DE2645294B2 - Mehrfachkoppler für eng benachbarte Frequenzkanäle - Google Patents
Mehrfachkoppler für eng benachbarte FrequenzkanäleInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Mehrfachkoppler für eng benachbarte Frequenzkanäle eines Mikrowellen-Frequenzbandes mit je einem Richtungsfilter pro
Frequenzkanal und einer Kaskadenschaltung aller dieser Richtungsfilter auf eine gemeinsame Übertragungsleitung derart, daß die Übertragungseigenschaften jedes Übertragungsweges für die Signale einen
Frequenz-Kanals eine Funktion der Übertragungskoeffizienten des dem Kanal zugeordneten Richtungsfilters und der Reflexionskoeffizienten der längs der gemeinsamen Leitung aufeinanderfolgenden anderen
Richtungsfilter ist.
In modernen Breitband-Übertragungssystemen isit es üblich, eine Vielzahl von Signalen zur Übertragung
über große Entfernungen zu kombinieren und am Empfangsende der Übertragungsstrecke die Frequenzbänder für die anschließende Signalverarbeitung zu trennen. Die Techniken zur Kombination und
Trennung solcher Signale werden gewöhnlich als Multiplex- und Demultiplexverfahi en bezeichnet. Es isu
eine Vielzahl von Multiplex-Verfahren bekannt und in Gebrauch, und zwar sowohl Zeitmultiplex- als auch
Frequenzmultiplex-Verfahren. Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Mehrfachkoppler für
Frequenzmultiplex-Verfahren.
In typischen Breitband-Übertragungssystemen wird eine Anzahl getrennter, in ihrer Bandbreite begrenzter Kanäle benutzt, um die die Information enthaltenden Signale zu erzeugen, zu verstärken und auf
sonstige Weise zu verarbeiten. Die Verteilung einer Vielzahl von Signalen auf Kanäle ist aus mehreren
Gründen zweckmäßig, insbesondere zur Verminderung von Wechselwirkungen und Kreuzmodulationen
zwischen den verschiedenen Benutzern des Systems.
Demgemäß werden in solchen Systemen Signale, die sich über einen ersten Frequenzbereich erstrecken,
durch eine Kombination von Geräten erzeugt, verstärkt und auf andere Weise verarbeitet, während eine
zweite Kombination gleichartiger Geräte diejenigen Signale verarbeitet, die sich in einem zweiten Frequenzbereich befinden usw. Am Ausgang der von den
Geräten gebildeten Kaskadenschaltung werden die Signale dann zur Übertragung kombiniert Die kombinierten Signale werden beispielsweise einer Sendeantenne zugeführt, um sie über eine große Strecke
zu übertragen, an deren Ende sie von einer Empfangsantenne aufgenommen und für die nachfolgende Verarbeitung oder Verwendung getrennt werden.
An die zu diesem Zweck benutzten Mehrfachkoppler müssen für optimalen Betrieb mehrere wichtige
Forderungen gestellt werden. Diese Forderungen betreffen die Einfügungsdämpfung, den Dämpfungsverlauf im Durchlaßband, die Gruppenlaufzeit und die
Dämpfung für außerhalb des Durchlaßbandes liegende Frequenzen. Die Wechselwirkung zwischen den
Filtern für die einzelnen Kanäle, die einen relativ geringen Frequenzabstand haben, hat es bisher schwierig
gemacht, die gewünschte Kombination dieser Eigenschaften zu erzielen. Im Nachrichtenverkehr benutzte
Mehrfachkoppler sind deshalb so ausgebildet worden, daß sie nur jeweils jeden zweiten von benachbarten
Kanälen miteinander kombinieren bnctatt unmittelbar benachbarte Kanäle. Demgemäß wurde bisher ein
Mehrfachkoppler dazu benutzt, die sogenannten ungeraden Kanäle zu kombinieren, während ein anderer
Mehrfachkoppler zur Kombination der sogenannten geraden Kanäle benutzt wurde. Eine solche Mehrfachkopplung ermöglicht die Wahl eines minimalen
Kanalabstandes und reduziert in hohem Maße unerwünschte Wechselwirkungen. Der Nachteil ist jedoch,
daß die doppelte Anzahl von Antennen- oder Antennen-Betriebsarten erforderlich ist, als es sonst der Fall
wäre. Bei Systemen, deren Antennen relativ kompliziert, schwer und kostspielig sind, ist die Verdoppelung ihrer Anzahl unerwünscht. Auch ist es, wenn an
die Strahlungscharakteristik der Antenne spezielle Anforderungen gestellt werden, sehr schwierig, ohne
erhebliche Verminderung der Qualität die Strahlungsdiagramme für zwei Betriebsarten zu erzeugen.
Es sind allerdings auch schon Mehrfachkoppler für
unmittelbar aneinandergrenzer.de Frequenzkanäle bekannt, die für manche Zwecke geeignet sind. Beispielsweise ist in einem Aufsatz von Grüner und
Williams: »A Low-Loss Multiplexer for Satellite Earth Terminals« in COMSAT TECHNICAL REVIEW, Bd. 5, Nr. 1 (1975), Seiten 157 bis 177, ein
Mehrfachkoppler für aneinandergrenzende Kanäle Ijeschrieben.der zur Verwendung in mit Satelliten zusammenwirkenden Bodenstationen bestimmt ist. Der
in diesem Aufsatz beschriebene Mehrfachkoppler
weist Eigenschaften auf, die für den vorgesehenen Zweck befriedigend sind. Er ist jedoch sehr umfangreich und schwer, so daß er für Anwendungen nicht
geeignet ist, bei denen es auf geringe Größe und geringes Gewicht ankommt Weiterhin weist der bekannte
Mehrfachkoppler einen unerwünscht hohen Dämpfungsgang und eine hohe Gruppenlaufzeit in allen Kanälen außer dem letzten auf. In den meisten Fällen
ist es erforderlich, diese unerwünschten Übertragungseigenschaftfcrt eines solchen Mehrfachkopplers
durch Ausgleichselemente zu kompensieren. Die Anwendung solcher Ausgleichselemente führt jedoch zu
zusätzlichen Verlusten, einem erhöhten Gewicht und erhöhten Kosten.
Eine bekannte Methode zum Vermeiden einer Wechselwirkung zwischen einer Anzahl miteinander
verbundener Filter eines Mehrfachkopplers besteht in der Anwendung von Richtungsfiltern für jeden Kanal.
Zumindest in der Theorie sind Richtungsfilter für diesen Zweck ideal, weil sie für alle Frequenzen mit einem Stehwellenverhältnis von Eins hergestellt werden
können, so daß eine Anzahl von ihnen in einem Mehrfachkoppler in Kaskade geschaltet werden kann. Allgemein werden Richtungsfilter aus zwei im wesentlichen identischen Filtern hergestellt, die an ihren
Eingängen und Ausgängen durch einen Quadratur-Hybridkoppler miteinander verbunden sind. Der
Aufbau und die Eigenschaften von Richtungsfiltern sind seit einigen Jahren bekannt, beispielsweise aus
einem Aufsatz von Cohn und Coale: »Directional Channel-Separation Filters« in Proc. IRE, Bd. 44,
Nr. 8 (1956), Seiten 1018 bis 1024. Wenn solche Richtungsfilter in einem Mehrfachkoppler in Kaskade
geschaltet sind, wirken die Reflexionseigenschaften der folgenden Richtungsfilter mit den Übertragungseigenschafen des vorhergehenden Richtungsfilters in
einem solchen Maße zusammen, daß es noch immer erforderlich war, Ausgleichselemente einzusetzen.
Obwohl eine Wechselwirkung mit den Reflexionseigenschaften aller folgenden Richtungsfilter besteht,
besteht nur bei den Richtungsfiltern, deren Frequenzbänder einander benachbart sind, eine erhebliche
Wechselwirkung zwischen den Durchlaßbereichen der Kanäle. Insofern war es bisher nicht möglich, einen
solchen Mehrfachkoppler derart auszubilden, daß die obenerwähnte Wechselwirkung ausreichend klein ist,
ohne daß zu unerwünscht breiten Schutzbändern zwischen den Kanälen oder zu einer Kopplung nur zwischen ungeraden oder geraden Kanälen Zuflucht genommen wird.
Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Mehrfachkoppler der eingangs beschriebenen Art für unmittelbar benachbarte Kanäle
zu bilden, der bei einem einfachen Aufbau solche Übertragungseigenschaften aufweist, daß die Notwendigkeit zur Verwendung kostspieliger Ausgleichsanordnungen, insbesondere zum Ausgleich der Gruppenlaufzeiten, im wesentlichen entfällt.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die obere und/oder untere Grenzfrequenz
aller derjenigen Richtungsfilter, denen in der Schaltungsreihenfolge des Kaskadenschaltung noch ein
Richtungsfilter für den frequenzhöheren und/oder frequenzniederen Nachbarkanal folgt, derart über die
Kanalgrenze hinausreichend dimensioniert ist, daß die durch die Reflexioiueigenschaften nachfolgend geschalteter Nachbarkanal-Filter bewirkten Übertragungsverluste innerhalb ues Kanal-Frequienzberei-
ches kompensiert sind.
Bei dem erfindungsgemäßen Mehrfachkoppler werden also die gewünschten Übertragungseigenschaften dadurch bewirkt, daß ausgewählte Filterpaare absichtlich so abgestimmt werden, daß durch
die Wechselwirkung zwischen benachbarten Kanälen eine Optimierung der Gesamt-Übertragungseigenschaften erreicht wird.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden in jedem Kanal des Mehrfachkopplers
zwei im wesentlichen identische, hochselektive Filter benutzt. Die Filter jedes Paares sind an ihren Eingängen und Ausgängen durch Quadratur-Hybridschaltungen gekoppelt Bei einer Ausführungsform ist jedes der Filter, die einem bestimmten Kanal
zugeordnet sind, so ausgebildet, daß seine obere Grenzfrequenz jenseits des zugeordneten Frequenzbandes und jenseits der unteren Bandkante des nächst
höheren Kanals liegt. Durch Hinausrücken der oberen Grenzfrequerzder Filter der unteren Kanäle in dieser
Weise findet eine beabsichtigte Wechselwirkung in der Weise stan, daß die Rückwärts-Veriu-'i-Wechseiwirkung des benachbarten Kanals höherer Frequenz
kompensiert wird.
Abhängig von der Ordnung, in der die Vielzahl der Kanäle im Mehrfachkoppler angeordnet ist, ist es auch
möglich, die gewünschten Multiplex-Eigenschaften dadurch zu erzielen, daß die untere Grenzfrequenz
des Filters eines höheren Kanals über dessen Bandkante hinaus verlagert wird, damit in beabsichtigter
Weise eine Wechselwirkung mit dem benachbarten tieferen Kanal stattfindet. In anderen Fällen, wiederum in Abhängigkeit von der Ordnung, mit der die
Kanäle verteilt sind, kann die obere und die untere Grenzfrequenz des Filters eines bestimmten Kanals
verschoben sein, um eine gleichzeitige Kompensation der Reflexionseigenschaften der beiden benachbarten
Kanäle zu erreichen.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der in der
Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert. Die der Beschreibung und
der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale können bei anderen. Ausführungsformen der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigen
Fig. la und 1 b das Diagramm eines Frequenzbandes, das gemäß dem Stand der Technik in einzelne
Kanäle unterteilt worden ist,
Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines typischen Ausgangs-Mehrfachkopplers nach dem Stand
der Technik,
Fig. 3a und 3b Diagramme der Bandpaß-Charakteristik des Ausgangs-Mehrfachkopplers nach Fig. 2,
Fig. 4 das Blockschaltbild eines Mehrfachkopplers
nach der Erfindung,
Fig. Sa und 5b Diagramme, die den Kanatverlust
und die Kanal-Gruppenlaufzeit für einen Kanal des Mehrfachkopplers nach Fig. 4 ohne Kompensation
wiedergeben,
Fig. 6a und 6b D.agramme, welche den Gesamtverlust und die Gesamt-Gruppenlaufzeit für nichtkompensierte Einzelkanäle nach den Fig. 5a und 5b
wiedergeben,
Fig. 7a und 7b Diagramme, welche den Kanalverlust und die Kanal-Gruppenlaufzeit bei einem nach
den Lehren der Erfindung ausgebildeten Mehrfachkoppler wiedergeben,
verlust und die Gesamt-Gruppenlaufzeit eines Mehrfachkopplers
nach der Erfindung wiedergeben,
Fig. 9 die Seitenansicht eines Vierkanal-Mehrfachkopplers
nach der Erfindung,
Fig. 10 eine vereinfachte Draufsicht auf einen der Eingangsabschnitte des Mehrfachkopplers nach
Fig. 9,
Fig. 11 eine vereinfachte Ansicht des Mehrfachkopplers nach Fig. 9 von unten zur Veranschaulichung
der Hybrid-Ausgangskopplung, und
Fig. 12 ein Diagramm der Verluste des Mehrfachkopplers nach Fig. 9 in Abhängigkeit von der Frequenz.
In Fig. la veranschaulicht die Kurve 10 ein Frequenzband,
das sich von der unteren Frequenz /j bis zu einer oberen Frequenz fh erstreckt. Wie oben erwähnt,
ist es für viele Zwecke der Nachrichtenübertragung vorteilhaft, ein derart breites Frequenzband
in Kanäle zu unterteilen, um eine bessere Verstärkung und/oder Signalverarbeitung zu erzielen. Gemäß
Fig. Ib ist das Frequenzband zwischen /( und fh in
sechs Kanäle 1 bis 6 unterteilt. In der Praxis kann sich die obere Grenzfrequenz eines Kanals, beispielsweise
des Kanals 1, bis zur unteren Frequenz des nächst höheren Kanals, also beispielsweise des Kanals 2, erstrecken
usw. Allgemein ist es jedoch vorteilhaft, zwischen den Kanälen einen kleinen Sicherheitsabstand
zu lassen. So befindet sich gemäß Fig. Ib zwischen den Kanälen 1 und 2 ein Sicherheitsband 11, zwischen
den Kanälen 2 und 3 ein Sicherheitsband 12 usw. bis zum Sicherheitsband 15 zwischen den Kanälen 5 und
6. Sehr oft haben die verschiedenen Kanäle die gleiche Bandbreite. Ebenso haben gewöhnlich die Sicherheitsbänder
zwischen den Kanälen die gleiche Breite. In Fig. Ib ist dagegen der allgemeinere Fall dargestellt,
bei dem die Kanäle verschiedene Bandbreiten haben und auch die Breite der Sicherheitsbänder zwischen
den Kanälen verschieden ist.
Wenn angenommen wird, daß jeder der in Fig. Ib
dargestellten Kanäle 1 bis 6 eine Vielzahl von Informationen enthaltenden HF-Signalen repräsentieren,
erhält die folgende Beschreibung mehr Sinn. Wie oben erwähnt, werden die sich innerhalb eines bestimmten
Kanals befindenden Signale erzeugt, verstärkt und in anderer Weise von einer Kombination
von in Kaskade geschalteten HF-Geräten verarbeitet, die alle die gleiche Arbeitsbandbreite haben wie der
entsprechende Kanal. Solche Einrichtungen zur Signalverarbeitung umfassen typischerweise einen
Breitbandverstärker, beispielsweise eine Wanderfeldröhre mit zugeordneten Eingangs- und Ausgangskreisen,
Dämpfungsglieder zur Pegeleinstellung usw. Nachdem die Signale verarbeitet sind, werden sie in
ihren entsprechenden Kanälen in einen übertragungsweg eingekoppelt, damit sie einem Empfänger
zugeführt werden.
Zur Kombination der Ausgangssignale von mehreren Kanälen dient ein Ausgangs-Mehrfachkoppler.
Wie in Fig. 2 dargestellt, sind Mehrfachkoppler nach dem Stand der Technik zweiteilig ausgebildet. Der
obere Teil 17 des Ausgangs-Mehrfachkopplers dient zur Kombination der ungeraden Kanäle 1, 3 5...,
während der untere Teil 18 dss Mehrfachkopplers zur Kombination der geraden Kanäle 2,4,6... usw. dient.
Die auf diese Weise kombinierten geraden und ungeraden Kanäle werden dann in üblicher Weise, beispielsweise
mittels Hohlleiter oder Koaxialleitungen, den nicht dargestellten Speiseeinrichtungen einer Antenne
zugeführt. Gewöhnlich werden die geraden Kanäle einer ersten und die ungeraden Kanäle einer
zweiten Antenne zugeführt. In manchen Fällen ist es möglich, zwei verschiedene Polarisationen in dei
Speiseeinrichtung zusammen mit einem einzigen Reflektor zu benutzen.
Bekannte Ausgangs-Mehrfachkoppler für eine Breitband-Nachrichtenübertragung werden in einer
von mehreren allgemeinen Formen ausgebildet. Eine Form von Ausgangs-Mehrfachkopplern macht von einer
Vielzahl Bandpaßfiltern Gebrauch, die so angeordnet sind, daß jeder der verschiedenen Frequenzen
zugeordneten Kanäle durch das Bandpaßfilter in einen gemeinsamen Hohlleiter oder eine Sammelleitung
eingekoppelt wird, durch den bzw. die alle Frequenzen dem Ausgang des Mehrfachkopplers zugeführt
werden. Eine Teilung der Signale in jedem dei Frequenzbänder kann durch Bandsperren in dem
Mehrfachkoppler verhindert werden. Wie von Grüner und Williams in ihrem obenerwähnten Artike
ausgeführt, werden jedoch hochselektive Filter benötigt, um die Wechselwirkung und Abstimmprobleme
klein zu halten. Hieraus resultieren hohe Leistungsverluste, zusätzliches Gewicht, zusätzliches Bauvolumen
und zusätzliche Kosten. Aus diesen Gründen bestehen die bekannten Mehrfachkoppler allgemein au«
zwei Teilen, wie es Fig. 2 zeigt, nämlich einem Teil zur Kombination der ungeraden und einem Teil zui
Komuination der geraden Kanäle.
In Fig. 3a ist die relative Übertragungsverlust-Charakteristik des Teiles 17 für die ungeraden Kanäle
des Ausgangs-Mehrfachkopplers nach Fig. 2 dargestellt. Die Kurven 21, 23 und 25 veranschaulichen die
Übertragungsverluste des Teiles des Mehrfachkopplers, der den Kanälen 1,3 und5entspricht. In Fig. 3r
ist die Übertragungsverlust-Charakteristik des Teile« des Mehrfachkopplers nach Fig. 2 für die gerader
Kanäle dargestellt. Die Kurven 22, 24 und 26 repräsentieren die Übertragungsverluste für die Kanäle 2
4 und 6. Wegen des relativ großen Abstandes zwischer den nicht unmittelbar benachbarten ungeraden bzw
den nicht unmittelbar benachbarten geraden Kanälen der auch die Sicherheitsbänder umfaßt, sind die Effekte
einer Wechselwirkung vernachlässigbar. Wie oben erwähnt, erfordert das mit der Einrichtung nach
Fig. 2 verwirklichte Multiplex-Verfahren entwedei
zwei getrennte Sendeantennen, nämlich eine für die ungeraden Kanäle und eine für die geraden Kanäle
oder zusätzliche Einrichtungen zur Erzeugung orthogonaler Moden in Verbindung mit einer einzigen Antennenanordnung.
In jedem Fall werden die Möglichkeiten der Antennen und der zugeordneten Speiseeinrichtungen
nicht voll ausgenutzt. Aus diesen* Grunde besteht ein erheblicher Bedarf an einen
Mehrfachkoppler, der in der Lage ist, unmittelbar aneinander angrenzende Kanäle in einer einheitlicher
Struktur so zu kombinieren, daß sie mit einer einziger Antenne gekoppelt werden können.
Eine derartige Kopplung von mehreren aneinandei angrenzenden Kanälen ist mit dem in Form eine;
Blockschaltbildes in Fig. 4 dargestellten Mehrfach koppler möglich. Der Mehrfachkoppler nach Fig. l
wird aus Gründen, die später verständlich werden, allgemein als Quadratur-Hybridkoppler bezeichnet
Grundlegend für den Aufbau des Mehrfachkoppler! nach Fig. 4 ist die Verwendung eines Paares im wesentlichen
identischer Bandpässe für jeden der zi koppelnden Kanäle. Die Bandpässe /, und /, bilder
das Filter für den Kanal 1. Die Bandpässe Λ und f2
bilden das Filter für den Kanal 2. Die Bandpässe /, und /*, bilden das Filter für den Kanal 3 und die Bandpässe
/„ und fn bilden das Filter für den η-ten Kanal
des Mehrfachkopplers. Die Eingänge der beiden jeweils das Filter eines Kanals bildenden Bandpässe sind
durch eine entkoppelte Verzweigung oder Hybride miteinander verbunden. So sind die Eingänge der
Bandpasre /, und /*, durch die Verzweigung 31, die
Eingänge der Filter /2 und f, durch die Verzweigung
32, die Eingänge der Filter /, und fi durrh die Verzweigung
33 und die Eingänge der Filter fn und fn
durch die Verzweigung 35 miteinander verbunden. In gleicher Weise sind die Ausgänge jedes Paares von
Bandpässen für die Kanäle 1 bis η durch entkoppelte Verzweigungen oder Hybriden 41, 42, 43 und 45 verbunden.
Die zu koppelnden Signale werden von geeigneten signalerzeugenden oder signalverarbeitenden
Einrichtungen zugeführt, die in Fig. 4 durch die Verstärker A1, A,, A3 und An für die entsprechenden
Kanäle veranschaulicht sind. Es versteht sich, daß die verschiedenen Verstärker nicht Teil des Mehrfachkopplers
sind, sondern lediglich eine geeignete Signalquelle für die Eingänge des Mehrfachkopplers veranschaulichen.
In der Praxis werden Eingangssignale gewöhnlich von vorausgehenden Stufen abgeleitet, die
Breitbandverstärker enthalten, wie beispielsweise Wanderfeldröhren.
Die Wirkungsweise der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform wird leichter verständlich, wenn die
Eingänge und Ausgänge der aus den beiden Bandpässen und den beiden Verzweigungen bestehenden
Kombinationen bezeichnet werden.
Zu diesem Zweck werden die Eingänge mit α und
h und die Ausgänge mit c und el bezeichnet. Die Ausgänge
der Verstärker A1, A2, A} und An sind mit den
Eingängen α der Bandpaß-Verzweigungs-Kombinationen
der Kanäle 1, 2, 3 und η verbunden. Die Eingänge b der Bandpaß-Verzweigungs-Kombinationen
der einzelnen Kanäle sind durch reflexionsfreie Widerstände R, R2, R3 und Rn abgeschlossen.
An der Ausgangsseite ist der Ausgang c der Bandpaß-Verzweigungs-Kombination
des Kanals 1 ebenfalls mit einem reflexionsfreien Widerstand 46 abgeschlossen. Der Ausgang d des Kanals 1 ist mit dem
Ausgang c des Kanals 2 verbunden. Ebenso ist der Ausgang d des Kanals 2 mit dem Eingang c des Kanals
3 und der Ausgang d des Kanals 3 über mögliche zusätzliche Stufen, die durch die gestrichelte Linie angedeutet
sind, mit dem Ausgang c des Kanals η verbunden. Der Ausgang d des Kanals η bildet den Ausgang
des Mehrfachkopplers.
Infolge der Eigenschaften einer entkoppelten Verzweigung oder Hybride erreicht ein Signa!, welches
dem Eingang α zugeführt wird, die beiden Bandpässe des Kanals mit gleicher Leistung, jedoch mit um 90°
verschobener Phase (Phasenquadratur). Obwohl die beiden Signalkomponenten im wesentlichen von den
Bandpässen übertragen werden, werden sie infolge unvermeidlicher Unvollkommenheiten der Kreise
teilweise reflektiert. Das Verhältnis der reflektierten zur übertragenen Energie hängt dabei von der Frequenz
der Signale und der Abstimmung der Bandpässe ab. Die reflektierten Komponenten der Signale
addieren sich phasenrichtig am Eingang b, wo sie von dem angepaßten Anschlußwiderstand absorbiert werden,
während sie sich am Eingang α gegenphasisch treffen und daher dort auslöschen. Diese Eigenschaft
führt zu einer brcitbandigcn Anpassung am Eingang a der Bandpaß-Verzweigungs-Anordnung. Die Signalkomponenten,
die von den beiden Bandpässen übertragen werden, löschen sich am Ausgang c aus, während
sie sich am Ausgang d phasenrichtig addieren. Die auf diese Weise am Ausgang d kombinierten Signale
pflanzen sich dann in Richtung auf den Ausgang c der nächsten Bandpaß-Verzweigungs-Anordnung
fort.
Wenn ein Signal am Ausgang c zugeführt wird, erreicht es die beiden Bandpässe dieses Kanals mit gleicher
Leistung und einer Phasenverschiebung von 90° und wird von den Bandpässen teilweise reflektiert und
teilweise übertragen. Die reflektierten Komponenten addieren sich phasengleich am Ausgang d, von dem
aus sie sich wiederum in Richtung auf den Ausgang c des nächsten Kanals fortpflanzen. Die von den Bandpässen
übertragenen Signalkomponenten addieren sich phasengleich am Eingang b, wo sie wiederum von
dem angepaßten Widerstand absorbiert werden, während sie vom Eingang α isoliert sind.
Es sei nun ein typischer Signaldurchgang durch den dem Kanal 1 zugeordneten Abschnitt des Mehrfachkopplers
nach Fig. 4. betrachtet. Ein vom Ausgang des Verstärkers A, zugeführtes und sich zum Ausgang
des Mehrfachkopplers fortpflanzendes Signal wird von den Durchlaßeigenschaften der Bandpässe /, und
/Ί und den Reflexionseigenschaften der Bandpaßanordnungen
der Kanäle 2, 3... η für außerhalb ihres Durchlaßbandes liegende Frequenzen bestimmt. Der
Übertragungsverlust für dieses Signal des Kanals 1 ist
durch den Ausdruck IT1S2S3... Sn |2 gegeben, wenn
T der Spannungs-Übertragungskoeffizient einer Bandpaß-Verzweigungs-Kombination und ς der
Spannungs-Reflexionskoeffizient ist. Das Signal jedes folgenden Kanals sieht nur die Reflexionsverluste der
nachfolgenden Kanäle höherer Frequenz, während beim Kanal η der Ubertragungsverlust sich auf I Tn\2
reduziert. In der Praxis ist der Reflexionskoeffizient ς nahezu Eins bei Frequenzen, die um mehr als eine
Kanalbreite von einer Bandbreite entfernt sind. Daher können die Übertragungsverluste für Signale in den
Durchlaßbändern der verschiedenen Kanäle vereinfacht mit ir,s,i2 für den Kanal 1, IT2S3I2 für den
Kanal 3, IT3S4P für den Kanal 3 und I Tn \2 angegeben
werden.
Die vorstehenden Ausdrücke geben wieder, was allgemein als die unerwünschte Multiplikation des
Übertragungskoeffizienten mit dem Reflexionskoeffizienten des benachbarten Kanals bezeichnet worden
ist. Die Diagramme nach den Fig. 5a, 5b, 6a und 6 b veranschaulichen diese Beziehungen näher. Die
Kurve 50 in Fig. 5a gibt den Übertragungsverlust eines
typischen Kanals 1 wieder. Die der Kurve 50 entsprechende Gruppenlaufzeit ist durch Kurve 51 in
Fig. 5b über der gleichen Frequenzskala wiedergegeben. Wie ersichtlich, veranschaulichen beide Kurven
50 und 51 den Übertragungskoeffizienten 7",, der einen
annehmbaren Gang des Verlustes und einen annehmbaren Verlauf der Gruppenlaufzeit hat. Wenn
jedoch die Reflexionsverluste ς2 betrachtet werden,
werden der Kanalverlust und die Kanal-Gruppenlaufzeit verändert. In den Fig. 5a und 5b veranschaulichen
die gestrichelten Kurven 52 und 53 die Beiträge, weiche der Spannungs-Reflexionskoeffizient des benachbarten
Kanals 2 zum Kanalverlust und zur Kanal-Kurvenlaufzeit leistet.
Der resultierende Gesamtverlust und die resultie-
rende Gesamt-Gruppenlaufzeit für ein Signal des Kanals
1 bis zum Ausgang des Mehrfachkopplers werden dann durch die Kurven 54 und 55 in den Fig. 6a und
6 b wiedergegeben. Obwohl diese zusätzliche Verzögerung und die zusätzlichen Verluste an der oberen
Bandkante in der obenerwähnten Weise kompensiert werden können, sind die mit einer solchen Kompensation
verbundenen Effekte, nämlich zusätzliches Gewicht, zusätzlicher Leistungsverlust, vergrößertes
Bauvolumen und erhöhte Kosten, unerwünscht.
Nach der Erfindung werden die oberen Grenzfrequenzen der Bandpässe Z1 und /*, erheblich über die
oberen Bandkanten des Kanals 1 hinaus verschoben. Bei relativ schmalen Schutzbändern zwischen den Kanälen
kann die Verschiebung sogar bis über die untere Bandkante des Kanals 2 reichen. Die resultierenden
Kurven für den Kanalverlust und die Kanal-Gruppcnlaufzcit,
also für den veränderten Wert des Übertragungskoeffizienten 7", bei erweitertem Durchlaßbereich,
werden durch die Kurven ÖÖ und Öi in den
Fig. 7a und 7b wiedergegeben. Auch hier sind die Beiträge des Reflexionskoeffizienten des benachbarten
Kanals zu dem Ubertragungsverlust und der Gruppenlaufzeit durch die gestrichelten Kurven 52
und 53 wiedergegeben. Wenn diese Beiträge multipliziert werden, wird der resultierende Gesamtverlust für
das Signal des Kanals 1 durch den Mehrfachkoppler eingeengt, so daß er nun die gewünschte Charakteristik
hat, welche durch die Kurve 64 in Fig. 8a wiedergegeben
ist. Ebenso entspricht die Gesamt-Gruppenlaufzeit der gewünschten Charakteristik, wie es die
Kurve 65 in Fig. 8b zeigt.
Es versteht sich, daß die Bandpässe /2, f2, /,, /',
usw. ebenfalls so ausgebildet sind, daß ihre oberen Grenzfrequenzen jenseits der Bandkanten der entsprechenden
Kanäle liegen. Nur die Bandpässe fn und fn des der höchsten Frequenz zugeordneten Kanals
des Mehrfachkopplers sind so ausgebildet, daß ihre Grenzfrequenzen mit den Bandkanten des Kanals
übereinstimmen, weil, wie oben erwähnt, das Signal des Kanals η nicht durch die Anwesenheit der Bandpaß-Verzweigungs-Kombination
eines nächsthöheren Kanals gestört wird, weil keine existiert.
Es sei bemerkt, daß das gleiche Prinzip angewendet werden kann, um die Übertragungscharakteristik in
einer anderen als in Richtung nach höheren Frequenzen auszudehnen. Wenn beispielsweise Kanal 1 des
Mehrfachkopplers nach Fig. 4 der Kanal mit der höchsten und der Kanal η derjenige mit der tiefsten
Frequenz wäre, dann wäre es die untere Grenzfrequenz jedes Filters, ausgenommen des Filters des Kanals
n, die zu verschieben wäre. Es ist sogar möglich, sowohl die obere als auch die untere Grenzfrequenz
der Bandfilter eines Kanals zu verschieben, wenn dieser Kanal im Mehrfachkoppler von rückwirkenden
Kanälen gefolgt wird, die sich an beiden Seiten des Frequenzbandes anschließen.
Es ist demnach ersichtlich, daß durch eine solche Bemessung der Übertragungscharakteristik der Filter
an den Bandkanten, an denen eine Wechselwirkung stattfindet, in solcher Weise, daß sich der Durchlaßbereich
bis in das benachbarte Frequenzband erstreckt, die Gesamt-Übertragungseigenschaften bedeutend
verbessert werden können. Hierdurch wird der Anstieg der Gruppengeschwindigkeit und der Gang der
Kanalverluste, die dem Übertragungskoeffizienten zugeordnet sind, vermindert, so daß, wenn die Kombination
mit dem Reflexionskoeffizienten stattfindet, die Gesamtcharakteristik symmetrisch und in der
Bandbreite des Kanals genügend flach ist. Die erforderliche Dämpfung von außerhalb des Kanals liegenden
Frequenzen an der beeinflußten Bandkante wird bei dieser Konstruktion teilweise von dem in Wechselwirkungtretenden
Filter bewirkt, das einen Teil der außerhalb des Frequenzbandes liegenden Signale in
den angepaßten Abschlußwiderstand R leitet.
Es wurde eine praktische Ausführungsform eines Mehrfachkopplers nach der Erfindung hergestellt, die
in leicht vereinfachter Form in den Fig. 9 bis 11 veranschaulicht ist. Wie Fig. 9 zeigt, handelt es sich um
einen Quadratur-Hybridkoppler für vier Kanäle. Um den Zusammenhang mit dem Blockschaltbild nach
Fig. 4 herzustellen, wurden die Bezugszeichen aus Fig. 4 so weit wie möglich in die Fig. 9 bis 11 übernommen.
Wie Fig. 9 zeigt, sind die Bandpässe /,, /*,, /,, /*,,
fi'fi'f-t und /*4 a's zylindrische Filter mit gekoppelten
Hohlräumen ausgebildet. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind die verschiedenen äußeren Koppcl-
und Abstimmschrauben nicht dargestellt. In der Praxis können bekannte Filter mit elliptischer oder quasi-elliptischer
Funktion verwendet werden. Einzelheiten über den Aufbau solcher Filter mit gekoppelten Hohlräumen
sind beispielsweise in einem Aufsatz von Atia und Williams: »Narrow-Bandpass Waveguide
Filters« in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Bd. MTT-20. Nr. 4 (1972), Seiten
258 bis 265 beschrieben.
Die Eingänge, Ausgänge und da/wischenliegende Anschlüsse für Abschlußwiderstände sind als Koaxialstecker
dargestellt. Die Eingänge α und h des Kanals 1 sind mit einer entkoppelten Verzweigung 31
verbunden. Die Ausgänge der Verzweigung 31 sind durch Übergangs-Abschnitte 71 und 71' mit den
Bandpässen /, und /*, verbunden. Die Ausgänge der
Bandpässe sind durch Übergangs-Abschnitte 81 und 81' mit einer Quadratur-Hybride 41 verbunden. Die
gleiche Anordnung ist für die Kanäle 2, 3 und 4 getroffen. Beim Kanal 4 ist die Eingangs-Verzweigung
mit 34 bezeichnet. Die Übergangs-Abschr:tte72,72'. 73, 73', 74, 74' an der Eingangsseite und die Übergangs-Abschnitte
82, 82', 83, 83' und 84, 84' an der Ausgangsseite der Bandpässe der Kanäle 2, 3 und 4
entsprechen denjenigen des Kanals 1.
In Fig. 9 ist nur der äußere Abschnitt oder das Gehäuse
der Eingangs- und Ausgangs-Verzweigungen dargestellt. Bei der praktischen Ausführungsform
wurden sogenannte »square-ax« Übertragungsleitungen für die TEM-WeIIe benutzt, um weiterhin die
Größe, das Gewicht und die Kompliziertheit des Mehrfachkopplers zu vermindern. Fig. 10 veranschaulicht
die Innenleiter der Eingangs-Verzweigung
32 in einer vereinfachten Draufsicht auf Fig. 9. Die Außenleiter und Gehäuse wurden aus Gründen der
Übersichtlichkeit fortgelassen. Die Hybride 32 wird dabei von den dicht gekoppelten Leitungen zwischen
den beiden Hohlräumen gebildet. Der Aufbau solcher Quadratur-Hybriden ist in der Technik bekannt. Die
Übergangs-Abschnitte 71 und 71' dienen zur Umwandlung der Energie aus dem TEM-Wellentyp, der
in der Verzweigung herrscht, in den zum Einkoppeln in die Hohlräume der Bandfilter /2 und f2 geeigneten
Hohlleiter-Wellentypen.
Die Verwendung von Doppelleitungs-Hybriden anstelle von Hohlleiter-Hybriden führt zu einer bedeutenden
Verminderung der Baugröße, die bei-
spiclivveir.e für die Anwendung solcher Mehrfachkoppler in Satelliten von hoher Bedeutung ist.
Weiterhin haben diese Bauteile eine größere Bandbreite als vergleichbare Hohlleiter-Verzweigungen,
wodurch die Notwendigkeit vermieden wird, Richtungsleitungen zwischen jedem der Ausgangsverstärker und dem Mehrfachkoppler vorzusehen.
Auch die Ausgangs-Verzweigungen und die sie verbindenden Übertragungsleitungen werden von einer »square-ax«-Doppelleitung gebildet. Auch in der
Unteransicht des Mehrfachkopplers nach Fig. 11 sind
die Außenleitungen und Gehäuse der Leitungen fortgelassen. Die Ausgangsleitungen des ersten Filterabschnittes
kommen beispielsweise aus den Obergangs-Abschnitten 81 und Sl' heraus und laufen zu
der Verzweigung 41. Der nach links weisende Innenleiter bildet den isolierten Ausgang des Mehrfachkopplers,
der durch den nicht dargestellten Wider-
stand 46 abgeschlossen ist. Die nach links ragende Leitung tritt in die Quadratur-Hybride 42 ein usw.,
wie es schematisch in Fig. 4 dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Mehrfachkopplers wird am Ausgang
der Verzweigung 44 abgenommen.
Fig. 12 zeigt die relativen Verluste in Abhängigkeit
von der Frequenz für alle vier Kanäle des in den Fig. 9 bis 11 dargestellten Mehrfachkopplers. Die Kurve 91
veranschaulicht die relative Dämpfung in dB für den Kanal 1. Die Kurven 92, 93 und 94 veranschaulichen
die relativen Verluste für die Kanäle 2, 3 und 4. Der Kanal 1 erfaßt das Frequenzband von 3,704 bis
3,7(Sl GHz. Der Kanal 2 bedeckt das Frequenzband von 3,789 bis 3,861 GHz, der Kanal 3 das Frequenzband
von 3,869 bis 3,941 GHz und der Kanal 4 das
rrequcnzband von 3,959 bis 4,031 GHz. Die drei dB-Punkte der Vcrlustkurven für die jeweiligen Kanäle
entsprechen diesen Frequenzen.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (4)
1. Mehrfachkoppler für eng benachbarte Frequenzkanäle eines Mikrowellen-Frequenzbandes
mit je einem Richtungsfilter pro Frequenzkannl und einer Kaskadenschaltung aller dieser Richtungsfilter auf eine gemeinsame Übertragungsleitung derart, daß die Übertragungseigenschaften
jedes Übertragungsweges für die Signale eines Frequenz-Kanals eine Funktion der Übertnigungskoeffizienten des dem Kanal zugeordneten
Richtungsfilters und der Reflexionskoeffizienten der längs der gemeinsamen Leitung aufeinanderfolgenden anderen Richtungsfilter ist, dadurch
gekennzeichnet, daß die obere und/oder untere Grenzfrequenz aller derjenigen Richtungsfilter, denen in der Schaltungsreihenfolge der Kaskadenschaltung noch ein Richtungsfilter für den
frequenzhöheren und/oder frequenzniederen Nachbarke nal folgt, derart über die Kanalgrenze
hinausreichend dimensioniert ist, daß die durch die Reflexionseigenschaften nachfolgend geschalteter Nachbarkanal-Filter bewirkten Ubertragungsverluste innerhalb des Kanal-Frequenzbereiches kompensiert sind.
2. Mehrfachkoppler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß jedes Richtungsfilter aus einem Paar im wesentlichen gleicher Bandpässe besteht, deren Eingänge und Ausgänge jeweils durch
eine entkoppelte Verzweigung miteinander verbunden sind.
3. Mehrfachkoppler nach .^.nspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß dir Bandpässe Filter mit einer elliptischen oder quaii-ellr tischen Funktion
sind.
4. Mehrfachkoppler nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die entkoppelten
Verzweigungen aus gekoppelten Abschnitten vom Doppelleitungen bestehen.
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---|---|---|---|
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Families Citing this family (38)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2808604A1 (de) * | 1978-02-28 | 1979-08-30 | Siemens Ag | Aus ctd-leitungen bestehende koppelschaltung |
US4240155A (en) * | 1978-06-28 | 1980-12-16 | Micro Communications, Inc. | Diplexer and multiplexer |
JPS56500198A (de) * | 1979-01-29 | 1981-02-19 | ||
US4312064A (en) * | 1979-01-29 | 1982-01-19 | The Anaconda Company | Modified vestigial side band transmission system |
US4385378A (en) * | 1980-08-25 | 1983-05-24 | Communication Satellite Corporation | High power multiplexer for dual polarized frequency reuse earth stations |
US4433314A (en) * | 1982-01-21 | 1984-02-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Millimeter wave suspended substrate multiplexer |
US4689627A (en) * | 1983-05-20 | 1987-08-25 | Hughes Aircraft Company | Dual band phased antenna array using wideband element with diplexer |
CA1281821C (en) * | 1986-04-09 | 1991-03-19 | Com Dev Limited | Modular contiguous channel multiplexer |
EP0284442A3 (de) * | 1987-03-26 | 1989-09-27 | British Aerospace Public Limited Company | HF-Signalverteilung |
CA1273065A (en) * | 1987-06-17 | 1990-08-21 | Makoto Yoshimoto | Dual polarization transmission system |
FR2621130B1 (fr) * | 1987-09-25 | 1990-01-26 | Centre Nat Etd Spatiales | Dispositif de mesure de produits d'intermodulation d'un systeme recepteur |
US4902992A (en) * | 1988-03-29 | 1990-02-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Millimeter-wave multiplexers |
US5327245A (en) * | 1992-02-11 | 1994-07-05 | Information Transmission Systems Corp. | Method and apparatus for combining adjacent channel television signals |
US5438572A (en) * | 1993-01-29 | 1995-08-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Microwave non-logarithmic periodic multiplexer with channels of varying fractional bandwidth |
US5365205A (en) * | 1993-05-20 | 1994-11-15 | Northern Telecom Limited | Backplane databus utilizing directional couplers |
CA2157209C (en) * | 1995-08-30 | 2001-04-10 | Robert Peach | Repeaters for multibeam satellites |
CA2165875C (en) * | 1995-12-21 | 2001-03-13 | Gary Beauchamp | Intersatellite communications systems |
US6047162A (en) | 1997-09-25 | 2000-04-04 | Com Dev Limited | Regional programming in a direct broadcast satellite |
US6091739A (en) * | 1997-10-31 | 2000-07-18 | Nortel Networks Corporation | High speed databus utilizing point to multi-point interconnect non-contact coupler technology achieving a multi-point to multi-point interconnect |
US6580729B1 (en) | 1999-11-29 | 2003-06-17 | General Signal Corporation | Signal multiplexer and method |
US6710813B1 (en) | 2000-09-13 | 2004-03-23 | Spx Corporation | Multiplexer for adjacent NTSC and DTV channels |
US7102699B2 (en) * | 2002-03-14 | 2006-09-05 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Radio frequency distribution network system |
US7397325B2 (en) * | 2006-02-10 | 2008-07-08 | Com Dev International Ltd. | Enhanced microwave multiplexing network |
US8248977B2 (en) | 2007-04-16 | 2012-08-21 | Astrium Limited | Routing of downlink channels in a communications satellite |
GB2466028A (en) * | 2008-12-08 | 2010-06-09 | Univ Cardiff | High frequency measurement system |
FR2970817B1 (fr) | 2011-01-24 | 2013-11-15 | St Microelectronics Sa | Separateur radiofrequence |
FR2970816B1 (fr) * | 2011-01-24 | 2013-11-15 | St Microelectronics Sa | Combineur radiofrequence |
US20150333709A1 (en) * | 2012-09-18 | 2015-11-19 | Nec Corporation | Power combining circuit and power combining method |
WO2015123668A1 (en) | 2014-02-14 | 2015-08-20 | University Of Southern California | Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch |
US10581650B2 (en) | 2015-09-08 | 2020-03-03 | Qorvo Us, Inc. | Enhancing isolation in radio frequency multiplexers |
US9866201B2 (en) | 2015-09-08 | 2018-01-09 | Abtum Inc. | All-acoustic duplexers using directional couplers |
US9912326B2 (en) | 2015-09-08 | 2018-03-06 | Abtum Inc. | Method for tuning feed-forward canceller |
US9762416B2 (en) | 2015-09-08 | 2017-09-12 | Abtum Inc. | Reflection coefficient reader |
US9755668B2 (en) | 2015-09-30 | 2017-09-05 | Abtum Inc. | Radio frequency complex reflection coefficient reader |
US10038458B2 (en) | 2015-10-06 | 2018-07-31 | Abtum Inc. | Reflection-based radio-frequency multiplexers |
CN108352915B (zh) | 2015-10-12 | 2020-06-30 | Qorvo美国公司 | 基于混合耦合器的射频多路复用器 |
US10033515B2 (en) | 2015-11-20 | 2018-07-24 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for radio frequency energy multiplexers |
CN210201797U (zh) | 2016-09-21 | 2020-03-27 | Qorvo美国公司 | 射频双工器和具有增强隔离的可调谐射频双工器 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR1130267A (fr) * | 1955-06-18 | 1957-02-04 | Coupleurs directionnels filtrants à large bande | |
US3461407A (en) * | 1966-03-03 | 1969-08-12 | Westinghouse Electric Corp | Contiguous filter bank using shared resonators |
US3453638A (en) * | 1966-03-22 | 1969-07-01 | Communications Inc | Multiplex package |
US3428918A (en) * | 1966-05-26 | 1969-02-18 | Us Army | Multiplexer channel units |
DE2213962C3 (de) * | 1972-03-22 | 1979-01-18 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Funkfeld in einem Richtfunksystem |
JPS4922060A (de) * | 1972-06-19 | 1974-02-27 | ||
US3836863A (en) * | 1972-12-22 | 1974-09-17 | Bell Telephone Labor Inc | Broadband frequency steering network |
-
1975
- 1975-10-22 US US05/624,801 patent/US4029902A/en not_active Expired - Lifetime
-
1976
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- 1976-10-22 JP JP51126323A patent/JPS5251811A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1078534A (en) | 1980-05-27 |
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DE2645294A1 (de) | 1977-04-28 |
US4029902A (en) | 1977-06-14 |
GB1537296A (en) | 1978-12-29 |
FR2329115A1 (fr) | 1977-05-20 |
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