DE2609495C3 - Mikrowellen-Weichenanordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Mikrowellen-Weichenan-Ordnung zum sukzessiven Aus- oder Einkoppeln von zu einem breiten Frequenzband gehörenden Teilfrequenzbändern mit wenigstens einem Verzweigungsstück, das mit seinem einen Ende an einen die gesamte zu übertragende Energie leitenden Hohlleiter und mit seinem anderen Ende an eine in zwei zueinander parallelen Pfaden jeweils einen Teil der zu übertragenden Energie leitende Hohlleiteranordnung angeschlossen ist, die eine Reihe von hintereinandergeschalteten, verschiedenen Teilfrequenzbändern aus- oder einkoppelnden mittenangeregten Kopplern umfaßt, von denen jeder zwei äußere, jeweils einen Teilabschnitt eines der beiden parallelen Pfade bildende Hohlleiterabschnitte und einen mit diesen äußeren Hohlleiterabschnitten gekoppelten inneren Hohlleiterabschnitt aufweist, an dem die Energie des jeweiligen Teilfrequenzbandes entnommen oder eingespeist wird.

Eine solche Mikrowellen-Weichenanordnung ist beispielsweise aus einem Beitrag für die European Microwave Conference 1973 (Paper B 13.4) mit dem Titel »A band branching unit for use over the range 32 to 110 GHz« bekannt. Diese Weichenanordnung besteht aus einem Hohlleiter-Verzweigungsstück, das mit seinem einen Ende an einen Hohlleiter mit kreisförmigem Querschnitt, in dem die gesamte Energie eines breiten Frequenzbandes, das sich beispielsweise von 32 GHz bis 110 GHz erstreckt, im TEiS-Mode weiterleitbar ist, und mit seinem anderen Ende an zwei jeweils einen halbkreisförmigen Querschnitt aufweisende, einen Teil der Gesamtenergie im TESi-Mode weiterleitende Hohlleiterabschnitte anschließbar ist. Die beiden Hohlleiterabschnitte mit halbkreisförmigem Querschnitt gehen dann in einen ersten sogenannten mittenangeregten Koppler über, bei dem zwischen zwei ebenfalls im Querschnitt halbkreisförmigen, mit ihren flachen Seiten aufeinander zuweisenden Hohlleitern ein Hohlleiter mit rechteckigem Querschnitt eingeschlossen ist, dessen Innenraum mit den Innenräumen der Hohlleiter mit halbkreisförmigem Querschnitt durch Kopplungsschlitze verbunden ist, und der darüber hinaus nach außen führende Anschlußöffnungen besitzt, über die Hochfrequenzenergie ein- oder ausgekoppelt werden kann. An die vom Verzweigungsstück abgewandten Enden der beiden Hohlleiter mit halbkreisförmigem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers schließt sich bei der bekannten Vorrichtung jeweils ein Hochpaßfilter an, auf das dann wieder ein den oben beschriebenen Aufbau besitzender mittenangeregter Koppler mit nachgeschal

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43 tetem Hochpaßfilter folgt. Somit ist bei der bekannten Anordnung eine Reihe von insgesamt 5 mittenangeregten Kopplern an das Verzweigungsstöck angeschlossen, von denen lediglich der vom Verzweigungsstück am weitesten entfernt liegende mittenangeregte Koppler nicht in ein Hochpaßfilter mündet, sondern durch eine zur Anpassung dienende Last abgeschlossen ist.

Bei dieser aus lauter passiven, keine Vorzugsrichtung aufweisenden Bauteilen bestehenden Vorrichtung handelt es sich um eine reziproke Anordnung, die in beiden Richtungen betrieben werden kann. So ist es z. B. möglich, in einer Übertragungsstrecke diese bekannte Vorrichtung senderseitig dazu zu verwenden, aneinander anschließende Teilfrequenzbänder, die beispielsweise die Frequenzen 32 HGz bis 40 GHz₁ 40 GHz bis 50 GHz, 50 GHz bis 70 GHz, 70 GHZ bis 90 GHz und 90 GHz bis 110 GHz umfassen, an den einzelnen Anschlußöffnungen in die Hohlleiter mit rechteckigem Querschnitt der mittenangeregten Koppler einzuspeisen und die so zu einem breiten Gesamtl'requenzband gemeinsam an dem einen kreisfön v<gen Querschnitt besitzenden Ende des Verzweigungsstückes abzugreifen und über einen entsprechenden Hohlleiter der Sendeantenne zuzuführen. Dabei wird nach dem Stand der Technik ausschließlich so verfahren, daß das niedrigste Teilfrequenzband, d. h. also das Frequenzband von 32 GHz bis 40 GHz in den sich unmittelbar an das Verzweigungsstück anschließenden mittenangeregten Koppler eingespeist wird und daß man von hier ausgehend die übrigen Teilfrequenzbänder in steigender Ordnung in immer weiter vom Verzweigungsstück entfernt liegende mittenangeregte Koppler einspeist, so daß schließlich das höchste Teilfrequenzband, das zwischen 90GHz und 110 GHz liegt, in den vom Verzweigungsstück am weitesten entfernt liegenden, durch eine angepaßte Last abgeschlossenen mittenangeregten Koppler eingekoppelt wird.

Auf der Empfangsseite wird gerade umgekehrt verfahren, d. h. man führt das empfangene breite Gesamtband dem Verzweigungsstück einer entsprechenden Vorrichtung auf der Seite mit kreisförmigem Querschnitt zu und greift an dem einzelnen mittenangeregten Koppler die Teilfrequenzbänder ab. Da zwischen den einzelnen mittenangeregten Kopplern Hochpaßfilter vorgesehen sind, die mit der unteren Kante ihres Durchlaßbereiches gerade der Obergrenze des am vorausgehenden, d. h. näher am Verzweigungsstück liegenden mittenangeregten Koppler abzugreifenden Teilfrequenzbandes entsprechen, werden bei dieser Verwendung der bekannten Weichenanordnung die Teilfrequenzbänder ausgehend vom Verzweigungsstück in steigender Ordnung ausgekoppelt, so daß an dem dem Verzweigungsstück am nächsten liegenden mittenarger-jgten Koppler das niedrigste Teilfrequenzband von 32 GHz bis 40 GHz und an dem am weitesten entfernt liegenden mittenangeregten Koppler das höchste Teilfrequenzband zwischen 90GHz und 110 GHz zur Verfügung steht.

Bei dieser bekannten Mikrowellen-Weichenanordnung zeigt sich nun, daß die Energie in dem obersten und dem niedrigsten Teilfrequenzband am stärksten gedämpft wird und daß die Dämpfung des obersten Teilfrequenzbandes zwischen der Verzweigung und dem zu seiner Aus- bzw. Einkopplung dienenden mittenangeregten Koppler jeweils etwa 4 dB beträgt. Bei dem vollständigen Übertragungsweg, bei dem das oberste Teilfrequenzband die Mikrowellen-Weichenanordnung zweimal durchläuft, nämlich einmal sendersei-

tig beim Zusammenfügen des breiten zu übertragenden Gesamtfrequenzbandes und dann ein zweites Mal auf der Empfängerseite beim Wiederaufspalten des breiten Gesamtfrequenzbandes in die einzelnen Teilfrequenzbänder, tritt also insgesamt eine Bedämpfung um 8 dB -, ein.

Auf diesem Stand der Technik aufbauend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Mikrowellen-Weichenanordnung der eingangs beschriebenen Art so weiterzubilden, daß die Bedämpfung des höchsten m Teilfrequenzbandes wesentlich verringert ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß der das höchste Teilfrequenzband koppelnde mittenangeregte Koppler zwischen der Reihe der die übrigen Teilfrequenzbänder koppelnden mittenange- ι -, regten Koppler und dem Verzweigungsstück angeordnet ist, und daß in beiden Pfaden zwischen dem Koppler für das höchste Teilfrequenzband und die Reihe der Koppler für die übrigen i eüfrequenzbänder je ein Refiexions-Tiefpaßfilter eingeschaltet ist und ein _>n 90°-Phasenschieber in dem einen Pfad zwischen dem Tiefpaßfilter und dem Koppler für das höchste Teilfrequenzband und im anderen Pfad zwischen dem Tiefpaßfilter und der Reihe von Kopplern für die übrigen Teilfrequenzbänder angeordnet ist. y,

Bei dieser erfindungsgemäßen Anordnung wird also z. B. die von dem das breite Frequenzband leitenden Hohlleiter in das Verzweigungsstück eingespeiste Gesamv.energie so auf die beiden zueinander parallelen Pfade aufgeteilt, daß die dem breiten Frequenzband jn entsprechenden Schwingungen in den beiden äußeren Hohlleiterabschnitten des ersten sich an das Verzweigungsstück anschließenden mittenangeregten Kopplers zueinander gegenphasig sind.

Wegen dieser Gegenphasigkeit tritt für das breite η Frequenzband zunächst praktisch keine Kopplung von den beiden äußeren Hohlleiterabschnitten des ersten mittenangeregten Kopplers zu dessen mittlerem Hohlleiterabschnitt auf, so daß im wesentlichen die gesamte vom Ve:rzweigungsstück her eintretende Energie an die 4n auf den ersten mittenangeregten Koppler folgenden

ort in rl λ η

der beiden parallelen Pfade aus einem Phasenschieber, an den sich ein Tiefpaßfilter anschließt, während in dem anderen Pfad zunächst ein Tiefpaßfilter folgt, dem ein Phasenschieber nachgeschaltet ist. Dabei ist die obere Grenzfrequenz der beiden Tiefpaßfilter so gewählt, daß sie in etwa gleich der unteren Grenzfrequenz des obersten auszukoppelnden Teilfrequenzbandes ist. Dies hat zur Folge, daß die unter dieser Grenzfrequenz liegende Schwh,gungsenergie nahezu unbeeinflußt durch die Tiefpaßfilter hindurchgeht, wobei sie in dem einen der beiden parallelen Pfade vor dem Tiefpaß und in dem anderen Pfad hinter dem Tiefpaß jeweils um den gleichen Betrag phasenverschoben wird, so daß die ursprünglich vorhandene Phasenlage beim Eintritt in den nächsten mittenangeregten Koppler wieder hergestellt ist

Die oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters liegenden Energieanteile, d. h. das oberste auszukoppelnde Teilfrequenzband werden in jedem der beiden parallelen Pfade am Tiefpaßfilter zum ersten mittenangeregten Koppler zurückreflektiert, wobei sie in dem einen der beiden Pfade zweimal eine Phasenverschiebung um 90° erfahren, in dem anderen Pfad aber unverschoben bleiben. Somit ist für das reflektierte oberste Teilfrequenzband im ersten mittenangeregten Koppler die zunächst für das breite Gesamtfrequenzband vorhandene Gegenphasigkeit aufgehoben, so daß das reflektierte oberste Teilfrequenzband aus den beiden äußeren Hohlleiterabschnitten des ersten mittenangeregten Kopplers in dessen mittleren Hohlleiterabschnitt übertragen und von dort als nutzbare Energie ausgekoppelt werden kann.

Somit kann also das höchste Teilfrequenzband unmittelbar hinter dem Verzweigungsstück abgegriffen werden, wodurch die beim Stand der Technik beim Durchlaufen der die übrigen Teilfrequenzbänder koppelnden Koppler auftretende Dämpfung vermieden wird.

Zwar ist aus der GB-PS 1171 985 eine Mikrowellen-Weichenanordnung zur Aufteilung eines breiten Gesamtfrequenzbandes in zwei Teilfrequenzbänder bekannt, die aus zwei durch zwei parallele Pfade miteinander verbundenen Richtungskopplern besteht, wobei in den einen der beiden parallelen Pfade ein Tiefpaüfiiter und in den anderen der beiden parallelen Pfade ein Tiefpaßfilter mit einem nachgeschalteten 180°-Phasenschieber eingeschaltet ist und am ersten Richtungskoppler, in den das breite Gesamtfrequenzband eingespeist wird, das obere Teilfrequenzband abgreifbar ist, während am zweiten Richtungskoppler das untere Teilfrequenzband zur Verfugung steht. Da es sich bei dieser bekannten Vorrichtung jedoch um eine einstufige Anordnung handelt, ist hier weder das der Erfindung zugrundeliegende Problem, nämlich die übermäßige Dämpfung des obersten Teilfrequenzbandes beim Durchlaufen einer Vielzahl von Weichenstufcn angesprochen, noch wird der Fachmann zum erfindungsgemäßen Lösungsweg angeregt. Selbst wenn er trotz der relativ hohen Dämpfungseigenschaften von Richtungskopplern versucht, mehrere dieser bekannten Weichenanordnungen zur Erzielung einer Vielzahl von Teilfrequenzbändern hintereinanderzuschalten, gibt die GB-PS 11 71 985 keinerlei Hinweise darauf, welche der hierbei möglichen verschiedenen Anordnungen ebenfalls vorzuziehen sei.

Die sich beim Erfindungsgegenstand an den dem Verzweigungsstück unmittelbar benachbarten, das hoch?*? TAilfrpniipnThonH WnnnplnHpn mitlpnancxprpiT-ten Koppler anschließende Reihe hintereinandergeschalteter mittenangeregter Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder kann unterschiedlich aufgebaut sein. So ist es z. B. möglich, den das zweithöchste Teilfrequenzband koppelnden Koppler unmittelbar an die auf den das höchste Teilfrequenzband koppelnden mittenangeregten Koppler folgende Tiefpaß-Phasenschieberanordnung anzuschließen und auf ihn wieder ein mit entsprechenden Phasenschiebern verstiienes Tiefpaßfilter folgen zu lassen, dessen Grenzfrequenz dann in etwa mit der unteren Grenzfrequenz des zweithöchsten Teilfrequenzbandes übereinstimmt usw.

Bevorzugt wird jedoch eine Anordnung, die sich dadurch kennzeichnet, daß in der Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder die Verbindung von jeweils zwei einander benachbarten Kopplern durch ein Reflexions-Hochpaßfilter gebildet ist Sieht man weiterhin vorteilhafterweise vor, daß in der Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder der das niedrigste Teilfrequenzband aus- oder einkoppelnde Koppler an dem dem Koppler für das höchste Teilfrequenzband zugekehrten Ende der Reihe angeordnet ist, so läßt sich schließlich eine Mikrowellen-Weichenanordnung bilden, die sich dadurch auszeichnet, daß die Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder für ein Aus- oder Einkoppeln der übrigen Teilfrequenzbänder in steigen-

der Ordnung angeordnet sind.

Dabei ist es dann vorteilhaft vorzusehen, daß in der Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder der vom Verzweigungsstück am weitesten entfernt liegende Koppler mit einer angepaßten Last abgeschlossen ist.

Da durch den Übertragungsweg das höchste und das niedrigste Teilfrequenzband am stärksten gedämpft werden, ist gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der erfindungsgema'ßen Mikrowellen-Weichenanordnung vorgesehen, daß die Reihe der mit.enangeregten Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder aus zwei Kopplern besteht, von denen der eine zum Auskoppeln und der andere zum Einkoppeln des niedrigsten Teilfrequenzbandes dient, daß an das vom ersten Verzweigungsstück abgewandte Ende der Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder ein weiterer mittenangeregter Koppler zum Wiedereinkop-

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zweiten Verzweigungsstück angeschlossen ist, wobei in beiden zueinander parallelen Pfaden zwischen der Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder je ein weiteres Reflexions-Tiefpaßfilter eingeschaltet ist und ein 90°-Phasenschieber in dem einen Pfad zwischen dem weiteren Tiefpaßfilter und dem weiteren Koppler für das höchste Teilfrequenzband und in dem anderen Pfad zwischen dem weiteren Tiefpaßfilter und der Reihe von Kopplern für die übrigen Teilfrequenzbänder angeordnet ist, und daß sowohl die beiden Koppler für das höchste Teilfrequenzband als auch die beiden Kop, ler für das niedrigste Teilfrequenzband an den Aus- bzw. Eingängen ihrer inneren Hohileiterabschnitte jeweils über einen Regenerator-Verstärker miteinander verbunden sind.

Durch diese Anordnung wird es beispielsweise möglich, dadurch zu einer Kostensenkung zu kommen, daß in einer Verstärkerstation nur die stark gedämpften Teilfrequenzbänder zur Regenerierung aus dem breiten Gesamtfrequenzband ausgekoppelt, mit relativ geringem Aufwand verstärkt und regeneriert und dann wieder in das Gesamtfrequenzuai.J ^rückgekoppelt werden.

Nach einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist gemäß der Erfindung vorgesehen, daß zwischen den beiden die Reihe der Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder bildenden Kopplern zusätzlich zu dem Reflexions-Hochpaßfilter eine zwei weitere mittenangeregte Koppler und ein weiteres Reflexions-Hochpaßfilter umfassende Trennanordnung vorgesehen ist, wobei die beiden weiteren Koppler jeweils mit dem einen Ende ihrer äußeren Hohileiterabschnitte an das zugehörige Reflexions-Hochpaßfilter und mit dem anderen Ende ihrer äußeren Hohileiterabschnitte an angepaßte Lasten angeschlossen sind, während die Verbindung zwischen den beiden weiteren Kopplern über ein an den inneren Hohlleiterabschnitt der beiden weiteren Koppler angeschlossenes Hochpaß- oder Bandpaßfilter hergestellt ist

Für alle bisher beschriebenen Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Mikrowellen-Weichenanordnung erhält man einen besonders günstigen, dämpfungsarmen Aufbau dadurch, daß die beiden äußeren Hohileiterabschnitte der mittenangeregten Koppler zur Weiterleitung von im TEoi-Mode schwingenden elektromagnetischen Wellen einen halbkreisförmigen Querschnitt besitzen und daß die inneren Hohileiterabschnitte der Koppler einen nicht halbkreisförmigen Querschnitt aufweisen. Dabei ist es besonders günstig, daß der innere Hohlleiterabschniü der mittenangeregten Koppler zur Weiterleitung des jeweiligen aus- oder eingekoppelten Teilfrequenzbandes im TE^-Mode einen rechteckigen Querschnitt besitzt, wobei die schmalen Wände eines jeden inneren Hohlleiterabschnitts mit den flachen Seiten der zugehörigen, einen halbkreisförmigen Querschnitt besitzenden äußeren Hohlleiterabschnitte verbunden sind.

Weiterhin ist bevorzugterweise vorgesehen, daß das Verzweigungsstück an seinem einen, an den die gesamte Energie leitenden Hohlleiter angeschlossenen Ende zur Weiterleitung von im TEoi-Mode schwingenden elektromagnetischen Wellen eine Anschlußöffnung mit kreisförmigem Querschnitt und an seinem anderen, an die beiden äußeren Hohlleiterabschnitte des Kopplers für das höchste Teilfrequenzband angeschlossenen Ende zur Weiterleitung von im TE'oi-Mode schwingenden elektromagnetischen Wellen in zwei zueinander paral-

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migem Querschnitt besitzt.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:

Fig. 1 in schematischer Form eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Mikrowellen-Weichenanordnung,

Fig. 2 in schematischer Form eine zweite Ausführungsform der Mikrowellen-Weichenanordnung gemäß der Erfindung, wobei diese Ausführungsform in einer Wiederholstation verwendet werden kann, in der nur das höchste und das niedrigste Teilfrequenzband verstärkt und regeneriert werden sollen, und

F i g. 3 eine weitere Ausführungsform der Mikrowellen-Weichenanordnung nach Fig. 2 mit einer verbesserten Trennung zwischen den Kopplern, bei denen die Energie aus der Anordnung ausgekoppelt und wieder eingekoppelt wird.

In den Figuren sind gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Die in Fig. 1 dargestellte Mikrowellen-Weichenanordnung weist ein Verzweigungsstück 1 mit einer im Querschnitt kreisförmigen Einlaßöffnung 2 sowie einem Keilbereich 3 mit flachen Seiten auf, das so geformt ist, daß die beiden Radien senkrecht zu jeder Keiloberfläche gehalten werden; dadurch erzeugt der Keilbereich 3 zwei halbkreisförmige Hohlleiter, die in zwei Auslaßöffnungen 4,5 mit halbkreisförmigem Querschnitt münden. Die Öffnungen 4, 5 sind mit zwei im Querschnitt halbkreisförmigen äußeren Hohlleiterabschnitten 6, 7 eines mittenangeregten Kopplers 8 verbunden, der so ausgelegt ist, daß er Energie im Frequenzbereich von 90GHz bis 110 GHz koppelt. Axial und in der Mitte zwischen den flachen Seiten der äußeren Hohlleiterabschnitte 6, 7 des mittenangeregten Kopplers 8 ist ein innerer Hohlleiterabschnitt 9 mit rechteckigem Querschnitt angeordnet, dessen schmale Wände mit den äußeren Hohlleiterabschnitten 6, 7 durch longitudinal angeordnete, axiale Koppelschlitze (nicht dargestellt) verbunden sind. Die Koppelschlitze sind so geformt und dimensioniert, daß sie als Resonatoren bei einer Frequenz wirken, die 25% oder mehr über der höchsten Frequenz liegt, die durch die äußeren Hohlleiterabschnitte 6, 7 übertragen werden soll; die Schlitze haben voneinander einen gleichen Anstand von A/2, wobei λ_? die Hohlleiterwellenlänge einer Frequenz ist, die 15% oder mehr über der höchsten Frequenz liegt, die durch die äußeren Hohileiterabschnitte 6, 7 übertragen werden soll. Der innere Hohlleiterabschnitt 9 ist mit

öffnungen 10, II versehen; dabei dient die öffnung 10 zur Auskoppelung der Ausgangsenergie, wahrend die Öffnung 11 mit einer angepaßten Last (nicht dargestellt) abgeschlossen ist. Die äußeren Hohlleitcrahschnittc 6, 7 mit halbkreisförmigem Querschnitt sind mit einem Phasenschieber P verbunden, der so ausgelegt ist, daß in einem Hohlleiterstück 13 die Energie von dem äußeren Hohllcilerabschnitt 6 bezüglich der Energie von dem äußeren Hohlleiterabschnitt 7 um 90° verzögert ist, die sich im wesentlichen unbeeinflußt durch ein Hohlleiterstück 14 fortpflanzt. Die Hohlleiterstücke 13,14 sind jeweils mit einem Tiefpaßfilter 15 bzw. 16 verbunden, das eine Grenzfrequenz von 90 GHz hat. Jedes der Tiefpaßfilter 15, 16 ist mit einem weiteren Phasenschieber 17 verbunden, der dem Phasenschieber 12 ähnelt; der Unterschied liegt darin, daß die Hohlleiterstücke 13,14 jeweils in die entgegengesetzten parallelen Pfade bezüglich der Hohlleiterwiderstände 13; !4 des Ph?.s?nschipb?r« i? gpirhnltpt sinrl. um die Phasenbeziehung wieder herzustellen, die vor dem Phasenschieber 12 zwischen den parallelen Pfaden bestand. Das Ausgangssignal der Hohlleilerstücke 13, 14 des Phasenschiebers 17 wird auf die äußeren Hohlleiterabschnitte 18, 19 mit halbkreisförmigem Querschnitt eines mittenangeregten Kopplers 20 geführt, der so ausgelegt ist, daß er Energie in einem Frequenzband von 30 GHz bis 50 GHz von den äußeren Hohlleiterabschnitten 18,19 zu einem axial in der Mitte angeordneten inneren Hohlleiterabschnitt 21 koppelt; die schmalen Wände des inneren Hohlleiterabschnitts sind mit den flachen Seiten der äußeren Hohlleiterabschnitte 18, 19 verbunden. Der innere Hohlleiterabschnitt 21 hat einen rechteckigen Querschnitt und weist eine Kopplungsöffnung 22 und eine öffnung 23 auf, die mit einer angepaßten Last (nicht dargestellt) abgeschlossen ist. Ein Hochpaß-Reflexionsfilter 24, wie es in der DE-PS 23 04 131 beschrieben ist, weist Kanäle 25,26 auf, die mit den äußeren Hohlleiterabschnitten 18, 19 verbunden und so ausgelegt sind, daß sie Energie unterhalb von 50GHz mit einer ^"-Phasenverschiebung zwischen den äußeren Hohlleiterabschnitten reflektieren, während Ene-gie oberhalb von 50 GHz im wesentlichen unbeeinflußt durch die Kanäle 25, 26 durchgelassen wird. Ein mittenangeregter Koppler 27 mit zwei mit den Kanälen 25, 26 verbundenen äußeren Hohlleiterabschnitten 28, 29 mit halbkreisförmigem Querschnitt ist so ausgelegt, daß er Energie im Frequenzband von 50 GHz bis 70 GHz zu einem axial in der Mitte angeordneten inneren Hohlleiterabschnitt 30 mit rechtwinkligem Querschnitt koppelt, wobei die schmalen Wände des inneren Hohlleiterabschnitts 30 mit den flachen Seiten der äußeren Hohlleiterabschnitte 28, 29 verbunden sind. Das Ausgangssignal des inneren Hohlleiterabschnitts 30 wird an einer Kopplungsöffnung 31 abgenommen, während eine weitere öffnung 32 des inneren Hohlleiterabschnitts 30 mit rechteckigem Querschnitt durch eine angepaßte Last (nicht dargestellt) abgeschlossen ist. Ein weiteres Hochpaßfilter 33, das dem Hochpaßfilter 24 entspricht, jedoch eine Grenzfrequenz von 70 GHz besitzt, weist Kanäle 34,35 auf, die mit den beiden äußeren Hohlleiterabschnitten 36 bzw. 37 mit halbkreisförmigem Querschnitt eines mittenangeregten Kopplers 39 verbunden sind. Der Koppler 39 ist so ausgelegt, daß er Energie im Frequenzband von 30 GHz bis 90 GHz auf einen axial in der Mitte angeordneten inneren Hohlleiterabschnitt 40 mit rechteckigem Querschnitt koppelt, dessen breite Wände mit den flachen Seiten der äußeren Hohlleiterabschnitte 36, 37 verbunden sind. Im Gegensatz zu den Kopplern 8, 20, Ii weist der Hohlleiterabschnitt 40 eine zur Auskopplung der Ausgangsenergie dienende öffnung 41 auf, die sich an dem von dem Verzweigungsstück 1 entfernt liegenden Ende des Kopplers 39 befindet, sowie eine Öffnung 42, die mit einer angepaßten Last (nicht dargestellt) verbunden ist. Das vom Verzweigungsstück 1 entfernt liegende Ende eines jeden äußeren Hohlleiterabschnitts 36, 37 mündet in eine angepaßte Last 43.

Beim Betrieb wird Energie in dem kreisförmigen Hohlleiter im Frequenzbereich von 30GHz bis 110 GHz im TEöi-Mode an die Eingangsöffnung 2 angelegt. Das Verzweigungsstück 1 teilt die Energie im TEiii-Mode ohne wesentliche Reflexionen oder Störungen im wesentlichen in gleiche im TEv-Mode schwingende Anteile in den Hohlleitern mit halbkreisförmigem Querschnitt auf. Die magnetischen I eider der halbkreisförmigen, axialen, in die Hohlleiterabschnitte 6, 7 eintretenden und sich längs dieser Hohlleitcrabschnitte fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen werden an der flachen Seite der Hohlleiterabschnitte 6, 7 mit halbkreisförmigem Querschnitt in der Nähe des inneren Hohlleiterabschnitts 9 um 180° phasenverschoben. Da die elektromagnetischen Wellen phasenverschoben sind, gibt es praktisch keine Kopplung zwischen den äußeren Hohlleiterabschnitten 6, 7 und dem inneren Hohlleiterabschnitt 9. so daß im wesentlichen die gesamte, in die öffnung 2 eintretende Energie zu den Hohlleiterstücken 13, 14 des Phasenschiebers 12 übertragen wird. Die in das Hohlleiterstück 13 eintretende Energie wird bezüglich der Energie, die in das Hohlleiterstück 14 eintritt, einer Phasenverschiebung um 90° unterworfen; die Energie unterhalb der Grenzfrequenz (90GHz) der Tiefpässe 15, 16 wird zu dem Phasenschieber 17 durchgelassen; die Hohlleiterstücke 13, 15 des Phasenschiebers 17 sind in den entgegengesetzten Pfaden wie die Hohlleiterstücke 13, 14 des Phasenschiebers 12 angeordnet, so daß die Phasenbeziehung von 180^ wiederhergestellt wird, die zwischen dem oberen und dem unteren (pemäß der Darstellung) Pfad mit halbkreisförmigem Querschnitt vor dem Phasenschieber 12 vorlag, uie Lnergie oberhalb der Grenzfrequenz von 90 GHz der Tiefpässe 15, 16 wird jedoch durch die Hohlleiterstücke 13, 14 des Phasenschiebers 12 reflektiert, so daß die durch das Hohlleiterstück 13 durchgelassene Energie erneut um 90° phasenverschoben wird; deshalb wird die reflektierte Energie in dem oberen Pfad mit halbkreisförmigem Querschnitt einer Phasenverschiebung unterworfen, die insgesamt 180° beträgt. Die in die äußeren Hohlleiterabschnitte 6, 7 mit halbkreisförmigem Querschnitt reflektierte Energie des einen Pfades befindet sich also jetzt in Phase mit der des anderen Pfades. Wegen dieser Phasengleichheit wird die reflektierte Energie im TEorMode im Bereich des höchsten Teilfrequenzbandes (90 GHz bis 110 GHZ) in den inneren Hohlleiterabschnitt 9 mit rechteckigem Querschnitt eingekoppelt wo sie im TEio-Mode schwingt und aus der öffnung 10 als nutzbare Energie ausgekoppelt werden kann. Die Hohlleiterabschnitte 6,7,13,14,15,16 mit halbkreisförmigem Querschnitt müssen also Hohlleiter mit Übergröße sein, um die Fortpflanzung von Energie in den unteren Teilfrequenzbändern zu ermöglichen, die von 30 GHz bis 90 GHz reichen.

In die äußeren Hohiieiterabschnitte 18, Ί9 mit halbkreisförmigem Querschnitt eintretende Energie im TES-Mode durchläuft diese Hohlleiterabschnitte wegen

der oben erwähnten Phasenve^rschiebung um 180° zwischen dem oberen und dem unteren Hohlleiterabschnitt mit halbkreisförmigem Querschnitt; die Energie im TEhi-Mode über 50 GHz durchläuft den Hochpaß 24 im wesentlichen unbeeinflußt. Die Energie unterhalb ■JOGHz im TEnrMode wird durch die Hohlleiterübergänge bzw. Tapers der Kanäle 25, 26 so in die äußeren Hohlleiterabschnitte 18, 19 reflektiert, daß sie in den beiden Pfaden in Phase ist. Dabei liegt also die Energie im TEöi-Mode im Frequenzbereich von 30GHz bis 50GHz des Teilfrequenzbandes im inneren Hohlleiterabschnitt 21 mit rechteckigem Querschnitt im TEtS-Mode vor und wird von dort aus der Kopplungsöffnung 22 als nutzbare Energie ausgekoppelt. In ähnlicher Weise durchläuft die Energie oberhalb von 70GHz im TEn-Mode die Kanäle 34, 35 des Reflexionsfilters 33 im wesentlichen unbeeinflußt, während die Energie unterhalb von 70 GHz (d. h. die Energie in dem Teilfrequenzband von 50 GHz bis 70 GHz) im TE'oi-Mode durch das Filter 33 in Phase reflektiert wird, so daß es in den inneren Hohl'-iterabschnitt 30 mit rechteckigem Querschnitt eingekoppelt wird. Dadurch kann also Energie im ΤΕκί-Mode als nutzbare Energie aus der Kopplungsöffnung 31 ausgekoppelt werden.

Die Energie im TEol-Mode in dem übrigbleibenden Teilfrequenzband wird von den äußeren Hohlleiterabschnitten 36, 37 in den inneren Hohlleiterabschnitt 40 mit rechteckigem Querschnitt eingekoppelt, da sie eine Funktion der breiten Wand des inneren Hohlleiterabschnitts ist, welche die Energie an den gegenüberliegenden größeren Flächen koppelt, die eine Phasenverschiebung von 180° zeigt; die eingekoppelte Energie im TEfo-Mode wird als nutzbare Energie der Auskopplungsöffnung 41 entnommen.

Die in Fig. 2 gezeigte Mikrowellen-Weichenanordnung weist ein Verzweigungsstück 1, einen mittenangeregten Koppler 8 zur Einkopplung von Energie in dem Teilfrequenzband von 90GHz bis 110 GHz, einen Phasenschieber 12, Tiefpässe 15, 16 von denen jeder eine Grenzfrequenz von 90 GHz hat, einen Phasenschieber 17, einen mittenangeregten Koppler 20 zur Einkopplung von Energie im Teilfrequenzband von JU Griz bis du Ghz una ein Reflexionsfilter 24 mit einer Grenzfrequenz von 50GHz auf, wie dies auch oben unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde. Die Einrichtung ist jedoch symmetrisch um das Reflexionsfilter 24 angeordnet, wobei die Bauteile auf der in der Fig. 2 rechten Seite mit Strichen versehen sind. Ein Verstärker und Regenerator 50 ist so geschaltet, daß er das Ausgangssignal des mittenangeregten Kopplers 8 empfängt und die verstärkten und regenerierten Signale wieder in den mittenangeregten Koppler 8' einführt. In ähnlicher Weise ist ein Verstärker und Regenerator 51 so geschaltet, daß er das Ausgangssignal des mittenangeregten Kopplers 20' empfängt und die verstärkten und regenerierten Signale in den mittenangeregten Koppler 20 wieder einspeist

Beim Betrieb dieser Einrichtung wird Energie im Frequenzband von 70 GHz bis 110 GHz im TEcPi Mode an das Verzweigungsstück 1 angelegt. Wie oben beschrieben wurde, wird diese Energie im wesentlichen in gleiche Anteile im TEof-Mode aufgeteilt, die durch den Phasenschieber 12 phasenverschoben werden. Die Energie im höchsten Teilfrequenzband (90GHz bis 110 GHz) wird durch die Tiefpässe 15,16 reflektiert, so daß die reflektierte Energie in den inneren Hohileiterabschnitt 9 mit rechtwinkligem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers 8 eingekoppelt wird. Die

Phase der Energie unterhalb der Grenzfreqiienz von 90 GHz der Tiefpässe 15, 16 wird durch den Phasenschieber 17 wiederhergestellt, und diese Energie wird zu dem Hochpaßfilter 24 durchgelassen. Die Energie oberhalb der Grenzfrequenz (50GHz) des Hochpasses 24 läuft im wesentlichen unbeeinflußt durch diese Strecke, um im ΤΕήΙ-Mode aus dem Verzweigungsstück Γ wieder auszutreten. Die Energie im TES-Mode im höchsten Teilfrequenzband (90 HGz bis 110 GHz) wird aus dem inneren Hohlleiterabschnitt 9 mit rechteckigem Querschnitt ausgekoppelt, um durch den Verstärker 50 verstärkt und regeneriert und anschließend wieder in den inneren Hohlleilerabschnitt 9' mit rechteckigem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers 8 eingeführt zu werden, wodurch die Energie des höchsten Teilfrequenzbandes mit dem sich von 70GHz bis 90 GHZ erstreckenden Teilfrequenzband wieder kombiniert wird und aus dem Verzweigungsstück 1' entnommen werden kann.

Die Energie im TEni-Mode im Frequenzbereich von 30 HGz bis 70 GHz wird durch das Verzweigungsstück Γ im wesentlichen zu gleichen Teilen in Energie im TESl-Mode aufgeteilt, die sich in den äußeren Hohlleiterabschnitten mit halbkreisförmigem Querschnitt des Knpplers 8' fortpflanzt. Die Phasenbeziehung der Energie in dem oberen und dem unteren Pfad (gemäß der Darstellung) wird durch den Phasenschieber 12' geändert; diese Energie durchläuft die Tiefpässe 16', 15' im wesentlichen unbeeinflußt, wonach die Phasenbeziehung zwischen dem oberen und dem unteren Pfad durch den Phasenschieber 17' wiederhergestellt wird. Da die Energie im TEni-Mode zwischen dem oberen und dem unteren Pfad um 180° phasenverschoben ist, läuft sie durch den mittenangeregten Koppler 20' zum Reflexionsfilter 24, wodurch die Energie oberhalb 50GHz, d. h. das Teilfrequenzband von 50 GHz bis 70 GHz diese Strecke im wesentlichen unbeeinflußt passiert. Die Energie in dem Teilfrequenzband von 30GHz bis 50GHz wird mit einer Phasenverschiebung von 180" zwischen dem oberen und eiern unteren Pfad reflektiert, so daß sie in den inneren Hohlleiterabschnitt 2V mit rechteckigem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers Δ)' eingeKoppeit wira aus dem inneren Honiieiierabschnitt 2V wird also Energie im TEi", Mode ausgekoppelt, durch den Regenerierverstärker 51 verstärkt und regeneriert und wieder in den inneren Hohlleiterabschnitt 21 mit rechteckigem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers 20 eingeführt. Die Energie im TEß-Mode in dem inneren Hohlleiterabschnitt 21 wird in die äußeren Hohlleiterabschnitte mit halbkreisförmigem Querschnitt des mittenangeregten Kopplers 20 eingekoppelt, um wieder mit dem von 50GHz bis 70GHz reichenden Teilfrequenzband kombiniert zu werden; die vereinigten Teilfrequenzbänder werden durch das Verzweigungsstück 1 wieder in den TEo°-Mode umgesetzt.

Es läßt sich also folgende Funktionsweise erkennen: die Energie in dem oberen (90GHz bis 110 GHz) und dem unteren (30GHz bis 50GHz) Teilfrequenzband wird ausgekoppelt, um verstärkt und regeneriert zu werden, während die mittleren Teilfrequenzbänder (50GHz bis 70GHz und 70GHz bis 90GHz) die Anordnung im wesentlichen unbeeinflußt passieren; durch den Verzicht auf Verstärker und Regeneratoren für die mittleren Teilfrequenzbänder werden relativ hohe Kosten eingespart.

Bei einigen Anwendungsfällen dieser Mikrowellen-Weichenanordnung für ein Verstärkeramt bzw. einen

angeschlossenen oder Wiederholungs- bzw. Nebensender sollte zwischen den mittenangeregten Kopplern 20 und 20' eine bessere Trennung vorgesehen sein, um zu verhindern, daß die verstärkte und rückgekoppelte Energie in dem von 30Ghz bis 50GHz reichenden Teilfrequenzband durch den Tiefpaß 24 bricht und sich deshalb in einer unerwünschten Richtung fortpflanzt Eine solche Einrichtung soll im folgenden unter Bezugnahme auf F i g. 3 beschrieben werden, bei der ein mittenangeregter Koppler 70 zur Kopplung von Energie im frequenzbereich von 50GHz bis 90GHz zwei äußere Hohlleiterabschnitte mit halbkreisförmigem Querschnitt und einen axial in der Mitte angeordneten inneren Hohlleiterabschnitt mit rechtekkigem Querschnitt aufweist, wobei die schmalen Wände des inneren Hohlleiterabschnitts mit den flachen Seiten der äußeren Hohlleiterabschnitte verbunden sind; der Koppler 70 ist so angeschlossen, daß er Energie von dem Reflexionsfilter 24 empfängt. Eine öffnung 71 des inneren Hohlleiterabschnitts, die sich näher an dem Verzweigungsstück i befindet, endet in einer angepaßten Last (nicht dargestellt), während eine Kopplunsrsöfinung 72 des inneren Hohlleiterabschnitts über einen Hochpaß- oder Bandpaßfilter 73 mit einer Grenzfrequenz von 50GHz mit einer Kopplungsöffnung 72' eines mittenangeregten Kopplers 70' verbunden ist, der dem Koppler 70 ähnelt. Der Koppler 70' ist über seine äußeren Hohlleiterabschnitte mit halbkreisförmigem Querschnitt durch ein Reflexionsfilter 24', das dem Reflexionsfilter 24 ähnelt, mit dem mittenangeregten jo Koppler 20' verbunden, wobei die offenen, freien Ender der äußeren Hohlleiterabschnitte der Koppler 70, 70 mit angepaßten Lasten 80, 80' verbunden sind. Es läßi sich also folgendes erkennen: Energie in dem unterster Teilfrequenzband (30 GHz bis 50 GHz), die versucht sich in einer unerwünschten (umgekehrten) Richtuni fortzupflanzen, müßte durch die Reflexionsfilter 24,24' die Koppler 70,70' und den Hochpaß 73 brechen, bevoi sie in den inneren Hohlleiterabschnitt IV des Koppler! 20' gelangen und dort Instabilitäten in der Form vor positiver Rückkopplung bzw. Mitkopplung erzeuger kann.

Bei dieser Ausführungsform werden diskrete Bauteile 70,70', 73,80,80' verwendet; als Alternative hierzu ist ei möglich, einen mittenangeregten Koppler zur Einkopplung von Energie vom TEorMode zum ΤΕϊο-Mode im Frequenzbereich von 50GHz bis 90GHz mit einen-Hochpaßfilter, dessen Frequenz 50 GHz beträgt, in deir Hohlleiterabschnitt mit rechteckigem Querschnitt vorzusehen, wobei ein anschließender Abschnitt des Koppiers die Energie im TEfo-iviode zurück in den TEoi-Mode übertragen kann. Bei einem solchen Koppler sind die schmalen Wände des axial in der Mitte angeordneten Hohlleiterabschnitts mit den flachen Seiten der beiden Hohlleiterabschnitte mit halbkreisförmigem Querschnitt verbunden; der wesentliche Vortei eines solchen Aufbaus liegt darin, daß die Einrichtung für eine Verstärkerstation bzw. einen Wiederholungsoder Nebensender eine einzige Längsachse aufweist und daß keine Lasten 80,80' erforderlich sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

1. Patentansprüche:

   t, Mikrowellen-Weichenanordnung zum sukzessiven Aus- oder Einkoppeln von zu einem breiten Frequenzband gehörenden Teilfrequenzbändern mit wenigstens einem Verzweigungsstück, das mit seinem einen Ende an einen die gesamte zu übertragende Energie leitenden Hohlleiter und mit seinem anderen Ende an eine in zwei zueinander parallelen Pfaden jeweils einen Teil der zu übertragenden Energie leitende Hohlleiteranordnung angeschlossen ist, die eine Reihe von hintereinandergeschalteten, verschiedenen Teilfrequenzbänder aus- oder einkoppelnden mittenangeregten Kopplern umfaßt, von denen jeder zwei äußere, jeweils einen Teilabschnitt eines der beiden parallelen Pfade bildende Hohlleiterabschnitte und einen mit diesen äußeren Hohlleiterabschnitten gekoppelten inneren Hohlleiterabschnitt aufweist, an dem die Pnergie des jeweiligen Teilfrequenzbandes entnommen oder eingespeist wird, dadurch gekennzeichnet, daß der das höchste Teilfrequenzband .koppelnde mittenangeregte Koppler (8) zwischend der Reihe der die übrigen Teilfrequenzbänder koppelnden mittenangeregten Koppler (20, 27, 39; 20, 20') und dem Vcrzweigungsstück (1) angeordnet ist, und daß in beiden Pfaden zwischen den Koppler (8) für das höchste Teilfrequenzband und die Reihe der Koppler (20,27,39; 20,20') für die übrigen Teilfrequenzbänder je ein Reflexions-Tiefpaßfilter (15, ;6) eingeschaltet ist und ein 90°-Phasenschieber (13) in dem einer Pfad zwischen dem Tiefpaßfilter (15) und r>em Koppler (8) für das höchste Teilfrequenzband und im anderen Pfad zwischen dem Tiefpaßfilter (16) und der Reihe von Kopplern (20, 27, 39; 20, 20') für die übrigen Teilfrequenzbänder angeordnet ist.
2. 2. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Reihe der Koppler (20, 27, 39; 20, 20') für die übrigen Teilfrequenzbänder die Verbindung von jeweils zwei einander benachbarten Kopplern (20 und 27, 27 und 39; 20 und 20') durch ein Reflexions-Hochpaßfilter (24,33; 24) gebildet ist.
3. 3. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Reihe der Koppler (20, 27, 39) für die übrigen Teilfrequenzbänder der das niedrigste Teilfrequenzband aus- oder einkoppelnde Koppler (20) an dem dem Koppler (8) für das höchste Teilfrequenzband zugekehrten Ende der Reihe angeordnet ist.
4. 4. Mikrowellen-Weichenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppler (20,27,39) für die übrigen Teilfrequenzbänder für ein Aus- oder Einkoppeln der übrigen Teilfrequenzbänder in steigender Ordnung angeordnet sind.
5. 5. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß in der Reihe der Koppler (20,27,39) für die übrigen Teilfrequenzbänder der vom Verzweigungsstück (I) am weitesten entfernt liegende Koppler (39) mit einer angepaßten Last (43) abgeschlossen ist.
6. 6. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihe der mittenangeregten Koppler für die übrigen Teilfrequenzbänder aus zwei Kopplern (20, 20') besteht, von denen der eine (20') zum Auskoppeln und der andere (20) zum Einkoppeln des niedrigsten Teilfrequenzbandes dient, daß an das vom ersten Verzweigungsstück (1) abgewandte Ende der Reihe der Koppler (20, 20') für die übrigen Teilfrequenzbänder ein weiterer mittenangeregter Koppler (8') zum Wiedereinkoppeln des höchsten Teilfrequenzbandes mit einem zweiten Verzweigungsstück (V) angeschlossen ist, wobei in beiden zue'nander parallelen Pfaden zwischen der Reihe der Koppler (20,20') für die übrigen Teilfrequenzbänder und den weiteren Koppler (8') für das höchste Teilfrequenzband je ein weiteres Reflexions-Tiefpaßfilter (15', 16') eingeschaltet ist und ein 90°-Phasenschieber in dem einen Pfad zwischen dem weiteren Tiefpaßfilter (15') und dem weiteren Koppler (8') für das höchste Teilfrequenzband und in dem anderen Pfad zwischen dem weiteren Tiefpaßfilter (16') und der Reihe von Kopplern (20, 20') für die übrigen Teilfrequenzbän-

   i() der angeordnet ist, und daß sowohl die beiden Koppler (8, 8') für das höchste Teilfrequenzband als auch die beiden Koppler (20, 20') für das niedrigste Teilfrequenzband an den Aus- bzw. Eingängen ihrer inneren Hohlleiterabschnitte (9, 9' und 21, 21') jeweils über einen Regenerator-Verstärker (50, 51) miteinander verbunden sind.
7. 7. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den beiden die Reihe der Koppler für die übrigen

   jo Teilfrequenzbänder bildenden Kopplern (20, 20') zusätzlich zu dem Reflexions-Hochpaßfilter (24) eine zwei weitere mittenangeregte Koppler (70, 70') und ein weiteres Reflexions-Hochpaßfilter (24') umfassende Trennanordnung vorgesehen ist, wobei die

   j3 beiden weiteren Koppler (70, 70') jeweils mit dem einen Ende ihrer äußeren Hohlleiterabschnitte an das zugehörige Reflexions-Hochpaßfilter (24 bzw. 24') und mit dem anderen Ende ihrer äußeren Hohlleiterabschnitte an angepaßte Lasten (80, 80') angeschlossen sind, während diu Verbindung zwischend den beiden weiteren Kopplern (70, 70') über ein an den inneren Hohlleiterabschnitt der beiden weiteren Koppler (70, 70') angeschlossen"·: Hechpaß- oder Bandpaßfilter (73) hergestellt ist.

   Γ)
8. 8. Mikrowellen-Weichenanordnung nach einem

   oder mehreren der Ansprüche 1—7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden äußeren Hohlleiterabschnitte (6 und 7,18 und 19, 28 und 29,36 und 37) der mittenanger^gten Koppler (8, 20, 27, 39; 8, 20,

   ■-,ο 20', 8; 70, 70') zur Weiterleitung von im ΤΕδΙ-Mode schwingenden elektromagnetischen Wellen einen halbkreisförmigen Querschnitt besitzen und daß die inneren Hohlleiterabschnitte (9,21,30,40; 9,21,21', 9') der Koppler (8, 20, 27, 39; 8', 20, 20', 8'; 70, 70'}

   -,ι einen nicht halbkreisförmigen Querschnitt aufweisen.
9. 9. Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der innere Hohlleiterabschnitt (9, 21, 3C, 40; 9, 21, 21', 9') der

   ho mittenangeregten Koppler (8, 20, 27, 39; 8, 20, 20', 8'; 70,70') zur Weiterleitung des jeweiligen aus- oder eingekoppelten Teilfrequenzbandes im TEuJ-Mode einen rechteckigen Querschnitt besitzt, wobei die schmalen Wände eines jeden inneren Hohlleiterab-

   h-, Schnitts (9, 21, 30, 40; 9, 21, 21', 9') mit den flachen Seiten der zugehörigen, einen halbkreisförmigen Querschnitt besitzenden äußeren Hohlleiterabschnitte (6 und 7, 18 und 19, 28 und 29, 36 und 37)

   verbunden sind,

   10, Mikrowellen-Weichenanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzweigungsstock (Ij V) an seinem einen, an den die gesamte Energie leitenden Hohlleiter ange- ϊ schlossenen Ende zur Weiterleitung von im ΤΕοϊ-Mode schwingenden elekcromagnetischen Wellen eine AnschluBöffnung (2) mit kreisförmigem Querschnitt und an seinem anderen, an die beiden äußeren Horiüeiterabschnitte (6,7) des Kopplers (8; ι ο 8') für das höchste Teiifrequenzband angeschlossenen Ende zur Weiterleitung von im TEgf-Mode schwingenden elektromagnetischen Wellen in zwei zueinander parallelen Pfaden zwei Anschlußöffnungen (4,5) mit halbkreisförmigem Querschnitt besitzt,