltet ist. Die
Erfindung betrifft ferner Abtast-Halte-Schaltung für die Abtastung der Amplitude
von Spannungen mit beliebigem zeitlichen Verlauf unter Verwendung einer Reihenschaltung
aus einem ersten und zweiten Schalter, die mit Hilfe eines Abtast-Schaltsignals
wählbarer Frequenz sperrbar bzw. auf einen Halte-Kondensator durchschaltbar sind,
dem ein Verstärker mit hohem Eingangswiderstand - vorzugsweise ein Spannungsfolger
- nachgeschaltet ist Ein Phasendiskriminator der eingangs genannten Art wird beispielsweise
bei Anordnungen zur Frequenzaufbereitung für
Sende- bzw. Empfangazwecke
benötigt. Eine derartige Anordnung ist z. B. in Fig. 1 dargestellt. Sie besteht
aus einem hochkonstanten Quarzoszillator 1 der Frequenz fq, Signal über einen Frequenzteiler
2 mit einem Teilerfaktor M als Referenzsignal S1 einem Phasendiskriminator 3 zugeführt
wird. Das Ausgangssignal Um des Phasendiskriminators 3 wird über einen Tiefpaß 4
einem spannungsgesteuerten Oszillator 5 (einem sog. VCO) als Regelgröße zugeleitet.
Die Frequenz f = f . MM des spannungs gesteuerten Oszillators 5 uird mittels einer
Regelschleife in der Weise auf dem gewünschten Wert gehalten, dar sein Ausgangssignal
über einen Frequenzteiler 6 mit über einen Programmiereingang ó' einstellbarem Teilerfaktor
N als Spannung S2 dem Phasendiskriminator 3 zugeführt wird, in dem diese bezüglich
ihrer Phasenlage mit aem ihr gleichfrequenten Referenzsignal S1 verglichen wird.
Die Erfindung betrifft eine Abtast-Halte-Schaltung, die insbesondere bei einem derartigen
Phasendiskriminator 3 mit Vorteil verwendbar ist Der Phasendiskriminator 3 liefert
ein analoges Ausgangssignal Um, das der Phasendifferenz seiner beiden Eingangssignale
S@ und S@ direkt proportional ist.
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Der ideale Phasendiskriminator, den es aber nicht gibt, liefert als
Ausgangssignal eine reine Gleicnspannung, die - wie erwähnt - der Phasendifferenz
der beiden Eingangsechstlspan nungen proportional ist. Auf eine sprunghafte Änderung
der Phasendifferenz erfolgt an seinem Ausgang unmittelbar, d. h.
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ohne Zeitverzögerung, ein entsprechender Sprung der Ausgangsgröße.
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Der reale Phasendetektor ist dagegen mehr oder weniger unvollkommen.
Sein Ausgangssignal erscheint mit Verzögerung. Außer der gewünschten Gleichspannung
enthält es noch unerwünschte Anteile der beiden Eingangssignale sowie deren Harmonische.
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Bei einer Anordnung für die Frequenzaufbereitung wirken Zich diese
Reste der Eingangssignale sehr nachteilig aus, da das Ausgangssignal der Frequenzaufbereitung
dann mit diesen Signalen moduliert ist, was eine erhebliche Verschlechterung der
spektralen Reinheit des Ausgangssignals der Frequenzaufbereitung zur Folge hat.
Man kann diese Störmodulation dadurch verringern, daß man die Grenzfrequenz des
auf den Phasendiskriminator folgenden Tiefpasses erniedrigt. Die>ls tringt allerdings
den Nachteil mit sich, daß die Regelschleife dann sehr langsam wird. Ein schneller
Frequenzwechsel durch Anderung des Teilerfaktors N ist dann nicht mehr möglich.
Bei Funkgeräten mit automatischer Kanalauswahl ist ein schneller Frequenzwechsel
jedoch unumgänglich.
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Die erforderliche Schnelligkeit und spektrale Reinheit läßt sich am
ehesten mit einem Abtast-Halte-Phasendiskriminator, d. h. einem Phasendiskriminator
mit einer Abtast-Halte-Schaltung als wesentlichem Bestandteil, erreichen.
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Es ist bereits ein Phasendiskriminator dieser Art bekannt, der in
Fig. 2 dargestellt ist und auf den später näher eingegangen wird. Ein solcher Phasondiskriminator
ist zwar schnell (bei richtiger Dimensionierung der Schaltelemente), nachteiligerweise
erscheinen hier jedoch die beiden Eingangssignale als Störsignal am Ausgang, weil
ihre Amplituden - bezogen auf den eingangsseitigen Wert - nur um bis zu 60 dB gedämpft
sind.
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Ferner ist auch schon ein Abtast-Halte-Phasendiskriminator bekannt,
der in Fig. 4 dargestellt ist und der später näher erläutert wird. Dieser Phasendiskriminator
ist hinsichtlich des Störabstandes seines Ausgangssignals um etwa 20 dB besser als
jener nach Fig. 2. Wegen der Zwischenspeicherung der absetasteten Amplitude ist
dieser Phasendiskriminator jedoch zu langsam.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Abtast-Halte-Schaltung
der eingangs genannten Art insbesondere für Phasendiskriminatoren, aber auch für
die Abtastung der At3pLitude von Spannungen mit beliebigem zeitlichen Verlauf zu
scharfen, die einerseits ein Ausgangssignal mit möglichst hoher spektraler Reinheit
liefert und die andererseits auch möglichst schnell ist Diese Aufgabe wird bei einer
Abtast-Halte-Schaltung für Phasendiskriminatoren erfindungsgemäß dadurch gelöst,
daß zur Erhöhung des Störabstandes des Ausgangssignals der Abtast-ilalte-Schaltung
in Bezug auf die Referenzspannung und das Schaltsignal der erste und zweite Schalter
stets gemeinsam durchgeschaltet bzw. gesperrt werden und dazu ein dritter Schalter
vorgesehen ist, der in der Weise angeordnet ist und der mittels eines zu dem Schaltsignal
komplementären Schaltsignals zeitlich komplementär zu dem ersten und zweiten Schalter
durchgeschaltet bzw. gesperrt wird dergestalt, daß der Halte-Kondensator weitestgehend
von den den ersten Schalter im gesperrten Zustand passierenden WechJelspannungskom,onenten
abgeschirmt ist, und daß zur Reduzierung der Einschwingzeit außerdem die Kapazität
des Halte-Kondensators klein im Vergleich zur Kapazität eines Kondensators für die
Erzeugung der Sägezahnspannung gewählt ist.
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Eine vorteilhafte Ausgestaltungsform dieser Lösung besteht darin,
daß der Kondensator für die Erzeugung der Sägezahnspannung mittels einer Konstantstromquelle
geladen und über einen ihm parallel geschalteten vierten Schalter nach Maßgabe der
Referenzapannung periodisch entladen wird.
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Eine besonders bevorzugte, weil für die Erhöhung des Störabstandes
des Ausgangssignals bezüglich des Schaltsignals wichtige Ausgestaltungsform ist
dadurch gegeben, daß der
erste bis dritte Schalter sowie gegebenenfalls
auch der vierte Schalter jeweils als komplementär aufgebauter C-MOS-Schalter mit
einem p-Kanal- und einem n-Kanal-NOS-Transistor ausgebildet sind und daß der erste
und zweite Schalter mit dem Schaltsignal, der dritte Schalter mit dem komplementären
Schaltsignal und der vierte Schalter mit dem Referezuignal in der Weise beaufschlagt
sind, dar der p-Kanal-und der n-Kanal-M0S-Transistor des Schalters jeweils gegenphasig
angesteuert sind, wodurch sich am Schalterausgang die gegenphasigen Ansteuersignale
gerade kompensieren Bei einer Abtast-lialte-Schaltung für die Abtastung der Amplitude
von Spannungen mit beliebigem zeitlichen Verlauf wird die zugrundeliegende Aufgabe
erfindungsgemäß dadurch gelöst, da die abzutastende Spannung besagter Reihenschaltung
aus erstem und zweitem Schalter zuführbar ist, daß der erste und zweite Schalter
durch das Abtast-Schaltsignal stets gemeinsam gesperrt bzw. durchgeschaltet sind,
wobei im letzteren Fall die gerade aktuelle Amplitude der abzutastenden Spannung
in dem Halte-Kondensator,eingespeichertwird,daß zusätzlich ein dritter Schalter
vorgesehen ist, der in der Weise angeordnet ist und der mit Hilfe eines zu dem Abtast-Schaltsignal
komplementären Schaltsignals zeitlich komplementär gegenüber dem ersten und zweiten
Schalter sperrbar bzw. durchschaltbar ist dergestalt, daß der Halte-Kondensator
weitestgehend von den der ersten Schalter im gesperrten Zustand passierenden Wechselspannungskomponenten
abgeschirmt ist, und daß die Kapazität des Halte-Kondensators möglichst klein gewählt
ist.
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Für die Erhöhung des Störabstandes des Ausgangssignals bezüglich des
Abtast-Schaltsignals ist eine Ausgestaltungsform von Bedeutung, die dadurch gekennzeichnet
ist, daß der erste bis dritte Schalter jeweils als komplementär aufgebauter C-MOS-Schalter
mit einem p-Kanal- und einem n-Kanal-MOS-Transistor
ausgebildet
sind und daß der erste und zweite Schalter mit dem Abtast-Schaltsignal und der dritte
Schalter mit den komplementären Schaltsignal in der Weise beaufschlagt sind, daß
der p-Kanal- und der n-Kanal-MOS-Transistor des Schalters jeweils gegenphasig angesteuert
werden dergestalt, daß sich am Schalterausgang die gegenphasigen Ansteuersignale
gerade kompensieren.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
dargestellt und wird im folgenden näher erläutert.
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Fig. 2 zeigt einen bekannten Abtast-Halte-Phasendiskriminator 3, dem
als Eingangssignale ein Referenzsignal So und ein Schaltsignal S2 gleicher Frequenz
zuführbar sind und an Ausgang das Ausgangssignal Um abnehmbar ist. Der zeitliche
Verlauf der Signale S1, S2 und Um ist in Fig. 3 als Spannungsverlauf U(t) über der
Zeit t aufgetragen. Der Phasendiskriminator 3 weist als Schalter einen Feldeffekttransistor
T auf, der von dem pulsförmigen Schaltsignal S2 (Abtastsignal) direkt gesteuert
wird. Dem Schalter wird das sägezahnförmige Referenzsignal S1 zur Abtastung zugeführt.
Dem Schalter T ist ein Halte-Kondensator CH nachgeschaltet, der mit dem jeweiligen
Abtastwert beaufschlagt wird. Die Spannung am Halte-Kondensator C.f wird über einen
als Spannungsfolger SF ausgebildeten Verstrker lait hohem Eingangswiderstand auf
den Ausgang des Phasendiskrjminators 3 gegeben. Der Eingangswiderstand des Spannungsfolgers
SF ist so groß gewählt, daß die Spannung am Halte-Kondensator CH zwischen den einzelnen
Abfragen (Abtastungen) konstant bleibt (ein Ladungsentzug durch den Spannungsfolger
hätte sonst zur Folge, daß iu Ausgangssignal eine Störspannung der Frequenz der
beiden Eingangssignale erscheint). Betrachten wir nun den Fall, daß zwischen den
Signalen S1 und S2 keine Phasendifferenz besteht. Bei der Darstellung in Fig. 3
würde dann der schmale
Abfragepuls S2 mit dem Anfang des sägezahnförmigen
Referenzsignals S1 zusammenfallen. Der Schalter T wird alsc ganz kurz zu einem Zeitpunkt
durchgeschaltet, zu dem das Referenzsignal S1 gerade den Spannungswert Null hat.
Der Halte-Kondensator CH speichert dann bis zur nächsten Abfrage den Abtastwert
Null und gibt diesen über den Spannungsfolger SF auf den Ausgang weiter. Solange
die Phasendifferenz NuLl bestehen bleibt, ergibt jede Abfrage den Wert Null, d.
h. die Ausgangsspannung Un des Phasendiskriminators 3 ist dann gleich Null. Ändert
sich die Phasendifferenz sprunghaft auf einer Wert ungleich Null, so wird bei den
darauf folgenden Abfragen der Halte-Kondensator auf den dieser Phasendifferenz entsprechenden
Spannungswert des Referenzsignals S, aufgeladen. Wie größ die Anzahl m der dazu
notwendigen abfragen ist (vgl. Fig. 7), ht vcn der Pulsbreite des Schaltsidgnals
S2, dem Innenwiderstand der Quelle des Referenzsignals S1 und von der Kapazität
des Halte-Kondensator CH ab. Die Pulsbreite des Schaltsignals S2 ist möglichst klein
gewählt, da während des Pulses des @gezahnformige Referenzsignal S1 auf den Ausgang
des Phasendiskriminators 3 durcngeschaltet ist (Störspannung) . Der Abtast-Halte-Phasendiskriminator
gemäß Fig.2 ist zwar - unter der Voraussetzung richtiger Dimensionierng der Schaltelemente
-schnell, als großer Nachteil ist bei ihm Jedoch die Tatsache anzusehen, daß die
beiden Eingangssignale S1 und S, a's Störsignal am Ausgang erscheinen, da ihre Ausgangsamplituden
tezogen auf die Eingangsamplituden nur um bis zu 69 dB gedämpft sind. Einer Verbesserung
der Dämpfung stehen im wesentlichen zwei Tatsachen entgegen. Zum einen ist es die
Kapazität C des gesperrten Schalter-Transistors T und zum anderen eine Kapazität
CS2 desselben Transistors, über die das Referenzsignal S1 und das Schaltsignal S2
auf den Halte-Kondensator CH gelangen.
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Fig. 4 zeigt einen weiteren bekannten Abtast-Halte-Phasendiskriminator
3, der sich von demjenigen gemäß Fig. 2 dadurch unterscheidet, daß bei ihm zwei
in Serie geschaltete Schalter
in Form eines ersten und eines zweiten
Feldeffekttransistors T1 und T2 vorgesehen sind, zwischen denen ein Zwischenspeicher
-Kondensator Cz dem Halte-Kondensator CH parallel geschalten ist. Der erste Feldeffekttransistor
T1 wird von dt Schaltsignal S2 direkt, der zweite Feldeffekttransistor einem Inverter
I in der Weise angesteuert, da beide Schalter zu keinem Zeitpunkt zugleich durchgeschaltet
sind, sie werden vielmehr abwechselnd durchgeschaltet bzw. gesperrt. Clt wird erreicht,
daß das Eingangssignal S1 zu keinem Zeitpunkt direkt auf den Halte-Kondensator CH
durchgeschaltet ist, wodurch der Störabstand der Ausgangspannung im Vergleich zum
Störabstand des Phasendiskriminators gemäß Fig. 2 um etwa 20 dB angehoben wird.
Die Kapazität C' bzw. C'' des jeweils gesperrten Feldeffekttransistors T1 bzw. T2
stört jedoch nach wie vor, weil über sie das Referenzsignal 5 auf den Halte-Kondensator
CH und auf den Ausgang des Phasendiskriminators gelangt. Auch der störende Einfluß
der Gate-Drain-Kapazität C''' des Feldeffekttransistors T2 bleibt bestehen, über
den das invertierte Schaltsignal S2 auf den Halte-Kondensator CH überkoppelt Der
Phasendiskriminator gemäß Fig. 4 weist zwar gegenüber dt.ijeni gen gemäß Fig. 2
den Vorteil der höheren Störungsunterdrückung auf, durch die Verwendung des Zwischenspeicher-Kondensators
Cz ist er jedoch wesentlich langsamer als letzerer.
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Fig.5 zeigt einen erfindungsgemäßen Abstast-Halte-Phasendiskriminator
3, der in sich die Vorteile der beiden vorgenannten Phasendiskriminatoren unter
Vermeidung ihrer Nachteile vereint.
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Er enthält eine Konstantstromquelle KS, die einen Kondensator C zur
Erzeugung einer Sägezahnspannung u1 speist. Zur Erzeugung der Sägezahnspannung U1
wird der Kondensator C1 periodisch im Takt des Referenzsignals S1 über einen von
dem Referenzsignal gesteuerten Schalter K4 entladen. Der zeitliche Zusammenhang
zwischen der Sägezahnspannung U1 und dem Referenzaignal ist in den beiden oberen
Diagrammen in Fig. 6 dargestellt.
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Referenzsignal Si und Sägezahnspannung U1 haben gleiche Periodendauer.
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Der Anfang des Sägezahnpulses fallt immer mit einem Puls des Referenzsignals
S1 zusammen. Wichtig ist, daß die - vie beim Phasendiskriminator nach Fig. 4 - in
Reihe geschalteten Schalter K1 und K2 im Unterschied zur Anordnung nach Fig. 4 von
dem Schaltsignal S2 stets gemeinsam durchgeschaltet und gesperrt werden und daß
zwischen den beiden Schaltern K1 und K2 im Unterschied zur Anordnung gemäß Fig.
4 anstelle des Zwischenspeicher-Kondensators CZ ein Schalter K3 angeordnet ist,
der von einem zu dem Schaltsignal S2 komplementären Schaltsignal S2 zeitlich komplementär
zu den beiden Schaltern K1 und K2 durchgeschaltet und gesperrt wird, so daß die
Schalter K1 und Ko jeweils gerade gesperrt sind, wenn der Schalter K3 durchgeschaltet
ist, und umgekehrt, Das Schaltsignal S2 für die Schalter K und K2 und das komplementäre
Schaltsignal 5 für den Schalter K sind in Fig. 6 im dritten bzw. vierten Diagramm
von oben dargestellt. wie aus Fig. 6 hervorgeht, werden die Schalter K1 und Ko durch
das Schaltsignal S2 zu einem Zeitpunkt, der der Phasendifferenz zwischen den Signalen
St und S2 entspricht, kurzzeit durchgeschaltet, wobei dann der Schalter K3 gerade
durch das komplementäre Schaltsignal S2 gesperrt ist, so daß in dem, der Pulsbreite
des Schaltsignals S2 entsprechenden Zeitraum der Halte-Kondensator CH durch die
Sägezahnspannung U1 1 auf den der jeweiligen Phasendifferenz entsprechenden Spannungswert
aufgeladen wird und am Ausgang des Phasendiskriminators die dazugehörige Spannung
U erscheint. Bei gesperrter Schalter m K1 undK2 ist der Schalter K3 jeweils gerade
durchgeschaltet, wodurch der Halte-Kondensator CH weitestgehend von den den Schalter
K1 im gesperrten Zustand passierenden Wechselspannungskomponenten abgeschirmt ist.
Bei geeigneter Wahl des Kapazitätsverhältnissen C1/CH - die Kapazität des Halte-Kondensators
CH sollte im Vergleich zu der Kapazität des Kondensators C1 für die Sägezahnerzeugung
möglichst klein gewählt werden - und genügend kleiner Zeitkonstante der Schaltung
bestehend aus der Summe der Durchlaßwiderstände der
(durchgeschalteten)
Schalter K1 und K2 und dem Halte-Kondensatcr CH wird der der aktuellen Phasendifferenz
zukommenge Spannungswert Um praktisch bereits nach einer Abfrage erreicht.
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Die Störkapazitäten CK1 und CK2 der gesperrten Schalter K1 und K2
wirken sich nicht mehr negativ aus, da dr dann durch geschaltete Schalter K3 die
Übertragung der Sägezahnspannung U1 auf den Halte-Kondensator CH verhindert. Wirksam
bleibt nur noch die Störkapazität CK12 der GesamtreihenschItung der (gesperrten)
Schalter K1 und K2, deren Betrag allerdings so gering ist, daß sie nahezu ohne Einfluß
auf den Störabstand bleibt Wichtig ist auch die Tatãache, daß ei r!n 1 s Schalter
K1 bis K4 vozugsweise verwendeten C-MOS-Schaltern - auf die später in Verbindung
mit Fig. 8 naher eingegangen kird -das Schaltsignal S2 (bzw. das komplementäre Schaltsignal
S2 ) infolge der gegenphasigen Ansteuerung des p-Kanal-und des n-Kanal-MOS-Transistors
des C-MOS-Schalters am Schalterarusgang nicht mehr erscheint. Mit der erfindungsgemäßen
@@@t-Halte-Schaltung laßt sich eine Unterdrückung der Signale S (bzw. U1) und S2
von 90 dB erreichen. Auf eine sprunghafte Änderung der Phasendifferenz zwischen
den Eingangssignalen und S2 folgt praktisch bereits nach einer Abfrage, d ?.
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nach einer Abtastung, der zugehörige Spannungswert Um am Ausgang des
Phasendiskriminators.
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Soll die erfindungsgemäße Abtast-Halte-Schaltung nicht bei einem Phasendiskriminator,
sondern allgemein zum Zwecke der Abtastung der Amplitude von Spannungen mit beliebigem
zeitlichem Verlauf Verwendung finden, so entfällt der auf die Erzeugung der Sägezahnspannung
U1 gerichtete Teil der Anordnung und die abzutastende Spannung wird - anstelle der
Sägezahnspannung U1 - direkt der fleihenschaltung der Schalter K1 und K2 zugeführt,
wobei die Frequenz des Abtast-Schaltsignals S2 dann frei wählbar ist (beispielsweise
entsprechend dem Abtast-Theorem).
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Wie bereits erwähnt, wird bei der erfindungsgemäßen Abtast-Halte-Schaltung
bei einer sprunghaften Änderung der Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen
S1 und S2 der
zugehörige Spannungswert Um am Ausgang des Phasendiskriminators
bereits praktisch nach einer Abfrage erreicht. In Fig. 7 ist das Verhältnis der
Ausgangsspannung Um nach der m-ten Abfrage und der Ausgangsspannung U# nah unendlich
vielen Abfragen dargestellt in Abhängigkeit von der Anzahl m der Abfragen Es ergibt
sich eine asymptotische Annäherung von Um an U# mit steigendem m. Das Verhältnis
Um/U# läßt sich in seiner Abhängigkeit von der Zahl m durch folgende Formel zur
Ausdruck bringen:
wobei C@ die Kapazität des Halte-Kondensators und C1 die Kapazitat des Kondensators
fcr die Sägezahnerzeugung sind. Her Formel läßt sich entnehmen, daß der (näherungsweise)
richtige Wert der Ausgangsspannung Um um so schneller, d. h. mit um für so weniger
Abfragen, erreicht wird, je kleiner die Kapazität des Halte-Kondensators gegenüber
derjenigen des Kondensators für die Sägezahnerzeugung gewählt ist.
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Fig. 8 zeigt ein Beispiel ür einen als Schalter K1 i K4 vorzugsweise
verwendeten C-MOS-Schalter mit einem Eingang E, einem Ausgang A und einem Eingang
S für das Schaltsignal Der Schalter weist einen p-Kanal- und einen n-Kanal-MOS-Transistor
auf. Der n-Kanal-MOS-Transistor wird von dem Schaltsignal direkt angesteuert, während
der p-Kanal-MOS-Transistor von dem mittels eines Inverters I invertierten Schaltsignal,
d. h. gegenphasig zu dem n-Kanal-MOS-Transistor, geschaltet wird. Infolgedessen
löschen sich die über die Kapazitäten C und C der Transistop n ren überkoppelnden
Spannungen (Schaltsignal und invertiertes Schaltsignal) gerade gegenseitig aus,
so daß das Schaltsignal S am Ausgang A des Schalters nicht erscheint.
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