DE2652665A1

DE2652665A1 - Radargeraet, von dem pseudostatistisch kodierte signale abgestrahlt werden

Info

Publication number: DE2652665A1
Application number: DE19762652665
Authority: DE
Inventors: Damian Frank Albanese; David Emmett Hammers; Henry Reed Kennedy; Frank James O'farrell
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1975-11-24
Filing date: 1976-11-19
Publication date: 1977-10-13
Also published as: GB1528859A; DE2652665C2; US4042925A

Description

Pa tentanwalt
Dipl.-Phy s.L
Kurze Straße
7 Stuttgart 30

Dipl.-Phys.Leo Thul 3 9R^ci?Gß5

Kurze Straße ^u^^wuu

D.F.Albanese-F.J.O'Farrell-D.E.Hammers H.R.Kennedy 9-6-3-1

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

RADARGERÄT, VON DEM PSEUDOSTATISTISCH KODIERTE SIGNALE ABGESTRAHLT WERDEN

Die Erfindung betrifft ein Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden, wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben.

In der Radartechnik ist die Anwendung der sogenannten Pseudozufallskodierung (pseudo-random coded, PRC) sowohl bei CW-Radargeräten als auch bei Impulsradargeräten bekannt. Bei Impulsradargeräten wird für einen vergleichsweise langen Sendeimpuls ein bestimmter Kode ausgewählt und empfangsseitig wird die Impulskompression angewandt. Der Empfänger kann sich an einem entfernten Ort oder am Ort des Senders befinden. Im letzten Fall sind die Nutzsignale diejenigen Signale, die von entfernten Objekten reflektiert werden.

Sm/Scho
10.11.1976

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Bei CW-Radargeräten mit Pseudozufallskodierung wird ein viel längeres Kodewort verwendet; dieses Kodewort wird korrekterweise als Kode mit maximaler Länge bezeichnet. Diese Kodes werden der HF-Trägerfrequenz des Senders als Serien diskreter Senderphasenwerte

aufmoduliert, üblicherweise erfolgt dabei eine 0°/180° Phasenmodulation des Trägers und dementsprechend wird die Modulation als Zweiphasenmodulation bezeichnet. Nach ihrem Empfang und ihrer Gleichrichtung werden diese diskreten Zweiphasensignale sofort in eine entsprechende Serie von "1" und "0" Videosignalpegel mit einem scheinbar zufälligen Auftreten umgewandelt. In Wirklichkeit jedoch wiederholen sie sich nach L Bits und werden deshalb als Pseudozufallskode (PRC) bezeichnet.

Der Stand der Technik für Impulsradargeräte und CW-Radargeräte, bei denen eine Pseudozufallskodierung erfolgt, ist in der technischen Literatur ausführlich beschrieben. Eine Zusammenfassung und zahlreiche Literaturstellen sind in dem Buch "Radar HandbooK¹ von Merrill J.Skolnik, McGraw-Hill-Verlag, 1970 vorhanden. Im Kapitel 20 dieses Buches ist insbesondere die Technik zur Erzeugung des Pseudozufallskodes im Sendeteil eines derartigen Radargeräts angegeben.

Dort ist auch die sogenannte Autokorrelationseigenschaft des Pseudozufallskodes mit maximaler Länge beschrieben.

Ungeachtet der Vorteile eines CW-Radargerätes hinsichtlich einer hohen durchschnittlichen Leistung, die auf das Ziel gerichtet werden kann, und einiger anderer

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Fakten gibt es bei den bekannten CW-PRC-Radargeräten einige Probleme, die die Verwendbarkeit von solchen Radargeräten mit denen ihnen eigenen Vorteilen zu begrenzen schienen. "Blindgeschwindigkeiten", Entfernungs- und Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten gehören zu den Eigenschaften, die die Verwendbarkeit der bekannten CW-PRC-Radargeräte begrenzt. Die Ursachen dieser Mehrdeutigkeiten sind bekannt und werden im Kapitel 3 der zitierten Literaturstelle diskutiert.

Pseudozufallskodierte Folgen können in digitaler Technik einfach realisiert werden. Ein Taktimpulsgenerator steuert ein Kodierschieberegister, das mit einer geeigneten Rückkopplung versehen ist. Das Ausgangssignal des Kodierers besteht aus einer Folge von Signalen mit den Videosignalpegeln "0" und "1", die wie oben erwähnt, scheinbar zufällig auftreten. Nach L Bits wird von der Folge ein Kodewort der Länge L wiederholt, das mit der Anzahl N der Schieberegister-

N
stufen durch die Gleichung L=2 -1 verbunden ist.

Dementsprechend kann mit einem 5-stufigen Schieberegister ein 31-Bit-Kode erzeugt werden. Dieser Kode wird in der Videolage einem IIF-Zweiphasenmodulator zugeführt, der den Träger entsprechend dem PRC-Kode mit den Phasenwerten 0 und π zur Kodierung moduliert.

Das resultierende Signal ist breitbandlg (entspricht ungefähr der doppelten Kode-Taktfrequenz) und enthält die Kode-Information.

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Die Autokorrelation dieser Folge wird erzeugt durch eine entsprechende zeitliche Verzögerung des Kodes (oder automatische Verzögerung in Übereinstimmung mit der Reichweite in einem Radargerät) in Bezug auf denselben Kode, Multiplikation der beiden Kodes und eine anschließende Integration. Für Pseudozufallskodes mit maximaler Länge hat die resultierende Autokorrelationsfunktion immer die gleiche Form, sodaß, wenn die Kodes zeitlich (oder hinsichtlich der Entfernung) über ihre gesamte Länge ausgerichtet sind, d.h. Bit 1 mit Bit 1, Bit 2 mit Bit 2, usw., das Ausgangssignal des Integrators seinen maximalen Wert hat und gleich L Amplitudeneinheiten ist. Wenn die Versetzung zwischen dem empfangenen und dem (örtlichen) Bezugskode mehr als ein Bit beträgt, fällt das Ausgangssignal auf den Wert -1 und somit ist die zeitliche oder entfernungsmäßige Auflösung äquivalent zu der, die mit bekannten Impulssystemen mit einer Impulslänge von τ, der Bitdauer, erreicht wird.

In der Literatur wurden verschiedene Möglichkeiten vorgeschlagen, wie man die eine oder die andere Mehrdeutigkeit eines PRC-CW-Radargerätes behandeln kann; ein Vorschlag ist in der US-PS 3 641 573 beschrieben. Bei dem dort beschriebenen Gerät wird ein Ton verwendet, mit dem eine Entfernungsgrobmessung durchgeführt wird und die dann dazu verwendet wird, die Mehrdeutigkeiten bei der Entfernungsmessung, bei der die begrenzte Länge des abgestrahlten Kodes kleiner als die Reichweite des empfangenen Signals war, zu beseitigen. Bei diesem Gerät wird in Wirklichkeit eine Entfernungsfeinmessung durchgeführt.

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-si

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Ein PRC-Radarsystem weist im Vergleich mit einem CW-Radarsystem vom FM-Typ hinsichtlich des überkoppelns (spiUbver) und Störfleckenechos (clutter) eine Verbesserung der Gesamteigenschaften um 15 bis 30 dB auf. Das Uberkoppeln stellt bei allen CW-Radargeräten ein großes Problem dar. Uberkoppeln bedeutet in diesem Zusammenhang die direkte Einstrahlung des Senders und/oder der von nahen Störflecken reflektierten Signale in den Empfänger. Dieses Problem ist vorhanden, weil mit diesen Radargeräten kein zeitlich verschachtelter Betrieb wie mit Impulsradargeräten möglich ist.

Durch Anwendung des PRC-Konzepts in Radarsystemen erhält man eine Reduktion des Uberkoppelns im Vergleich zu den Überkoppelsignalpegeln bei einem nichtmodulierten CW-Radargerät (unter der Annahme, daß alle übrigen

2 Faktoren konstant sind) um 1/L (30 dB für einen 31 Bit-Kode). In der ersten (nächsten) Entfernungszelle (range bin) oder Entfernungszunahmebereich ist es möglich, daß gegenüber einem nichtmodulierten CW-Radargerät kein Vorteil gegeben ist, jedoch ist bei größeren Entfernungen ein wesentlicher Vorteil vorhanden.

Durch das Korrelationsverfahren liegen die Signalpegel der Störfleckenechos, die außerhalb der Betriebsreichweite des Radarsignals liegen, bei einer 31-BIt- PRC-Anordnung um 30 dB unter dem Pegel bei einem nichtraodulierten CW-Radar und sind daher vernachlässigbar. Bei Störfleckenechos, die innerhalb der Betriebsreichweite liegen, erfolgt bei der Verarbeitung in einem PRC-System eine Korrelation. Es ist jedoch im Durchschnitt nur 1/L-tel (1/31 im Falle des erwähnten

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31-Bit-Kodes) der gesamten von Störflecken zum Empfänger eines CW-Radargerätes reflektierten Leistung vorhanden. Dies bringt eine Verbesserung in der Größenordnung von 15 dB.

Wie mit dem erfindungsgemäßen Radargerät die Entfernung und die Dopplerfrequenz eindeutig gemessen werden können, wird aus der nachfolgenden Beschreibung klar. Es werden außerdem die Vorteile des neuen Radargeräts gegenüber dem bekannten Radargerät aufgezeigt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein PRC-Radargerät anzugeben, mit dem innerhalb einer relativ großen Betriebsreichweite (z.B. 80 km) und bis zu einer relativ hohen maximalen Zielgeschwindigkeit (z.B. 4000 km/h) weitgehendst eindeutige Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessungen möglich sind und bei dem keine "Blindgeschwindigkeiten" gemessen werden.

Bei dem erfindungsgemäßen PRC-Radargerät ist beispielsweise das CW-Signalformat vorgesehen. Der PRC-Kodierer wird von einer programmierten Taktfrequenz gesteuert. Diese programmierte Taktfrequenz besteht im Wesentlichen aus einer dreifach versetzten Frequenzzuordnung, wobei die Frequenzen so ausgewählt sind, daß das Ziel in einem anderen Bit des Kodeworts in jedem der versetzten Intervalle identifiziert wird.

Empfangsseitig wird das empfangene Echo zunächst von der Empfangsantenne zu einem ersten Mischer geleitet.

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Das empfangene breitbandige Echosignal (und Störfleckensignal) wird in die ZF-Lage (f_lf) heruntergemischt und in einem Breitbandverstärker verstärkt. Dieses verstärkte Signal gelangt anschließend zu 31 parallelen Entfernungskanälen. Jeder dieser Kanäle enthält einen Zweiphasendeinodulator, dem ein diskretes Bit des abgestrahlten (Referenz-) Kodes zugeführt wird, wobei jeder dieser Kanäle gegenüber dem vorhergehenden Kanal um ein Bit verzögert ist. Die L verzögerten Referenzkodes werden in einem Schieberegister mit L Anzapfungen, das von dem PRC-Kodierer gespeist wird und dessen Verzögerungszeit zwischen den Anzapfungen einem Kode-Bit entspricht, gesteuert. Da das wiederholt abgestrahlte Kodewort L Bits (Entfernungszellen oder Entfernungszuwachsbereiche) enthält, bedecken die 31 parallelen Entfernungskanäle alle möglichen Reichweiten. Die L Empfangskanäle haben I- und Q-Ausgänge und diese werden schnell und hintereinander durch ein Schaltgerät abgetastet. Die Ausgangssignale

des Schaltgeräts werden in einer Vast Fourier Transit
formations-(FFT) Einrichtung, einem Filter und einer Gleichrichterschaltung weiterverarbeitet. Anschließend wird die Entfernungsmehrdeutigkeit aufgelöst. Die hierfür vorgesehene Einrichtung enthält einen Prozessor mit einem Schieberegister zur Verarbeitung der Entfernungs- bzw. Donpler-Signale. Der EntfernungsauflösurH3prozessor erkennt im wesentlichen den diskreten Entfernungsbereich, der durch den Korrelationsimpuls, der jedem gegebenen Ziel aus dem Kode-Bit (aus den L Bits), in das es während jedem der aufeinanderfolgenden Taktfrequenzintervalle fällt, entspricht,

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gegeben ist und eliminiert mehrdeutige Korrelationen
in anderen als dem eindeutigen Entfernungsbereich.
In dieser Hinsicht entspricht die Entfernungseindeutung der Blindgeschwindigkeitselimination bei einem
gestuften PRF-Impulsradarsystem,

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:

Fig.1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen
Radargeräts;

Fig.2 das Spektrum des von dem Radargerät nach Fig.1

abgestrahlten Signals mit Pseudozufallskodierung;

Fig.3 eine graphische Darstellung der Entfernungsund Geschwindigkeits-(Doppler-) Mehrdeutigkeit
bei einem CW-Radargerät mit Pseudozufallskodierung;

Fig.4 bis 7 die Wellenform verschiedener Signale im

Empfänger und die Filterwirkung auf verschiedene Signale;

Fig.8a bis 8d die Erzeugung des in einem Radargerät nach Fig.1 verwendeten PRC-Kodes und die hierfür vorgesehene Autokorrelationsfunktion;

Fig.9a und 9b Taktkodevergleiche und die Basis für eine eindeutige Entfernungsmessung mit dem Radargerät nach Fig.1; es sind zwei der drei Kode-Taktraten des Geräts nach Fig.1 dargestellt;

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Fig.10 die zeitliche Folge von kohärenter und

nichtkohärenter Verarbeitung der empfangenen Signale;

Fig,11 die Arbeitsweise der Filterbank für die schnelle Fourier Transformation;

Fig.12 ein Blockschaltbild des digitalen Signalprozessors, der in dem Radargerät nach Fig.1 verwendet wird;

Fig.13 ein genaueres Blockschaltbild des Prozessors,

der die schnelle Fourier-Transformation ausführt;

Fig.14 ein Blockschaltbild der Filter, Integrationsund DetektorSchaltungen nach Fig.12;

Fig.15 ein Blockschaltbild der Einrichtung nach

Fig.12, mit der eindeutige Entfernungs- und Doppler-Werte ermittelt werden;

Fig.16 ein genaueres Blockschaltbild der Einrichtung gemäß Fig.15;

Fig.17 ein genaueres schematisches Blockschaltbild der Schieberegister-Dekoder nach Fig.15;

Fig.18 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Funktion der Schieberegisterdekoder nach Fig.17.

Anhand der Fig.1 wird das erfindungsgemäße Radargerät beschrieben. Für die Beschreibung wurden typische Betriebsparameter ausgewählt.

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Es wird angenommen, daß das Radargerät im X-Band arbeitet. Der X-ßand Oszillator 101 kann einen CW-Mikrowellengenerator (z.B. ein Klystron) oder eine MOPA-Anordnung enthalten. Die letztere gewährleistet eine bessere KurzZeitstabilität, die bei einem kohärenten System wie dem der Fig.1 notwendig ist. Beide Lösunoen sind für den Fachmann allgemein bekannt.

Das Ausgangssignal des Blocks 101 ist mit fc gekennzeichnet und besteht so weit als möglich aus einem einzigen (sehr schmales Spektrum) HF-Signal. Ein Leistungsteiler leitet den größten Teil des Ausgangssignals von 101 zu einem Zweiphasenmodulator 103. Ein kleiner Teil wird, um die nachfolgend beschriebenen Empfangsfunktionen durchführen zu können, zu einem Mischer 1O8 geleitet.

Wie bereits angegeben, erfolgt die Entfernungseindeutung durch Programmierung des Kode-Taktes mit beispielsweise drei aufeinanderfolgenden Frequenzen, sodaß mehrdeutige Ziele nicht in einer konstanten Entfernung erscheinen und somit durch nachfolgende logische Schaltungen berücksichtigt werden können.

In dem ausgeführten Beispiel erzeugt ein bekannter 5-stufiger PRC-Kodierer 110, der von dem (programmierten) Dreifrequenz-Taktgenerator 109 gesteuert wird, in Übereinstimmung mit bekannten Kriterien ein PRC-Wort mit 31 Bits. Vor der weiteren Beschreibung der Anordnung nach Fig.1 wird die Auswahl von typischen Systemparametern und die Natur der abgestrahlten Signale erläutert.

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-3

In Fig.3 ist ein speziell an die Anordnung nach Fig.1 angepaßtes bekanntes Mehrdeutigkeitsdiagranun dargestellt. Das Diagramm zeigt das Signal des Radarempfängers als Antwort auf den abgestrahlten Kode in Ziel-Doppler (^fj)~ und Entfernungs(τ)-Koordinaten.

Aus dem Diagramm ist zu erkennen, daß die Trennung der Antwortkeulen in der Doppler-Frequenzachse 1/τ =1/Lt.

w D

beträgt und der Mehrdeutigkeitsbereich gleich τ =Lt,

w b

ist. Die Signale von Zielen, die außerhalb der Betriebsreichweite und auf der Achse, auf der die Doppler-Keulen gleich null sind, liegen, sind in den Doppler-Mehrdeutig-

keitsnebenkeulen um den Faktor 1/L gegenüber den Hauptantwortsignalen gedämpft. Obwohl sie innerhalb der Betriebsreichweite (oder im Bereich null) nicht vorhanden sind, beträgt ihre Leistung 1/L der Leistung der Hauptkeulen, die sich außerhalb der Betriebsreichweite befinden. Sowohl die Breiten der Doppler-Nebenkeulen als auch der Hauptkeulen des Antwortsignals betragen ungefähr 1/τ., wobei τ. die verfügbare Integrationszeit, d.h. die Zeit, die der Sender auf einem entsprechenden Ziel verweilt, ist.

Der eindeutige Doppler-Punkt 1/τ und die eindeutige Entfernung τ stehen insofern in einer Beziehung zueinander, als unter der Annahme, daß die Auswahl von τ usw. entsprechend dem Stand der Technik erfolgt, eine Verbesserung des einen Werts notwendigerweise eine Verschlechterung des anderen Werts herbeiführt. Die für ein Ziel zur Verfugung stehende Integrationszeit τ_ί ist im Vergleich zur Wortlänge t_w groß.

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λ η rο ο ο π

Ein PRC kodiertes Radargerät bringt im Vergleich zu einem linearen FM-CW-Radargerät in der Nähe von Störflecken und des Überkoppelns eine Verbesserung der Gesamteigenschaften um 15 bis 30 dB. Das tJberkoppeln ist bei CW-Radargeräten eines der Hauptprobleme, denn beim CW-Radargerät arbeitet der Sender kontinuierlich und deshalb gelangt während der Empfangszeiten zwangsläufig Sendeenergie direkt zum Empfänger. Die von nahen Störflecken reflektierten Signale rächen bei CW-Radargeräten ebenfalls große Schwierigkeiten, da im Gegensatz zu Impulsradargeräten keine zeitliche Staffelung möglich ist. Aus diesen Gründen ist der Einsatz der PRC-Kodierung nahezu zwingend, denn hier kann durch die Korrelationstechnik das Uberkoppeln im Vergleich zum unmodulierten CW-Radar (unter Konstanthaltung der anderen Parameter) um den Faktor 1/L·² (30 dB für einen 31 Bit-Kode) reduziert werden. Störungen durch Störflecken außerhalb der Betriebsreichweite liegen bei der Verwendung eines Kodes mit 31 Bit infolge der Korrelationstechnik um 3o dB unter den Werten eines CW-Radars ohne PRC und können deshalb vernachlässigt werden. Störungen durch Störflecken innerhalb der Betriebsreichweite können durch die Korrelationstechnik nicht beseitigt werden, aber sie weisen im Durchschnitt nur noch 1/31 der gesamten reflektierten Leistung auf (vorausgesetzt, es erfolgt eine 31 Bit PRC-Kodierung). Somit ist eine Reduzierung der durch Störflecken verursachten Fehler um 1/L bzw. um 15 dB möglich.

In der bisherigen Beschreibung wurde das Grundkonzept angesprochen, das einer Ausgestaltung eines Systems mit konstanter HF-Wellenlänge, das sowohl für relativ große Entfernungswerte als auch für relativ große

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-νέ. ^

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Doppler-Werte eindeutige Ergebnisse liefert, zugrunde liegt. Wie bereits angegeben, liegen die abgestrahlten Frequenzen im X-Band und haben eine Wellenlänge von 3 cm. Wenn eine maximale Zielgeschwindigkeit von 4000 km/h (1111 m/s) und ein eindeutiger Entfernungsbereich von 80 km vorgegeben ist, betragen die maximalen Dopplerfrequenzen

F - <²⁾ #&> -^{74 kHz}·

Die Erfahrung hat gezeigt, daß das Dopplersignal bis zum zweifachen Wert der maximal zu erwartenden Dopplerfrequenz eindeutig sein soll. Daraus ergibt sich

1/τ * 148 kHz, wobei τ die Kodewortperiode ist; τ ■ * 6,75 us
R_n * 1012 m.

■15 Wenn man einen 31 Bit-Kode mit maximaler Länge wählt, dann entspricht die Bit-Länge ungefähr 1012/31«»30m, Aus diesen Überlegungen ergibt sich eine Kode-Taktfrequenz von 5 MHz und eine Wortfrequenz von 161 kHz, durch die eine Trennung zwischen Signalen innerhalb der Betriebsreichweite und außerhalb der Betriebsreichweite (Autokorrelation Spitze zu Nebenkeulen-Pegel) um 30 dB ergibt.

In den Fig. 8(c) und 3(b) sind der vorgeschlagene Kode und die Taktimpulse dargestaLlt. In der Fig. 8(a) ist ein typischer Schieberegister-Kodierer dargestellt, der mit den Taktimpulsen der Fig. 8(b) den Kode nach Fig.8(c) erzeugt. Die Konfiguration nach Fig.8(a) ist für den Fachmann bekannt. Die Fig.8(b) gibt die Autokorrelationsfunktion für den Kode nach Flg.8(a) an.

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Verschiedene Eigenschaften der Autokorrelationsfunktion sind durch τ. (die Bitlänge), L {die Wortlänge von 31 Bit- in dem beschriebenen Beispiel) und die Beziehung zwischen maximalem und minimalem Antwortsignal gekennzeichnet.

In der bisherigen Beschreibung wurde die Ausgestaltung des Radargeräts durch die Abwägung der Doppler-Mehrdeutigkeit, die relative Verbesserungsfaktoren und die Auswahl einer vernünftigen Zahl von Kode-Bits ' (Auflösungsbereiche) und einer sinnvollen Bit-Länge bestimmt. Aus Fig.8(b) wird jedoch klar, daß der Eindeutigkeitsbereich nur 93Om und nicht 80 km oder noch mehr beträgt.

Um den Eindeutigkeitsbereich um einen Faktor von ca.

80 zu vergrößern, ohne die Vorteile hinsichtlich der Doppler-Mehrdeutigkeiten zu stören, wird ein dreifach gestaffeltes "Taktsystem" verwendet. Für den Fachmann wird es anhand der weiteren Beschreibung klar, daß die dreifach gestaffelte Taktfrequenz angewandt wird, um den gewünschten eindeutigen Entfernungshereich zu erhalten; es ist jedoch auch möglich, in Verbindung mit anderen Anforderungen, mehr als drei oder nur zwei Taktfrequenzen zu verwenden. Eine entsprechende Ausgestaltung des Ausführungsbeispiels nach Fig.1 kann vom Fachmann, der das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip verstanden hat, leicht durchgeführt werden.

Bm folgenden wird wieder auf die Fig.1 Bezug genommen. Der programmierte Kode-Taktgenerator 109 erzeugt drei diskrete aufeinanderfolgende Taktfrequenzen, wobei die nominelle Frequenz von 5 MHz zwischen der ersten

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(5,1667 MHz) bzw. der dritten (4,84375 MHz) Frequenz liegt. Die erste und dritte Taktfrequenz entsprechen 31/30 und 31/32 der nominellen (2.) Taktfrequenz mit 5 MIIz.

Wie bei der Signalverarbeitung die Identifizierung von zwei Zielbereichen erfolgt und wie mehrdeutige Entfernungsantworten ausgeschieden werden, wird durch die weitere Beschreibung klar.

Es wird angenommen, daß die Verweilzeit auf dem Ziel 20 ms sein soll. Die drei Taktfrequenzen werden nacheinander für jeweils ungefähr 6 ms verwendet (zwischen den Taktabstrahlungen mit einer diskreten Frequenz liegen Totzeiten von ungefähr 800 ys, um zu gewährleisten, daß der Empfänger nur mit dem ausgewählten Takt arbeitet).

Die Kodes verschieben sich vom schnelleren Takt im Vergleich mit dem nächst langsamen um 1 Bit bei jeder Wortperiode. In den Fig.9(a) und 9(b) ist dieser Vorgang für zwei Takte dargestellt, wobei τ ₂ die Wortperiode für den langsamen Takt (Nr.2) und τ . die Wortperiode für den schnelleren Takt (Nr.1) ist. Nach dem ersten Wort verlieren die Bits des Kodes Nr.2 ungefähr 1 Bit pro aufeinanderfolgendes Wort gegenüber dem Kode Nr.1. Dies findet für 31 Worte statt und wiederholt sich dann. Für die ausgewählten Takte ergibt dies einen eindeutigen Entfernungsbereich von ungefähr 30x31=930 Bits oder 930 Bits x 30 m/Bit {»30 km.

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Für ein Beispiel, anhand dessen die Auflösung der Mehrdeutigkeit erläutert wird, wird angenommen, daß sich das Ziel in einer Entfernung von 20,075 km befindet. Das Ziel ist beim 19. Bit des Takts Nr.2 (5MHz) vorhanden. Dies ist in Übereinstimmung mit der Berechnung

20,075 km ,. 19 . . , , = ²¹ 3Ϊ °^{der gleich}

21 volle Wörter plus 19 Bits. In entsprechender Weise erscheint das Ziel beim 10.Bit des Takts Nr.1 (5,167 MHz) und entsprechend gilt

20,075 km - -- 10
900 m/Wort IT

dder 22 volle Wörter plus 10 Bits. Im übrigen erklärt sich die Fig.9 von alleine.

Bei einer tatsächlichen Überwachungssituation wäre das Ziel bei den Bits 19 und 10 wie dargestellt vorhanden und die Zielentfernung würde wie folgt bestimmt: da das Ziel sowohl im 19. als auch im 10.Bit, die zueinander koinzldent sind, liegt, zeigt es sich, daß die Wörter um 10 + (31-19) = 10 + 12 = 22 Bits gegeneinander verschoben sind. Da pro Wort eine Verschiebung um 1 Bit erfolgt, wird die Zielentfernung berechnet aus 22 Wörter des Takts Nr. 1 + 10 Bits oder (22 χ 900m) + (10 χ 29 m) = 20,090 km, wobei 900 m der Wortlänge und 29m der Bit-Länge des Takts Nr. 1 (5,167 MHz) entspricht. Ein eindeutiges Ziel erfüllt beide Kriterien. Die Antwort liegt innerhalb 15m oder einer halben Bit-Länge der angenommenen Zielposition.

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Da die Takte Nr.1 und 2 nur einen eindeutigen Entfernungsbereich von 30 km ergeben, muß ein dritter Takt hinzugefügt werden. Durch die Hinzufügung des Takts Nr.3 (4,843 MHz) ergibt sich aus denselben Gründen ein eindeutiger Entfernungsbereich von über 80 km.

Die nachstehende Beschreibung erfolgt wieder anhand der Fig.1. Durch die PRC-Wörter, die in dem fünfstufigen Kodierer 110 mit den drei unterschiedlichen Taktfrequenzen f 1, f2, f3, die von deir programmierten Kode-Taktgenerator 109 erzeugt werden, und den Zweiphasenmodulator 103 wird die "Mehrfachtaktmodulation¹¹ für das abgestrahlte Signal erzeugt. Die spektrale Verteilung, die am Ausgang von 103 dargestellt ist, ist in der Fig.2 genauer dargestellt. Anhand der Figur ist die Form des abgestrahlten Spektrums leicht verständlich. Der Leistungsverstärker 104, der ein bekannter Breitbandverstärker für den CW-Betrieb sein kann, erhält das Ausgangssignäl von 103 und versorgt eine Antenne mit Signalen mit einer hohen Leistung. Die Leistung ist durch die gewünschte Entfernung usw. bestimmt. Da die Leistungsverstärkung durch 104 erfolgt, kann der X-Band-Oszillator 101 ein Gerät mit relativ niedriger Leistung sein.

Ein ZF-Oszillator (Coho)i07 liefext ein stabiles Signal in der ZF-Lage, das dazu verwendet wird, im Videobereich die Signale I und Q (Block 117) zu erzeugen. Dies wird weiter unten erläutert. Der Coho liefert auch an den Mischer 108 ein ZF-Signäl. Eine kohärente Arbeitsweise von Sender und Empfänger wird durch die Verwendung eines

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sehr stabilen quarzgesteuerten Oszillators 107 gewährleistet, der beispielsweise ein Signal mit 30 MHz erzeugt. Das Ausgangssignal von 107 bewirkt die Phaseneinstellung des Ausgangssignals von 108 (das wiederum ein Mischoszillatorsignal für einen Mischer 112 ist) auf die exakte Coho-Frequenz, die gegenüber der X-Band-Senderfrequenz verschoben ist und die über den Leistungsteiler 102 zum Mischer 1O8 gelangt. Der Leistungsteiler 102 hat eine Leistungsteilungsfähigkeit von beispielsweise -20 dB. Der Mischer 108 enthält beispielsweise eine Quarz-Multiplizierkette mit einem Mikrowellenausgang, um das oben erwähnte Mischoszillatorsignal für den Empfangsmischer 112 zu erzeugen.

Die Antennen 105 und 106 (Sende- bzw. Empfangsantennen) enthalten ein Paar gerichteter überwachungsantennen, die die benötigte Strahlbreite in Azimut- und Elevationsrichtung erzeugen. Das vorhandene System ist entweder an ein fächerförmiges oder an an bleistiftstrahlförmiaes Strahlungsdiagramm angepaßt. Es ist bekannt, daß die getrennten Sende- und Empfangsantennen auf einen gemeinsamen Antennensockel 128 montiert und mechanisch über ein Gestänge 127 verbunden werden können. Dies kann hinsichtlich des Ausrichtwinkels von Bedeutung sein. Bei einer solchen Antennenanordnung liegt die Trennung zwischen Sende- und Empfangsantenne in der Größenordnung von 100 dB (für die Freiraumdarstellung).

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Die von der Empfangsantenne 106 empfangenen Signale werden in dem Mischer 112 kohärent heruntergemischt und in einem breitbandigen ZF-Verstärker 113 verstärkt. Die Bandbreite kann beispielsweise - 10 MHz um die nominelle ZF-Zwlschenfrequenz (f.-) von 30 MHz betragen.

Eine Kode-Verzögerungseinrichtung oder Schieberegister 111 hat eine Kapazität von 31 Bits; um ein ganzes PRC-Wort unterzubringen,wird der "örtliche Kode" von 110 empfangen und es sind 31 Abgriffe B1 bis B31, d.h.

jeweils einer für die aufeinanderfolgenden Bit-Positionen innerhalb von 111, vorgesehen. Dabei wird von 111 entlang seinen Abgriffen das gesamte Kodewort abgegeben. Die Zweiphasendemodulatoren.. von denen beispielsweise 114, 115 und 116 dargestellt sind, sind so angeordnet, daß sie diskret arbeiten und jeweils mit einer entsprechenden Bit-Position in 111 verbunden sind. Somit sind 31 parallele Entfernungskanäle vorhanden, die mit dem Ausgang des ZF-Verstärkers 113 beginnen. Die Verbindungen der Ausgänge B2 bis B30 von 111 wurden wegen einer besseren Übersichtlichkeit aus der Zeichnung weggelassen. Von jedem dieser Ausgänge gelangt jedoch das entsprechende Kodebit zu dem zugehörigen der 31 Zweiphasendemodulatoren.

Das Ausgangssignal eines jeden Demodulators wird jeweils einem getrennten Verarbeitungskanal, der jeweils einen Kammfilter (für die Störfleckensignale) 119, einen schmalbandigen ZF-Verstärker 118 und einen I- und Q-Mischer, dessen Ausgangssignale einem Schaltgerät

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ZX

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zugeführt werden, enthält, zugeführt. Wegen der Übersichtlichkeit der Zeichnung wurde nur ein Verarbeitungskanal eingezeichnet.

Die Fig.4 und 5 mit dem zugehörigen Bildtext bedürfen keiner Erläuterung. Die Zwei phasenmodulation und die nachfolgende Filterung im ZF-Bereich sind graphisch dargestellt. In den Fig.4 und 5 sind die Fälle für ein Ziel innerhalb der Betriebsreichweite (korreliert) bzw. für Störsignale (von Störflecken, durch öberkoppeln) außerhalb der Betriebsreichweite (nicht korreliert) dargestellt. In den Fig.6 und 7 sind die entsprechenden Fälle für Störsignale (von Störflecken, durch überkoppeln), innerhalb der Betriebsreichweite und für Ziele, die außerhalb der Betriebsreichweite liegen, dargestellt.

Auch die Fig.6 und 7 erklären sich von selbst.

Die dem Empfänger gemeinsamen Schal tuncren und die Mehrkanalverarbeitung, die mit den Zweiphasendemodulatoren 114, 115, 116 usw. beginnt, sind so ausgewählt, daß sie hinsichtlich der PRC-Funktion in Bezug auf Bandbreitenanforderungen, Dekodiereigenschaften usw. kompatibel sind.

Nachdem der Mischer 112 das PRC-Spektrum in den ZF-Bereich mit einer Mittenfrequenz von 30 MHz hinuntergemischt hat, ist es notwendig, daß der ZF-Verstärker das PRC-Spektrum, das eine Bandbreite von der Größenordnung 1O MHz hat, aufnimmt. Der Mischer 112 ist kommerziell erhältlich und kann beispielsweise ein Gegentaktmischer (z.B. für "Bildverstärker") sein.

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Dieses Gerät hat für den Betrieb im X-Band eine günstige Rauschzahl und kann eine augenblickliche Bandbreite von 1 GHz haben. Die Verstärkung des breitbandigen ZF-Verstärkers 113 (der auch fflr einen hohen dynamischen Signalbereich geeignet sein muß) ist nur so groß wie notwendig, um der Rauschzahl des Systems gerecht zu werden und um den 31 parallelen Dekodier-Kanälen nenügend Leistung zuzuführen.

Jeder der PRC-Dekodierer (Zweiphasendemodulator) 114, 115, 116 usw. ist vorzugsweise von der Art eines Doppel-Gegentaktmlschers. Aus Fig.1 ist zu ersehen, daß jeder seine Dekodierfunktion in Bezug auf einen einzelnen Wert von der Kodeverzögerungseinrichtung durchfUhrt. Somit wirkt jeder dieser PRC-Dekodierkanäle als Einheit oder Zelle der benachbarten Entfernungsbedeckung des Systems. Verzögerungen entsprechend einer Bitlänge im Gegensatz zu einer absoluten Zeitverzögerung sind notwendig, da bei dem System zur Auflösung der Entfernungsmehrdeutigkeit mehrere Taktfrequenzen vorgesehen sind und diese Art der Verzögerung erfolgt durch die Kodeverzögerungseinrichtung 111«

Nach der PRC-Dekodierung (Autokorrelation) können die Empfängersignale als Dopplerverschobene CW-Sicrnale (durch die Zielzeit entsprechend geformt) behandelt werden. An dieser Stelle der Signalverarbeitung wird eine Ausfilterung der Signale von Störflecken und der Überkoppelanteile möglich. In der Entfernungszelle B1 sind immer Anteile von der Senderüberkopplung vorhanden;

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in. allen anderen Entfernungszellen (für die 31 Bits einer PRC-Wortlänge) ist jedoch das Signal um 30 dB (Autokorrelationsgewinn) gedämpft. Dementsprechend
ist nach dem Zweiphasendemodulator 114 (entspricht
der Entfernungszelle B1) zur Verhinderung einer

Sättigung der nachfolgenden ZF-Kanäle eine Kammfilterung nach dem Quarz-Typ notwendig.

Eine Quarzkammfilterung erfolgt auch in den anderen 30 Kanälen,um die ZP-Schaltungen qegen Sättiguno durch Signale, die durch nahe Bodenreflexionen verursacht werden, im normalen Betrieb zu schützen. Dementsprechend werden die Anforderungen an die Dynamik der nachfolgenden Signalverarbeitungsschaltungen reduziert. Der Sperrbereich bei der Filterung beträgt ungefähr - 3 kHz

um die Mittenfrequenz von 30 MHz herum.

Im Zusammenhang mit den obigen Ausführungen ist zu
bemerken, daß das Kammfilter 119 und die nachfolgenden schmalbandigen ZF-Verstärker 118 typisch für die 30 anderen Kanäle sind. Jeder I- und Q-Mischer, für die 117 typisch ist, mischt das Ausgangssignal des entsprechenden schmalbandigen ZF-Filters (z.B. 118) in I- und Q-Form in den Videofrequenzbereich herunter (mit dem Ausgangssignal des Coho's 107). Es ist bekannt, daß zur Erzeugung der orthogonalen I- und Q-Signale das Referenzsignal aus dem Coho einmal direkt und einmal mit ·=· Phasenverschiebung zugeführt wird.

Dem Schaltgerät 110 werden 31 Paare I- und Q-Signale zugeführt, und da es sich um ein CW-System handelt,

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zs

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sind alle Signale (soweit vorhanden) kontinuierliche Signale. Sie sind so gestaltet, daß sie vom Kommutator 110, der die verschiedenen Taktfreauenzen aus 1O9 über die Leitung 130 erhält, abgetastet werden. Pie Verweilzeit des Schaltgeräts 110 auf jeder der 31 I-Videoleitungen ist der Taktfrequenz reziprok (200 Nanosekunden pro Leitung bei der nominellen (mittleren) Frequenz von 5 MHz).

Durch weitere ähnliche Schaltungen im Schal tcrerät HO werden die Signale auf den Q-Videoleitungen mit einer identischen Datenfolge verarbeitet und man kann deshalb sagen, daß die I- und Q-Daten einander zugeordnet sind und durch die Taktimpulse auf der Leitung gesteuert werden, über die Verbindungen zwischen 109 und 110 wird auch ein Index-Impuls zur Identifizierung des Rahmenbeginns der ersten Entfernungszelle B1 gesandt.

Am Ausgang des Schaltgeräts 110 ist ein einziges Paar von I- und Q-Leitungen vorhanden, über die die aufeinanderfolgenden Abtastwerte der 31 Kanäle weitergeleitet werden. Ein Analog/Digital-Wandler 12O wandelt jeden dieser aufeinanderfolgenden Abtastwerte einfach in eine digitale Zahl um, die kontinuierlich die jeweilige Amplitude des Signals in jeder Bitrichtung (Entfernungszelle) darstellt, f'it den für das Ausführungsbeispiel gewählten Parametern beträat die Verweilzeit des Kommutators 110 auf jedem Bit 200 ns und während dieser Zeit erzeugt der Analog/Digital-Wandler eine entsprechende digital Zahl. Der A/D-Wandler 120 erhält über die Leitung 129 ein Taktsignal.

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Das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers ist das Eingangssignal für den Rechner 121 für die schnelle Fourier Transformation mit 128 Punkten. Hier erfolcrt eine Auflösung des Doppler-Wertes für jede Entfernunqszelle. Die nominelle (ungewichtete) FFT Doppler-Auflösung ist 1260 Hz. Für alle interessierenden Doppier-Frequenzen erhält man eine kontinuierliche Bedeckung über den gesamten Bereich von -75 kHz bis +75 kHz mit einer - 3 kHz Ausfilterung im Empfänger wie oben beschrieben (um Störungen durch überkoppeln und Störflecken zu eliminieren). Alle 128 Ablesungen in jeder Entfernungszelle (mit der Taktfreauenz) werden zur Erzeugung der Doppler-Daten kohärent verarbeitet. Dann erfolgt eine nichtkohärente Integration von acht Gruppen mit jeweils 128 Ablesungen während jedem Drittel der Zielverweilzeit (ungefähr 6 Millisekunden). Nachdem dieses Programm mit der Taktfrequenz f1 beendet ist, wird das identische Programm zwei weitere Male während der gesamten 20 Millisekunden Zielverweilzeit wiederholt unter Verwendung der Taktfrequenzen f2 und f3.

Wie bereits angegeben, dienen die zusätzlichen Taktfrequenzen f2 und f3 zur Auflösung der Entfernungsmehrdeutigkeiten, die durch den relativ kurzen 31 Bit PRC-Kode bedingt sind. Die Mehrdeutigkeiten werden durch die weitere und nachfolgend beschriebene Signalverarbeitung der Doppler/Entfernuncrsdaten beseitigt. Das Vorhandensein eines Ziels bei einer bestimmten Dopplerfrequenz kann mit bestimmten Entfernungszellenzahlen, die sich in einer vollkommen eindeutigen Weise mit dem Wechsel der Taktfrequenzen von f 1 bis f3 ändern, notiert v/erder. Die resultierende eindeutige Datenmatrix kann

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durch die Entfernungs/Doppler-Verarbeitungseinrichtung, die den FFT-Rechner 121, den Filter/Detektor 122 und den Entfernungseindeutigkeitsprozessor enthält, dekodiert werden. Der Anzeigeprozessor 124 und die Anzeigeeinrichtung 125 selbst sind nicht Teil der Erfindung. Sie wurden nur wegen der Vollständigkeit eingezeichnet. Der Anzeigeprozessor 124 erzeugt synthetische Videoimpulse in eindeutigen Entfernungsbereichen und koordiniert sie mit den Ablenkschaltungen der Anzeigeeinrichtuno 125, xav

- . ." „ , ^ ,, .„. , die Darstellung eine numerische Dopplerdarstellung (V) als auehTverschiedener anderer Symbole, die auf der Anzeige 125 benötigt oder gewünscht werden, zu erzeugen. Das Entfernungssignal (R) zur Anzeige 125 ist gleich dem für PPI-Radargeräte typischen Signal.

Die gekoppelte Rotation der Sende- und Empfangsantennen 105 und 106 wird durch eine mechanische Einrichtung im Antennensockel 128 auf bekannte Weise bewirkt und die Azimutbezugseinrichtung 126 kodiert diese Bewegung in geeigneter Weise; die kodierten Winkelwerte werden zur Steuerung der Anzeige 125 verwendet. Dies ist allgemein bekannt.

Anhand der Fig.12 werden die einzelnen SignalVerarbeitungseinrichtungen der Fig.1 näher erläutert. Die Einrichtuno nach Fig.1 ist zu einer Zweikanalanordnung erweitert, wobei der eine Kanal für die Verarbeitung eines fächerförmigen Strahlungsdiagramms und der andere Kanal für die Verarbeitung eines bleistiftförmigen Strahlumrsdiagramms vorgesehen ist. Dementsprechend ist der

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Analog/Digital-Wandler 120 aus der Fig.1 in zvrei A/P-Wandler 120a und 120b aufgeteilt. Die Ausführung mit zwei Kanälen dient nur als Beispiel und die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Einrichtung hängt nicht von einer zweikanaligen Ausführung ab. Die Antennen- und Strahlschwenkeigenschaften und die Gesamtanforderungen an das spezielle System bedingen eine solche Zweikanalausführung.

Für jeden der beiden Kanäle ist ein 128-Punkt-FFT-(Fast Fourier Transform^ Rechner 121a und 121b mit 31 Entfernungszellen vorgesehen. Diese entsprechen dem Block 121 in der Fig.1.

Auch der Filter/Detektor-Teil 122 und der Entfernungseindeutigkeitsprozessor 123 sind in beiden Kanälen vorhanden 122a, b; 123a, b.

Bevor mit der weiteren Beschreibung der Fig.12 und der darin enthaltenen Untersysterne fortgefahren wird, werden in einer Tabelle I die Forderunaen für die Signalverarbeitung zusammengefaßt.

TABELLE I

Allgemein

Kohärente Integration 128-PktrFFT-Prozessor

Nicht-kohärente Integration 8 Gruppen Intecrratoren

Entfernung/Doppler-Korrelation 3 Perioden-UND-Korrelator

Filter-Bandbreite 1,3 kHz

Doppler-Bereich -80 kHz bis +80 kHz

Entfernungsbereich 0 bis 80 km

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-vT-

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Eingänge

Perioden-Abtastfrecmenzen Perioden pro Gtrahlbreite Gruppen pro Periode Abtästwerte pro Gruppe Auflösungsbereiche pro Gruppe A/D-Umwandlungsrate Dynamischer Bereich

Verarbeitung

■Nebenkeulenunterdrückung FFT-Filter
FFT dynamischer Bereich

Integrationsgruppen nach FFT Dynamischer Bereich bei der Integration nach FFT Eindeutiger Entfernungsbereich

f 1,	f2,	dB	f3
3
8		Bits
128		Bits
31
	2 ys	Bits
6 Bits I
6 Bits Q
30
128
13	I
13	Q
8
16
80	Radar-Meilen

Ausgänge
PPI

PSI

709841/0548 80 Radar^Meilen
fächerförmiges Strahlungsdiagramm

80 Radar-J*eilen bleistiftstrahlförmiges Strahlungsdiagramm

128 Dopnler-Filter für fächerförmiges Strahlungsdiagramm
128 Dopnler-Filter für

bleistiftstrahlförmiges Strahlunqsdiaaramm

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Spektrum Auswählbares Poppler-Spektrum

fächerförmiges Strahlungsdiagramm:

Auflösungsbereiche 1-31; bleistiftförmiges Strahlungsdiagramm: Auflösungsbereiche 1-31

Es wird eine Kombination zwischen kohärenter und nichtkohärenter Integration verwendet, um das notwendige Signal-Rauschverhältnis zu erreichen, das für die gegebene Erkennungswahrscheinlichkeit, und Falschalarm-Wahrscheinlichkeit gewünscht ist. Die Donpler-Diskrimination erfolgt durch 128 Filter, deren Bandbreite ungefähr 1,3 kHz beträgt. Diese Filter überdecken das Doppler-Freguenzband von -80 kHz bis +80 kHz. Die Anforderungen an die Eingänge, die Verarbeitung und die Ausgänge der Signalverarbeitungseinrichtung des beschriebenen Beispiels sind in der Tabelle T zusammengefaßt.

Bei der Signalverarbeitung entsprechend der Fig.12 sind drei diskrete und benachbarte Zeitperioden Ti-1, Ti, T.i+1 vorgesehen, die den drei Zeitspannen der entsprechenden Taktfrequenzen während eines "Einstrahlbreitenintervalls" entsprechen. Das Programm dieser drei diskreten Taktfrequenzen wird nach jeder dritten Zeitneriode wiederholt. Wegen der hohen Datenfolgen wird eine parallele Verarbeitung verwendet. Es werden beispielsweise vier 128-Punkt-FFT-Prozessoren verwendetem die acht Gruppen der Daten-Abtastwerte während der Periode Ti-1 zu verarbeiten. Es gibt eine Verzögerung um eine Gruppe zwischen Sammeln und Verarbeiten, sodaß die Gruppendaten der Zeit Ti-1 während der Zeit der Gruppe drei der Periode

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Ti-1 verarbeitet wird. Der nicht-kohärente Integrationsvorgang ist mit der FFT-Verarbeitung überlappt und die tatsächliche Schwellwertermittlung für die nichtkohärente Summe der acht Gruppen der Periode Ti-1 wird während der Gruppe Nr.1 der Periode Ti durchgeführt.

An dieser Stelle trägt eine Bezugnahme auf die Fig.10 zum besseren Verständnis bei. In dieser Figur sind typische Zeitbeziehungen herausgegriffen für die nichtkohärente Korrelation von drei Impulsen über jede Strahlbreite.

Die erwähnten Einrichtungen zur FFT-Verarbeitung und Filterung arbeitendem bereits angegebenen Doppier-Bereich von -80 bis +80 kHz. In Fig.11 ist gezeigt, wie die Signale von Störflecken und Überkoppelanteile durch die Filterung beseitigt werden.

Die Signalverarbeitung- hinsichtlich der Entfernungs/ Doppler-Mehrdeutigkeiten kann beginnen sobald die Signalverarbeitung in 122a und 122b beendet ist. Daten aus der Periode Ti-1 werden in den Entfernunqs/Doppler-Merhdeutigkeitsspeicher während der Zeit der Gruppe Nr.1 der Periode Ti eingespeichert. Die Figur 15 gibt eine genauere Erläuterung der Schaltungen 123a und 123b aus Fig.12. Sechzehn Schieberegister-Dekoder (der erste 1505 und der sechzehnte 1506 sind eingezeichnet) verarbeiten jeweils einen bestimmten Teil der Doppler-Geschwindiokeiten. Dies wird besonders aus Fig.16 deutlich.

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Jeder der Blöcke 1501 bis 1504 der Fig.15 enthält die in Fig.16 dargestellte Schieberegistertorschaltunn. Jeder der sechzehn Schieberegisterdekoder der Fig.15 arbeitet, wie auch in Fig.16 angegeben, in einem bestimmten Teil des Dopplerspektrums.

Jeder der Schieberegisterdekoder, von denen 1505 und 1506 in der Fig.15 eingezeichnet sind, enthält die in Fig. 17 genauer dargestellte Schal tuna. Die i^rt und Weise, in der diese Schieberegisterdekoder - entsprechend den Einzelheiten der Fig.17 - arbeiten, um die Entfernungsmehrdeutigkeit zu beseitigen, ist in der Fig.18 graphisch dargestellt.

Die bei der digitalen Signalverarbeitung verwendeten Einrichtungen sind dem Fachmann bekannt (pipelined processing)," z.B. gelangen Daten in die Signalverarbeitungsleitung während einer Periode Ti~2, werden während drei Taktperioden verarbeitet und in der folgenden Periode (Ti+1) schließlich angezeigt. Wenn die Leitung einmal voll ist, werden die Daten mit derselben Rate ausgegeben mit der sie eingegeben werden.

Die digitale FFT-Verarbeitung kann gedacht werden als Umwandlung einer abgetasteten Datenfolge, die aus 128 komplexen Datenpunkten besteht, in ein Spektrum mit 128 diskreten komplexen Frequenzantworten oder Filter. Diese Filter umspannen den eindeutigen noppler-Frequenzbereich von -Fs/2 bis +Fs/2, wobei Fs die Abtastfrequenz der abgetasteten Datenfolcre ist. Die

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Frequenzverteilung nach der Transformation hat, wenn alle Eingangsabtastwerte gleich gewichtet werden, die Form sinx/x. Diese Verteilung jedoch enthält unannehmbar hohe Nebenkeulen, die das noppler-Auflösungsvermögen der einzelnen Filter begrenzen.

Die Neben/Hauptkeulenverteilung der einzelnen Filter im Frequenzbereich kann durch eine zeitliche Gewichtuna der Eingangsdatenabtastwerte geändert werden. Dieses Verfahren wird als zeitliche Gewichtung bezeichnet.

Im Prozessor erfolgt eine zeitliche Chebychev-Gewichtung, die für die Frequenzdiskrimination gut geeignete Signale liefert, da man mit ihr konstante Nebenkeulen und . nur eine minimale Verbreiterung der Hauptkeule bekommt. Nebenkeulen werden um 30 dB unterdrückt. Diese bekannte Gewichtung erfolgt durch die Schaltungen 204 (a) und 204 (b) .

Der 128 Punkt "Diskrete Fourier-Transformation"-(DFT)-Prozessor wendet beispielsweise den Cooley-Tukey-Fast-Fourier Transformationsalgorithmus an. Dieser Algorithmus ersetzt die 128 mal 128 DFT-Matrix durch eine Serie von sieben 128 mal 2 diskrete Fourier-Transformations-Matrizen. Diese 2-Punkt oder Basis-2-DFT-Matrizen können so ausgelegt werden, daß nur Additionen und Subtraktionen jedoch keine Multiplikationen notwendig sind. Eine Vektordrehung oder komplexe Multiplikation ist zwischen jedem Paar der Basis-2-Matrix-Onerationen notwendig ; die Gesamtzahl der komplexen Multiplikationen (und Additionen und Subtraktionen) wird durch den

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Cooley-Tukey-Alcforithmus wesentlich reduziert und wird deshalb als "schnelle" FFT-Anordnung bezeichnet.

Es wurden auch andere abgeleitete FFT-Mqorithmen entwickelt, die sowohl Basis 4 als auch Basis 8 Matrix-Operationen verwenden und die für spezielle Eingangssignaifolqen noch weniger Multiplikationsvorgänge als der Basis 2-Algorithmus erfordern. Auch wenn bei dieser Beschreibung der Basis 2 Algorithmus verwendet wird, so ist die Erfindung keineswegs hierauf "Ό beschränkt.

Der Cooley-Tukey-Algorithmus wandelt eine natürliche binäre geordnete Zeitfolge in eine entgegenqesetzte binäre geordnete Zeitfolge um. Da die Doppler-Informa tion dem Bediener angezeigt wird, ist es notwendig, daß der FFT-Prozessor die Daten wieder in eine natürliche binäre Folge bringt. Das Spektrum enthält sowohl neaative als auch positive Dopplerfrequenzen. Diese werden aussortiert und so angeordnet, daß zuerst die Doppler-Frequenz mit dem größten negativen Wert und zuletzt die Doppler-Freauenz mit dem größten positiven Wert angezeint wird (d.h. F65, F66, ... F127, F70, F1 ... F63, Ffi4).

Durch den Cooley-Tukey-Algorithmus wird ein Frenuenzspektrum mit komplexen Komponenten erzeugt, d.h. jeder Doppler-Filter hat, wie hierin beschrieben, zwei zueinander quadratische Komponenten (I,Q). Diese beiden Komponenten werden zu einem einzigen Wert (rms amplitude)= zusammengefaßt. Dies erfolgt durch eine Einrichtung, die die rms-Summe entsprechend der folgenden Näheruna rms=max(I,0) + 1/2 mind,Q) bildet.

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-MT-

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Die Eingangssignale für den FFT-Prozessor bestehen
(wie bereits beschrieben) aus einem I- und einem
Q-Abtastwert, die jeweils durch eine Zahl mit 6 Bits (Vorzeichen +5Bits) angeqeben werden. Die durch die FFT erzeugte Vergrößerung des dynamischen Bereichs
(Signal/Rausch-Verhältnis) ist begleitet durch eine Vergrößerung des dynamischen Bereichs der quadratischen Komponenten um 1 Bit pro jede der 7 Stufen des FFT Algorithmus. Dadurch, werden zwei 13-Bit quadratische
Komponenten erzeugt, die durch die oben beschriebene Einrichtung zu einer einzigen 13-Bit Amplitude kombiniert werden.

Die obigen digitalen Parameter gelten insbesondere ftfr die Fig.12 und folgende. Der Prozessor hat die Kapazität zur Realzeitverarbeitung von 31 Datenentfernungszellen.

.Er verwendet vier FFT 128-Punkt-Prozessoren, um der vom System bestimmten Datenfolcre crerecht zu werden.

Die A/D-Wandler 120(a) und 120(b) wandeln I- und Q- ^btastwerte um, gesteuert durch einen Abtastimpuls, der bei einer der drei Frequenzen arbeitet. Die umgewandelten Werte werden in den Zeitgewichtunnseinrichtungen 204(a) und 204 (b) zeitlich gewichtet (s. auch Fig.13, in der die Gewichtungseinrichtung (Multiplikator) mit 1340 bezeichnet ist). In einem Speicher 1331 (Festwertspeicher) werden die 64 tatsächlichen Wichtungen gespeichert. Die zeitlich gewichteten Daten werden zu einem von vier Pufferspeichern 1332, 1333, 1334 und 1335

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der Fig. 13 auf einer Entfernungstorbasis übertragen. Jedem Pufferspeicher ist ein FFT-Prozessor zugeordnet, der über 31 Entfernungsbereiche (6,2 ys) eine 128 Punkt FFT mit geordneten Ausgangssignalen in weniger als 100 ys berechnen muß (8 Entfernungskanäle in 6,2 vis χ 128 = 800 ys für jeden von 4 FFT Prozessoren). Die Ausgangssignale dieser 4 FFT-Prozessoren werden in der Größe umgewandelt, entsprechend dem Entfernungsbereich geordnet und zur nichtkohärenten Integration zu Filter Integrator und Detektor-Einheiten 122(a) und 122(b) der Fig.12 geleitet. In diesen Funktionen ist die Verarbeitung in den Kanälen für das fächerförmige Strahlungsdiagramm und das bleistiftförmige Strahlungsdiagramm identisch.

Den Blöcken 122a und 122b der Fig.12 werden die rms-Werte von 206a und 206b zugeführt und in Übereinstimmung mit den Einzelheiten dieser Blöcke (Fig.14) verarbeitet.

Diese Filter Integrator und Detektor-Einheiten integrieren die 31 Entfernungszellen über acht FFT-Gruppen (128 Filter pro Gruppe) nichtkohärent und vergleichen die Summen mit einem Schwellwert,um 31 serielle Bitströme mit jeweils 128 Bits für beide Kanäle zu erzeuaen,

Das Ausgangssignal des FFT-Prozessors besteht aus 8 Gruppen mit kohärent integrierten Daten für jede von drei benachbarten Perioden (3dB Strahlbreite des Radargeräts, d.h. ungefähr 20ms).

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Jede Gruppe enthält 128 Filterainplituden für jede von 31 Entfernungszellen. Jede Filteramplitude wird als eine 13 Bit Größe dargestellt.

Die Filter Integrator und Detektor-Enheit (Fig.14) wird dazu verwendet, die acht Eincrangssirmale für jedes der 128 Filter für jede der 31 Entfernungszellen zu summieren. Ein 16 Bit Akkumulator 14O1 reicht aus, um acht 13 Bit-Zahlen zu akkumulieren (suirmieren) . Ein Schieberegisterspeicher in 1401 wird dazu verwendet im Gesamten 128x31 16 Bit Summationen durchzuführen.

Daten aus dem rms-ümwandler werden zu der akkumulierten .Summe in 1403 für jedes Filter und für jede Entfernunaszelle addiert. Während der achten Gruppe wird das Ausgangssignal des Addierers zu einem Schwellwertdetektor 1402 geleitet, wo die Summe mit einem digitalen Schwellwert verglichen wird. Wenn die Summe den Schwellwert übersteigt, wird der Ausgang des Detektors 1404 "1" gesetzt; sonst ist er "0". Deshalb wird die nichtkohärent integrierte Summe für 128 Filter für eine cregebene Entfernungszelle durch die Signalverarbeitung zu einem seriellen 128 Bit-Wort, bei dem Schwe¹ lwertuberschreituncren durch 1 und Nichtüberschreitunaen durch 0 dargestellt werden, reduziert. Die Detektoreinheit erzeugt 31 dieser seriellen 128 Bit-Wörter für jede Gruppe und leitet sie nacheinander zu dem Entfernungs/Doppler-Eindeutiakeitsprozessor. Während der ersten Gruppe einer jeden 8-Gruppen-Periode wird der Akkumulatoreinaang zum Addierer auf null gesetzt durch die Multlplexerschaltung 1405, um die Summe der vorheroehenden Periode zu löschen.

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Der Entfernungs/Doppler-Eindeutiakeitsprozessor korreliert 31 Datenentfernungszellen für jeden von 128 Filtern über 3 abgestrahlte (Takt-)Freauenzen, um durch eine logische Verarbeitung aus den letzten 80 km eindeutige Entfernungsdaten zu erhalten.

Der Entfernungs/Doppler-Eindeutigkeitsprozessor korreliert drei Pakete von Entfernungs/Donpler-Daten (jedes Paket wurde bei einer unterschiedlichen Frequenz aufgenommen) und ermittelt die Entfernung, in welcher sich erkannte Ziele befinden (bis zu einer Peichweite von 80 km). Eindeutige Entfernungs- und Dopplerdaten werden vor der Anzeige einem Anzelgennrozessor zugeführt.

Dem Blockschaltbild (Fig.15) für den Entfernungs-Eindeutigkeitsprozessor ist zu entnehmen, daß der Prozessor Speicher 1501 bis 1504 und 16 Schieberegisterdekoder (beispielsweise 1505 und 1506) enthält. Drei der Speicher enthalten Daten der letzten drei Pakete mit denen die Schieberegister-Dekoder-Korrelationsverarbeitung durchgeführt wird. Der vierte Sneicher dient als Puffer-Speicher, in dem das nächste Datenpaket eingespeichert ist, da das Korrelationsverfahren mit den vorhergehenden drei Paketen durchgeführt wird.

Der in Fig.16 dargestellte Speicher enthält 31 Schieberegister mit jeweils 128 Bit Länrre. Diesen Schieberegistern werden von der Filter Integrator- und Detektor-Einrichtuner nacheinander 31 Wörter mit jeweils

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128 Bits zugeführt. Sechzehn Einrichtungen mit Abgriffen mit 31 Bits pro Abgriff betätigen die 16 Schieberegisterdekoder. Da ein Datenpaket bei drei getrennten Korrelationen verwendet wird, ist das 128 Bit Schieberegister so ausgeführt, daß 16 8-Bit-Schiebereaister vorhanden sind, sodaß das Schieberegister während des Einspeicherns als ein einziges 128 Bit-Schieberegister arbeitet und während der Verarbeitung als 16 8-Bit !Ringzähler pchieberegister).

Ein in der Fig.17 dargestellter Schieberegister-Dekoder (einer der Einheiten 1505, 1506) enthält eingangsseitig drei Multiplexer 1701, 1702 und 1703, drei 31 Bit Ringzähler 1704, 1705 und 1706, eine UND-Schaltung 17O1 und einen Pulslängendiskriminator 1708. über die MuI-tiplexer können die Schieberegister drei der vier Speicher auswählen. Die mit der Frequenz f1 aufgenommenen Daten werden immer in dem 31-Bit Pchieberegister, das mit der Taktfrequenz f1 gesteuert wird, gespeichert. Entsprechend werden die f2- und f3-Daten in den zugehörigen Schieberegistern gespeichert. Die sechzehn Schieberegister-Dekoder korrelieren 16 der 128 Filter; zur Korrelation aller 128 Filter sind acht Dekoderdurchgänge notwendig.

In Fig.18 ist das Zeitdiagramm für einen Teil eines Durchgangs eines Schieberegister-Dekoders dargestellt. Ein mehrdeutiges Ziel ist in der ersten Entfernungszelle des ersten mehrdeutigen Entfernungsintervalls (oder Wert) dargestellt. Wenn in die 31 Bit Schieberegister die Filter-Daten von jedem der drei Pakete eingegeben sind.

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wird ein Signal von der 3-Elngangs-Koinzidenz-UND-Schaltung 1707 zum Bit 1 des 31 Bit-Registers geleitet. Wie bereits angegeben stehen die Taktfreauenzen f1, f2 und f3 in folgender Beziehung zueinander

30f1 = 31f2 = 32f3.

Diese drei Frequenzen werden zu den Schieberegistern geleitet und die drei 31 Bit Verteilungen werden umlaufend verschoben. Im angegebenen Beispiel ist eine Koinzidenz bei der Bit-Nummer eins vorhanden,nachdem 31 Takte zum Schieberegister eins gelangt sind. Dies ist im Entfernungsbereich von O bis 80 km die einzige Zeit-(Entfernungs-) Koinzidenz.

Ein Pulslängendiskriminator wird dazu verwendet, digitale Schaltspitzen zu unterdrücken, sodaß die kleinste durchgelassene Pulslänge gleich der kürzesten abgestrahlten Pulslänge ist. Es ist eine Einrichtung 1710 vorgesehen, um daran zu "erinnern", wenn irgendeine Entfernungszelle im 80 km-Bereich eine Korrelation erzeugt. Das Ausgangssignal der Einrichtung wird zu einem Doppler-Speicher in der Doppler-Signalverarbeitungseinrichtung geleitet. Die zeitlich geordneten Entfernungsdaten werden zu dem Entfernungsspeicher in dem Display-Prozessor aeleitet.

Da der Signal-Prozessor voll digitalisiert ist, werden die Zeit- und Steuerbefehle im wesentlichen synchron von dem programmierten Kode-Taktgenerator 1o9, in Fig.12 durch 205 symbolisch angedeutet, abgegeben.

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Hi

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Die technische Ausführung der oben angegebenen Einrichtungen ist dem Fachmann geläufig.

Es wurde bereits erwähnt, daß auch andere Fourier-Rechner verwendet v/erden können. Dies ist dem Fachmann nach Kenntnis des Inhalts der Erfindung ebenfalls bekannt.

Anstelle der digitalen Ausführung lassen sich viele Teile der Erfindung auch analog ausführen.

Digitale Radarbauelemente, kohärente Impuls-Doppler- - Radargeräte und die FFT-Siqnalverarbeitung sind u.a. in den US-Patentschriften 3 406 396, 3 441 930, 3 725 923 und 3 778 604 beschrieben.

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Claims

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Patentansprüche

λ j Radargerät, von dem pseudostatisch kodierte Signale abgestrahlt werden, mit einem Sender, einem Empfänger und einem Kode-Generator zur Erzeugung dieses pseudostatistischen Kodes der Länge t_w und bei dem die reflektierten Signale in einem Korrelationsdetektor zur Erzeugung eines dekodierten Ausgangssignals mit diesem Kode korreliert werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Kode-Generator (110) nacheinander durch mindestens zwei Taktfrequenzen (f1, f2, f3) so gesteuert wird, daß jeweils mindestens ein Kode-Wort mit Bit-Längen, die durch den jeweiligen Takt bestimmt sind, abgegeben wird, und daß im Empfänger eine Einrichtung (123, Fig.15) zur Auflösung von Mehrdeutigkeiten, die eine logische Schaltung zur Identifizierung eindeutiger Zielkorrelationen enthält, vorgesehen ist.
2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Demodulationskanäle (114, 115, 119, 118, 117) des Empfängers gleich der Anzahl (L) der Bits pro Kodewort ist.
3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Demodulation den Demodulationskanälen (114, 115, 119, 118, 117) jeweils ein in einer Kode-Verzögerungseinrichtung (111) geeignet verzögertes Bit zugeführt wird.

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4. Radargerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Peinodulationskanäle durch ein Schaltgerät (110) so abgetastet werden, daß eine sequentielle Signalfolge entsteht.
5. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfreauenzen (f1_r f2, f3) so unterschiedlich sind, daß sich die zugehörigen Kodelängen (τ =L.x_n) um angenähert eine Bitlänae (τ, )

W B D

unterscheiden.
6. Radargerät nach Anspruch 5 , dadurch gekennzeichnet, daß die Kodelänge (τ ) so gewählt ist, daß ihr Kehrwert (1/τ ) größer als die naximal zu verarbeitende Dopplerfrequenz ist.

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