DE2706364B2

DE2706364B2 - Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von impulsartigen Störungen in einem FM-Stereo-Rundfunkempfänger

Info

Publication number: DE2706364B2
Application number: DE2706364A
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Gunma Kishi (Japan)
Original assignee: Tokyo Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1976-03-19
Filing date: 1977-02-15
Publication date: 1978-09-28
Also published as: DE2706364A1; DE2706364C3; JPS52113602A; JPS5816653B2; US4066845A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Schaltungsanordnungen dieser Art sind aus DE-OS 52 098, DE-OS 24 22 213 und DE-OS 25 05 956 bekannt. Sie stellen Verbesserungen des aus »Alta Frequenza« 1977, S. 726—731 bekannten Prinzips dar, wonach mit dem demodulierten Empfangssignal ein Kondensator beaufschlagt, bei Auftreten einer Störung der Signalweg gesperrt und das Störungsintervall durch ein vom Kondensator abgegriffenes Signal überbrückt wird. Die Tatsache, daß dieses ein konstantes Signal ist entsprechend dem Momentanwert, den das Empfangssignal bei Beginn der Störung hatte, bewirkt bei Empfang eines monauralen Signals keine merkbare Störung. Enthält das Empfangssignal aber ein Stereopilotsignal, so ergibt sich eine merkbare Störung, einerseits weil das im Störungsintervall vom Kondensator abgegriffene konstante Signal sich vom letzten Momentanwert des Tonsignals um die Amplitude des Pilotsignals unterscheiden kann, und andererseits weil das Ausbleiben des Pilotsignals und die dadurch bewirkte Umschaltung in Mono-Empfang sich als Störung bemerkbar macht.

Diesen Nachteilen wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch die Erzeugung eines dem Pilotsignal entsprechenden Ersatzsignals am Kondensator begegnet. Im Normalbetrieb kompensiert dieses Ersatzsignal — theoretisch — das Pilotsignal am Kondensator, so daß von diesem bei Auftreten einer Störung ein tatsächlich dem Momentanwert des Tonsignals entsprechendes Signal abgegriffen werden kann. Andererseits wird während des Störungsintervalis dieses Ersatzsignal am Kondensator abgegriffen, und es steuert stellvertretend für das eigentliche Pilotsignal die

ίο nachgeschalteten Stufen.

Bei der Schaltungsanordnung nach DE-PS 20 52 098 ist in Serie zu dem Speicherkondensator ein auf die Frequenz des Pilotsignals abgestimmter Parallelresonanzkreis angeordnet, der bei leitender Torschaltung im Takt des Pilotsignals mitschwingt und das dadurch erzeugte Ersatzsignal durch Weiterschwingen auch während eines Störungsintervalls aufrechterhält. Diese Anordnung hat u. a. den Nachteil, daß der Parallelresonanzkreis zusammen mit dem Speicherkondensator einen Serienresonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz in den Nutzfrequenzbereich fallen und das Signal verzerren kann. Weiterhin bilden die im Resonanzfall zwar hohe, aber endliche Impedanz des Parallelresonanzkreise? und der Speicherkondensator einen Spannungsteiler für das Ersatzsignal, so daß das Pilotsignal am Speicherkondensator nicht exakt kompensiert werden kann. Auch kann, da der Parallelresonanzkreis eine Spule benötigt, die bekannte Schaltung nicht als IC ausgebildet werden.

JO Die Schaltungsanordnung nach DE-OS 24 22 213 hat statt eines in Serie zum Speicherkondensator geschalteten Parallelresonanzkreises mindestens einen parallel zum Speicherkondensator geschalteten Serienresonanzkreis. Damit sollen die vorstehend genannten

J5 Nachteile hinsichtlich einer unerwünschten Serienresonanzsteile im Nutzfrequenzband und einer Spannungsteilung am Speicherkondensator vermieden werden. Jedoch ergeben sich bei dieser Schaltung insgesamt vier Resonanzstellen, zwei in Serien- und zwei in

•to Parallelresonanz. Selbst wenn es gelingt, diese außerhalb des Netzfrequenzbandes zu legen, so ergibt sich doch insbesondere im unteren Seitenfrequenzband eine starke Frequenzabhängigkeit der Reaktanz. Wenn darüber hinaus das Signal außerhalb des Netzfrequenzbandes liegende Oberschwingungen enthält, die mit einer Serienresonanzstelle zusammenfallen, so können diese wegen der bei Serienresonanz verschwindenden Reaktanz eine Stromüberlastung eines vorgeschalteten Transistors zur Folge haben. Auch kann es wegen der

so direkten Ankopplung der Serienresonanzkreise an den Signalweg zu Nachschwingungen bzw. gedämpft verlaufenden Schwingungen bei Beendigung des Sperrzustandes der Torschaltung kommen, die zu einer entsprechenden Signalverzerrung vor allem bei monauralem Empfang führen.

Das gleiche Verhalten und damit auch die gleichen Nachteile zeigen die Schaltungsanordnungen nach DE-OS 25 05 956, bei denen parallel zum Speicherkondensator ein Netzwerk geschaltet ist, das bei niedrigen

bo Frequenzen eine verschwindende Admittanz und bei der Pilotsignalfrequenz eine mit dem Speicherkondensator einen Resonanzkreis bildende Induktanz aufweist. Dieses Netzwerk kann ein Serienresonanzkreis, so daß die Schaltung mit der nach DE-OS 24 22 213 identisch ist, oder ein aktives Filter mit induktivem Verhalten bei der Pilotfrequenz sein.

Gemeinsam ist allen vorstehend genannten bekannten Schaltungsanordnungen, daß sie auch im Normalbe-

trieb, also bei leitender Torschaltung, Resonanzkreise bilden, in denen die Energie des Pilotsignals gespeichert wird, das während eines Störungsintervalls, also bei gesperrter Torschaltung, abgerufen wird. Auf dem Resonanzverhalten dieser Schaltungen ;>ei leitender ^r> Torschaltung beruht ein Teil der beschriebenen Nachteile.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine als IC herstellbare Schaltungsanordnung der genannten Art zu schaffen, die die Erzeugung eines das Stereopilatsignal und/oder auch das Stereohilfsträgersignaj nachbildenden und am Speicherkondensator exakt kompensierenden Ersatzsignals ermöglicht, ohne daß hierfür Schwingkreise mit Resonanzverhalten mit ihren vorstehend genannten Nachteilen benötigt werden.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltung bildet bei leitender Torschaltung keinen Resonanzkreis, sondern nur einen vom Signalausgang zum Speicherkondensator rückgekoppelten Bandpaßverstärker. Das Ersatzsignal wird durch das selektiv verstärkte und rückgekoppelte Pilotbzw. Hilfsträgersignal gebildet. Damit kann keinerlei Resonanzverhalten der Schaltung in störende Wechselwirkung mit der Verarbeitung des Nutzsignals treten. Das Pilotsignal wird am Speicherkondensator stets exakt kompensiert, so daß beim Sperren der Torschaltung ein unverfälschter Momentanwert des Tonsignals zur Überbrückung des Störungsintervalls abgegriffen i» werden kann. Das Ersatzsignal wird dabei während des Störungsintervalls durch aktives Schwingen der vom Bandpaßfilter zusammen mit dem Speicherkondensator nur bei gesperrter Torschaltung gebildeten Oszillatorschaltung geliefert. J->

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer bekannten Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von impulsartigen Störsignalen, «

F i g. 2a ein Blockschaltdiagramm eines typischen FM-Rundfunkempfängers mit einer Störsignalunterdrückungsschaltung, in dem die Erfindung vorteilhaft verwendet werden kann,

F i g. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Unterdrückung einer impulsartigen Störung,

F i g. 3 Kurvenformen von Signalen an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 2, womit deren so Funktionsweise erläutert wird,

Fig.4 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Teils der Schaltung nach F i g. 2 und

Fig. 5 ein Blockschaltdiagramm einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

F i g. 2a zeigt ein Blockschaltdiagramm eines FM-Rundfunkempfängers mit einer typischen Störsignalunterdrückungs-Schaltungsanordnung, in dem die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung vorteilhaft ver- feo wendet werden kann. Der in Fig.2a dargestellte FM-Rundfunkempfänger weist auf: eine Antenne ANT zum Empfang eines Rundfunk-FM-Signals, einen HF-Verstärker RFA zum Verstärken des durch die Antenne ANT empfangenen FM-Signals, einen Über- f>5 lagerungsoszillator LOCzur Erzeugung eines Überlagerungsoszillationssignals für die Frequenzwandlung, einen Frequenzwandler oder eine Mischstufe FCU zum Mischen des verstärkten FM-Signals vom HF-Verstärker RFA mit dem Überlagerungsoszillationssignal zur Umwandlung der FM-Signalfrequenz in eine Zwischenfrequenz, einen Zwischenfrequenzverstärker /FA zum Verstärken des Zwischenfrequenzsignals vom Frequenzwandler FCU, einen FM-Detektor FMD zur Demodulation des Zwischenfrequenzsignals in das Original-Niederfrequenzsignal, eine Stereodemodulationsschahung SDM zur Demodulation des Niederfrequenzsignals vom FM-Detektor FMD in das Original-Stereosignal, einen linken und rechten Tonfrequenzverstärker LAF und RAF zum Verstärken des linken und rechten demodulierten Stereosignals sowie einen linken und rechten Lautsprecher LLS und RLS zum Umwandeln des linken und rechten Tonfrequenzsignals in den linken und rechten Ton. Der genaue Aufbau und der Beirieb der entsprechenden Blöcke sind dem Fachman wohlbekannt. Eine genaue Beschreibung wird deshalb nicht für erforderlich gehalten.

Das Ausgangssignal des FM-Detektors FMD wird über eine Störsignalunterdrückungsschaltung NRC an die Stereodemodulationsschaltung 5DM angelegt. Die Störsignalunterdrückungsschaltung NRC weist allgemein eine Verzögerungsschaltung DEL zum Verzögern des Ausgangssignals vom FM-Detektor FMD, eine Torschaltung GAT, die so betätigt wird, daß die Störkomponente von dem verzögerten Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung DEL entfernt wird, sowie eine Ausgangsschaltung OPTauf, die das hindurchgelassene Ausgangssignal der Stereodemodulationsschaltung SDM zuführt. Das Ausgangssignal des FM-Detektors FAiD wird einem Hochpaßfilter HPF zugeführt, der lediglich die Hochfrequenzimpulskomponente des Ausgangssignals des FM-Detektors FMD entfernen soll, der üblicherweise eine Hochfrequenzimpulskomponente sowie ein normales Niederfrequenzsignal aufweist Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters HPF wird einer Störsignalfeststellschaltung NDT zugeführt Die Störsignalfeststellschaltung NDT kann einen Differenzverstärker aufweisen und dient dazu, aus dem Ausgangssignal des Hochpaßfilters HPF ein Triggersignal zu liefern, das einem monostabilen Multivibrator MSM zugeführt wird. Der monostabile Multivibrator MSM spricht auf das Triggersignal an und liefert ein Rechtecksignal mit einer vorbestimmten Breite, das der Torschaltung GA T zugeführt wird, um dieses entsprechend dem Rechtecksignal zu öffnen oder zu schließen. Die Verzögerungsschaltung DEL soll das Ausgangssignal des FM-Detektors FMD so verzögern, daß die über die zwei Signalübertragungswege, d. h. die Verzögerungsschaltung DEL und eine Reihenschaltung aus dem Hochpaßfilter HPF, dem Störsignaldetektor NDT und dem monostabilen Multivibrator MSM, vom FM-Detektor FMD zur Torschaltung GA T übertragenen Signale synchron übertragen werden.

Das Ausgangssignal der Ausgangsschaltung OfT wird einem Pseudopilotsignalgenerator PSG zur Erzeugung eines Pseudopilotsignals zugeführt. Das Ausgangssignal des Pseudopilotsignalgenerators PSG wird einer Speicherschaltung STR zugeführt. Das Ausgangssignal der Speicherschaltung STR wird dem Ausgangssignal der Torschaltung GAT hinzugefügt. Es wird darauf hingewiesen, daß die Erfindung insbesondere eine Veibesserung des Pseudopilotsignalgenerators PSG betrifft. Aus diesem Grunde werden der Pseudopilotsignalgenerator PSG und die Speicherschaltung STR in Verbindung mit der ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform näher beschrieben.

F i g. 2 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von impulsartigen Störsignalen, die in einem FM-Rundfunkempfänger verwendet werden kann. Dabei ist ein mit der vorhergehenden Stufe des FM-Detektors (nicht gezeigt) verbundener Eingangstransistor mit 7, eine Torschaltung mit 8, ein Speicherkondensator mit 9, ein Ausgangstransistor mit 10, und ein Verstärker mit 11 gekennzeichnet, dessen Eingang mit dem Emitter des Ausgangstransistors 10 verbunden ist und der eine vorbestimmte Verstärkung K aufweist. Das Bezugszeichen 12 kennzeichnet eine Bandsperre, die mit dem Verstärker 11 eine negative Rückkopplungs- oder Gegenkopplungsschaltung bildet und die im Gegenkopplungszweig die Frequenzkomponente des 19-kHz-Stereopilotsignals unterdrückt. Das Bezugszeichen 13 kennzeichnet einen Widerstand und das Bezugszeichen 14 einen veränderlichen Widerstand, wobei diese beiden Widerstände ein Dämpfungsglied 15 mit einem Dämpfungsfaktor γ bilden, der dem Verstärkungsfaktor K des

Verstärkers 11 entspricht. Dabei ist der Abgriff des veränderlichen Widerstandes 14 mit dem Speicherkondensator 9 verbunden. Die Torschaltung 8 weist einen Transistor 81 auf, der in Reihe mit dem Signalübertragungsweg geschaltet ist, d. h. zwischen dem Emitter A des Transistors 7 und der Basis des Transistors 10 liegt, und dessen .Basis über einen Schalttransistor 82 geerdet ist. Die Basis des Transistors 82 ist mit dem Ausgang des monostabilen Multivibrators MSMverbunden.

Es wird nun angenommen, daß das in Fig.3a dargestellte und durch die folgende Gleichung bestimmte Signal am Emitter des Eingangstransistors 7, d. h. am Punkt/4 auftritt:

SA = VO + λ sin Li+ β sin P;. (1)

Dabei ist VO eine Gleichstromkomponente, α sin Lt eine Niederfrequenzsignalkomponente und β sin ff eine Pilotsignalkomponente.

Am Anfang wird zuerst ein Fall beschrieben, bei dem kein Störimpuls in dem in Fig.3a dargestellten Signal auftritt. Solange kein Störimpuls auftritt, ist die Torschaltung 8 geschlossen. Demnach liegen die Punkte A und Sauf dem gleichen Signalniveau, und der Punkt C hat ein Signalniveau, das um den Wert VBE (die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 10) niedriger ist als das am Punkt A, wie es in F i g. 3b dargestellt und durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird:

SC = VO - VBE + λ sin Lt + β sin Pf. (2)

Unter der Annahme, daß die Verstärkung des Verstärkers 11 gleich 10 ist, wird nur die Pilotsignalkomponente wahlweise um das 1Ofache verstärkt, da alle anderen Signalkomponenten durch negative Rückkopplung vom Punkt D mittels der Bandsperre 12 zum Eingang des Verstärkers 11 geführt werden. Somit ergibt sich das am Punkt D erhaltene Signal, wie es in F i g. 3c dargestellt ist, zu:

SD = VO - VBE + « sin Ll + 10 β sin Pf. (3)

Das am Punkt D erhaltene Signal wird dann durch das Dämpfungsglied 15 um-^-gedämpft, d. h.j^ des gedämpften Ausgangssignals wird über den Abgriff des variablen Widerstandes 14 am Punkt E abgenommen. Damit ergibt sich am Punkt E das folgende, auch in Fig. 3d dargestellte Signal:

' SE = -°-^~^VB--- + ~ sin Lt + β sin Pt. (4)

Die Spannung am Speicherkondensator 9 ergibt sich durch die Differenz der Spannung am Punkt B und der ίο Spannung am Punkt E, d. h., es ergibt sich dafür die folgende Gleichung:

SA - SE = ^y

Jq ^vbe + ^j« sin Li. (5)

Daraus ist ersichtlich, daß die durch die Gleichung (5) bestimmte Spannung am Speicherkondensator 9 keine Pilotsignalkomponente enthält.
Da die Spannung am Speicherkondensator 9 keine Pilotsignalkomponente enthält und der Speicherkondensator 9 bei Auftreten eines Störimpulses mit dem Dämpfungsglied 15 zusammenwirkt, um den Spannungswert direkt vor öffnung der Torschaltung zu halten, hält der Speicherkondensator 9 mit Sicherheit den Wert, der der Gleichstromkomponente und der Niederfrequenzsignalkomponente entspricht, und zwar unabhängig von der Pilotsignalkomponente.

Im folgenden wird nun angenommen, daß ein impulsartiges Störsignal oder Störimpuls auftritt und die

jo Torschaltung 8 geöffnet wird. Wie in F i g. 3a dargestellt ist, soll ein Störimpuls zum Zeitpunkt TO auftreten. Wenn der Störimpuls zum Zeitpunkt TO auftritt, spricht der Störsignaldetektor sofort an und liefert ein Ausgangssignal, auf das der monostabile Multivibrator

j^r> anspricht und ein Triggersignal von einer vorbestimmten Zeitdauer Γ0 bis Ti erzeugt. Dadurch wird die Torschaltung 8 für die Zeitdauer 7Ό bis 7Ί geöffnet. Für die Zeitdauer TO-T= T\ liegt damit an der Basis des Ausgangstransistors 10 eine Spannung an, die gleich der Summe der am Speicherkondensator 9 anliegenden, durch die Gleichung (5) gegebenen Spannung und der am Punkt E auftretenden, durch die Gleichung (4) gegebenen Spannung ist. Demnach ergibt sich für das Signal am Punkt C während der Zeitdauer T0<T<T\ die in Fig.3b für die Zeitdauer TO < T< T\ dargestellte Kurvenform, wobei der Störimpuls unterdrückt wurde.

Das Stereopilotsignal tritt weiterhin, auch bei geöffneter Torschaltung 8, mit einer konstanten Amplitude auf. Mit anderen Worten, das Stereopilotsignal hat am Punkt E direkt nach öffnung der Torschaltung 8 den Wert β sin Pt.

Bei geöffneter Torschaltung 8 durchläuft das Stereopilotsignal einen Weg, der vom Speicherkondensator 9, über den Punkt B, den Basisemitterübergang des Ausgangstransistors 10, den Punkt C, den Verstärker 11, den Punkt D, das Dämpfungsglied 15 zum Punkt £ führt. Der Verstärker 11 dient also als Verstärker mit negativer Rückkopplung für alle Signale, außer der Stereopilotsignalkomponente, während er wahlweise das vorbestimmte Frequenzband der Stereopilotsignalkomponente mit dem Faktor 10 verstärkt. Andererseits wurde der Dämpfungsfaktor des Dämpfungsgliedes 15

mit Yq gewählt. Unter der Annahme, daß das Stereopilotsignalniveau am Punkt Cgieich 1 ist, ist demnach das Signalniveau am Punkt D gleich 10 und das am Punkt E wieder gleich 1. Es wird nun der Betrieb um den

Verstärker 11 herum hinsichtlich der Pilotfrequenz betrachtet. Dabei bilden das Dämpfungsglied 15, der Speicherkondensator 9 und der Basisemitterübergang des Ausgangstransistors 10 eine positive Rückkopplungsschaltung des Verstärkers 11, wodurch insgesamt eine Oszillationsschaltung gebildet wird. Demnach erhält man ein Pseudo-Stereosignal mit einem konstanten Niveau, und zwar selbst bei geöffneter Torschaltung 8.

Fig.4 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm des Verstärkers 11 und der Bandsperre 12 nach Fig.2, wobei darin der Verstärker 11 in einer integrierten Schaltung implementiert ist. Ein Differenzverstärker 16 weist ein Transistorpaar 17 und 18 auf, deren Emitter mit einer Konstantstromschaltung verbunden sind. Das Bezugszeichen 19 kennzeichnet eine sogenannte Stromspiegelschaltung, die durch drei Transistoren 20,21 und 22 gebildet wird. Ein als Emitterfolger geschalteter Transistor 23 bildet eine Ausgangsstufe. Mit dem Bezugszeichen 24 ist eine brückenartige Bandsperre gekennzeichnet, das durch Widerstände 25 und 26, Kondensatoren 27,28 und 29 und einen veränderlichen Widerstand 30 gebildet wird. Die Mittenfrequenz der Bandsperre 24 wird auf die Stereopilotsignalfrequenz von 19 kHz eingestellt. Das an die Eingangsklemme 31 angelegte Signal wird durch den Differenzverstärker 16 verstärkt und vom Kollektor des einen Transistors 17 über die Stromspiegelschaltung 19 zum Emitter des Transistors 23 übertragen. Die Stromspiegelschaltung 19 dient zur Verstärkung des dynamischen Bereiches des Signals. Das am Emitter des Transistors 23 erhaltene Signal wird durch negative Rückkopplung über die Bandsperre 24 zur Basis des anderen Transistors 18 des Differenzverstärkers 16 zurückgeführt. Da die Mittenfrequenz der Bandsperre 24 auf die Stereopilotsignalfrequenz eingestellt wurde, werden lediglich die Signalkomponenten negativ rückgekoppelt, die sich von der Stereopilotsignalkomponente unterscheiden. Damit wird die Stereopilotsignalkomponente selektiv mit dem vorbestimmten Verstärkungsfaktor verstärkt, während die übrigen Signalkomponenten mit der Verstärkung Eins verstärkt werden. Der veränderliche Widerstand 30 in der Bandsperre 24 dient dazu, die Grenzfrequenz

auf einen vorbestimmten Wert einzustellen.

Im vorhergehenden wurde lediglich das Stereopilotsignal betrachtet, und es wurde beschrieben, wie die Pseudo-Stereosignalkomponente bei geöffneter Torschaltung eingefügt wird. Es ergibt sich jedoch im wesentlichen das gleiche Problem bei der Stereohilfsträgersignalkomponente der Mittenfrequenz von 38 kHz. Unter der Annahme, daß ein Störimpuls dann auftritt, wenn sich der Signalwert des rechten Kanals

ίο stark vom Signalwert des linken Kanals unterscheidet, wird insbesondere beim FM-Stereorundfunk der Einfluß eines solchen Störimpulses gravierender als beim Stereopilotsignal. Es ist deshalb wünschenswert oder sogar erforderlich, ein mit der Unterdrückung des

modulierten Stereoträgersignals mit der Mittenfrequenz von 38 kHz verbundenes Signal während der Zeitdauer zu kompensieren, in der die Torschaltung geöffnet ist. Zu diesem Zweck wird die Mittenfrequenz des Frequenzbandes der Bandsperre in F i g. 2 auf die

Stereohilfsträgersignalfrequenz eingestellt, so daß das mit dem Stereohilfsträger verbundene Signal weiterhin denselben Wert hat, wie direkt vor öffnung des Tores aufweist, und zwar selbst während der Zeitdauer, in der das Tor geöffnet ist.

Um das impulsartige Störsignal wirkungsvoller zu entfernen, werden vorzugsweise die Bandsperre 12 zum Beschneiden des Stereopilotsignals und die Bandsperre 32 zum Beschneiden des mit dem Stereohilfsträger verbundenen Signals in der negativen Rückkopplungs-

schaltung des Verstärkers 11 vorgesehen, wie es in Fig.5 dargestellt ist. Die Impedanz dieser Stufen wird dabei in geeigneter Weise auf die Emitterfolgerstufe der Schaltung eingestellt. Durch das Einfügen der beiden Bandsperren 12 und 32 in die negative Rückkopplungs-

schaltung des gleichen Verstärkers 11, kann der Verstärker gemeinsam für beide Bandsperren 12 und 32 verwendet werden, so daß die Schaltungskonfiguration vereinfacht werden kann. Sie ist damit insbesondere für die Ausbildung als integrierte Schaltung geeignet.

Änderungen und Ausgestaltungen der beschriebenen Ausführungsformen sind für den Fachmann ohne weiteres möglich und fallen in den Rahmen der Erfindung.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung in einem FM-Stereo-Rundfunkempfänger zur Unterdrückung von impulsartigen Störsignalen, die dem das Tonsignal und ein Pilot- und/oder Hilfsträgersignal fester Frequenz enthaltenden Empfangssignal überlagert sind, mit einem FM-Signaldemodulator, dessen Ausgangssignal über eine Torschaltung der einen Seite eines Speicherkondensators zugeführt wird, einem Störsignaldetektor mit angeschlossenem Steuersignalerzeuger, dessen Steuersignal die Torschaltung während der Dauer des Störsignals sperrt, und einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mit dem Pilot- oder Hilfsträgersignal nach Frequenz und Phase übereinstimmenden Ersatzsignals am Speicherkondensator, wobei an einem an die eine Seite des Speicherkondensators angeschlossenen Signalausgang bei leitender Torschaltung das Empfangssignal und bei gesperrter Torschaltung das vom Speicherkondensator gehaltene Gleichspannungssignal zusammen mit dem Ersatzsignal abgenommen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Ersatzsignals eine selektiv die Frequenz des Pilotoder Hilfsträgersignals verstärkende Bandpaß-Verstärkerschaltung (11, 12) aufweist, die in Serie mit einem die Verstärkung kompensierenden Dämpfungsglied (15) vom Signalausgang (C) zur anderen Seite des Speicherkondensators (9) rückgekoppelt ist und zusammen mit diesem nur bei gesperrter Torschaltung (8) eine Mitkopplungs-Oszillatorschaltung für die Frequenz des Pilot- oder Hilfsträgersignais bildet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß daß die Bandpaß-Verstärkerschaltung einen Verstärker (11) und eine zu diesem gegengekoppelte Bandsperre (12) zum Unterdrükken des Pilot- oder Trägersignals aufweist.