DE2547225C3 - System zur Datenübertragung über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems - Google Patents
System zur Datenübertragung über Kanäle eines FrequenzmultiplexsystemsInfo
- Publication number
- DE2547225C3 DE2547225C3 DE2547225A DE2547225A DE2547225C3 DE 2547225 C3 DE2547225 C3 DE 2547225C3 DE 2547225 A DE2547225 A DE 2547225A DE 2547225 A DE2547225 A DE 2547225A DE 2547225 C3 DE2547225 C3 DE 2547225C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- numbers
- signal
- pilot signal
- filter
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/08—Arrangements for combining channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/14—Arrangements providing for calling or supervisory signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
A> + (1 -A0)Pr
A0 + A0(Pi-1 - Pr)Il
wobei Pr und Pi die reellen und imaginären Komponenten des Pilotsignals sind und wobei Ao der
gemeinsame Wert der genannten Stoßantwort zum Zeitpunkt + 772 und - 772 ist
5. System nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet daß jedes Rechenelement
eine Schaltung enthält die das Vorzeichen einer vorbestimmten Komponente des Pilotsignals detektiert wobei der Ausgang dieser Schaltung einen
Schalterkreis zum Verzögern des Datensignals um eine Dauer entsprechend Γ oder zum Nicht-Verzögern des Datensignals am Eingang des genannten
Rechenelementes betätigt.
6. System nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet daß jedes Rechenelement
eine logische Schaltung enthält zum Detektieren ob die zwei Komponenten des Pilotsignals das gleiche
Vorzeichen oder verschiedene Vorzeichen haben, wobei der Ausgang dieser logischen Schaltung einen
Schalterkreis betätigt zum Pcrmutieren der genannten zwei veränderlichen Koeffizienten, die dem
zweiten Teil der genannten Recheneinheit zugeführt werden.
7. Systen nach einem der Ansprüche 1 bis 6. dadurch gekennzeichnet daß jeder Filterkreis
mehrere Rechenelemcnte in parallelen Zweigen enthält zum Berechnen der Ausgangszahlen durch
Interpolation /wischen die Eingangszahlen zu Interpolationszeitpunkten, die in bezug auf einander
verschoben sind, wobei diese Rechenelemente weiter Mittel zum Verschieben der Phase der zwei
Komponenten des empfangenen Pilotsignals über einen Winkel entsprechend den Verschiebungen zu
den Interpolationszeitpunkten enthalten, wobei diese zwei phasenverschobenen Komponenten in
den Schaltungsanordnungen der Rechenelemente verwendet werden.
Die Erfindung bezieht sich auf ein paralleles iJatenübertragungssystem, in dem Datensignale in
Mehrpegel-Digitalsignale umgewandelt und über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems übertragen werden,
wobei diese Kanäle mittels Digitalfilter mit einer linearen Phasenkennlinie voneinander getrennt werden,
wobei jeder Kanal zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle enthält zum Übertragen von zwei Datensignalen, die zusammen ein komplexes, über den
genannten Kanal übertragenes Datensignal bilden.
Parallel-Datenübertragungssysteme sind in jüngster Zeit der Gegenstand einer gewissen Anzahl von
Veröffentlichungen gewesen, insbesondere eines Artikels von Saltzberg mit dem Titel »Performance of an
efficient parallel data transmission system«, welcher Artikel in »IEEE Transactions on Communication
Technology«, Heft COM-15, Nr. 6, Dezember 1967,
Seiten 805 bis 811 erschienen ist. Was die Verwirkli-
chung des obengenannten Frequenzmultiplexsystems, in
dem die Kanäle mittels Digitalfilter mit einer linearen
Phasenkennlinie getrennt werden, anbelangt, möchten wir beispielsweise auf die französische Patentschrift
Nr. 21 88 920 der Anmelderin hinweisen.
Parallel-Datenflbertragungssysteme ermöglichen die
Übertragung mit einer vergrößerten binären Rate in jedem Kanal, beispielsweise 48 Kbits in einem
FernsprechkanaL Aber eine wesentliche Schwierigkeit bei der Verwirklichung dieser Systeme wird verursacht
durch die Verzerrungen die durch das Übertragungsmedium herbeigeführt werden. Insbesondere eine
Phasenverzerrung im Gesamtfrequenzband eines Multiplexsystems verursacht Zeitverschiebungen zwischen den in den jeweiligen Multiplexkanälen empfan-
genen Datensignalen. Zum Wiedergewinnen der empfangenen Datensignale trotz dieser Verschiebung
schlägt Saltzberg vor, die Abtastzeitpunkte der Daten in
jedem Kanal einzeln einzustellen, was in der Praxis mittels einer automatischen Entzerrungsanordnung für
jeden Kanal verwirklicht werden kann. Die automatischen Entzerrungsanordnungen sind im allgemeinen
verwickelte und kostspielige Anordnungen, die durch digitale Filter gebildet werden, die eine Vielzahl
veränderlicher Koeffizienten haben, die durch eine ebenso große Anzahl Rechenschaltungen gesteuert
werden müssen. Aus diesem Grunde ist ein paralleles Datenübertragungssystem nach dieser Konzeption nur
aufwendig verwirklichbar.
Die Erfindung bezweckt nun, ein paralleles Datenübertragungssystem mit einfacheren und weniger
kostspieligen Mitteln zu schaffen um die Schwierigkeiten der Rückgewinnung der Daten beim Vorhandensein
von Verzerrungen des Übertragungsmediums zu beseitigen.
Nach der Erfindung weist das parallele Datenübertragungssystem das Kennzeichen auf, daß die Sendeseite
Mittel enthält um dem Datensignal, in einem der genannten Teilkanäle jedes Kanals ein Pilotsignal
hinzuzufügen, dessen Frequenz die Hälfte des Intervalls zwischen benachbarten zentralen Frequenzen der
genannten Multiplexkanäle ist. und daß die Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals Filtermittel enthält zum
Selektieren des komplexen Signals, das dem übertragenen Pilotsignal entspricht, Mittel urr vom empfangenen
komplexen Signal in jedem Kanal das empfangene komplexe Pilotsignal zu subtrahieren zum Erhalten des
empfangenen komplexen Datensignals, Phasenverschiebungsmittel zum Verschieben der Phase des
genannten empfangenen komplexen Datensignals über einen Winkel von gleicher Größe aber mit entgegengesetztem Vorzeichen der Phase des empfangenen
komplexen Pilotsignals entgegengesetzten Winkel, sowie ein Paar digitaler Filteranordnungen auf Behandlung des komplexen Datensignals, das von den
genannten Phasenverschiebungsmitteln herrührt, wobei die genannten Filteranordnungen identisch sind und je
die Übertragungsfunktion eines Tiefpaßfilters haben mit einer der Pilotsignalfrequenz entsprechenden Grenzfrequenz wobei jede Filteranordnung wenigstens ein w
Rechenelement enthält, das als digitales Filter ausgelegt ist und einen ersten Teil mit festen Koeffizienten
enthält, an dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbestimmten Komponente des empfangenen komplexen Pilotsignals multipliziert wird und einen zweiten ti
Teil mit veränderlichen Koeffizienten, dessen Koeffizienten von den Komponenten des empfangenen
komplexen Pilotsignals abgeleitet werden.
In dem erfindungsgemäßen System, haben die digitalen Filteranordnungen, die das empfangene
komplexe Datensignal behandeln, dieselbe Funktion wie die automatischen Entzerrungsanordnungen die für das
bekannte System vorgeschlagen wurden aber sie sind viel einfacher. Sie enthalten beispielsweise nur zwei
veränderliche Koeffizienten in ihrem zweiten Teil, welche Koeffizienten berechnet werden ausgehend von
den zwei Komponenten des empfangenen komplexen Pilotsignals. Im ersten Teil wird das Eingangssignal auf
einfache Weise mit einer vorbestimmten Komponte dieses Pilotsignals multipliziert, während alle Koeffizienten fest sind.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher
beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild eines parallelen Übertragungssystems mit den erfindungsgemäßen Elementen
an der Senderseite,
F i g. 2 die Kennlinie der Trennfil .·. r der Multiplexkanäle,
F i g. 3 die Kennlinie eines Tiefpaßfilters, das an der Senderseite zur Begrenzung des Spektrums des
Datensignals verwendet worden ist,
F i g. J ein Blockschaltbild des Filters mit der Kennlinie nach F i g. 3,
F i g. 5 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Filters nach F i g. 4,
Fig.6 das Spektrum des Signals, das in einem Multiplexkanal übertragen wird und die Kennlinie der
Selektrionsfilter für das empfangene Pilotsignal,
F i g. 7 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung an der Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals,
Fig.8 die Kennlinie einer Filteranordnung für das
empfangene Datensignal,
F i g. 9 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise eines Rechenelementes der Filteranordnung, die mit
dem Bezugskanal gekoppelt ist,
Fig. 10 das Schaltbild eines Rechenelementes der Filteranordnung, die mit einem beliebigen Kanal
gedoppelt ist,
F i g. 11 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Rechenelementes nach F i g. 10.
Im erfindungsgemäßen Datenübertragungssystem nach F i g. 1 werden /V zu übertragende binäre
Datensignale den Wandlern £1... Ep... En zugeführt, in
denen durch Gruppierung einer gewissen Anzahl aufeinanderfolgender Bits diese Daten in digitale
Mehrpegelsignale umgewandelt werden. Diese digitalen Signale bestehen beispielsweise aus 8-Bit-Zahlen.
Beim betrachteten Verfahren der parallelen Übertragung sollen diese digitalen Signale über die Kanäle eines
Frec,.ie:jzmultiplexsystems übertragen werden, wobei
jeder Kanal dieses Multiplexsystems zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle zum Übertragen von
zwei Datensignalen enthält. An der Sendeseite enthält jeder Multiplexkanal also zwei Eingangsklemmen (c\,
d\) ... (Cp, dp) ... (cn, c/v) die mit zwei um 90°
phasenverschobenen Teilkanälen des Kanals übereinstimmen. Entsprechend dem Gebrauch werden die zwei
Signale, die den zwei Eingangsklemmen eines Kanals, beispielsweise den Klemmen cp und dp zugeführt
werden, betrachtet als bilden sie zusammen ein komplexes Signal dessen reeller Teil der Klemme cp und
dessen imaginärer Teil der Klemme dp zugeführt wird.
Auf gleiche Weise enthält empfangsseitig jeder Multiplexkanal zwei Ausgangsklemmen (e\, f\)... (ep, fp)
... (eN, fn)d\e das übertragene komplexe Signal abgeben.
Der reelle Teil dieses komplexen Signals ist an den
Klemmen e und der imaginäre Teil an den Klemmen / vorhanden.
Zwischen diesen Eingangs- und Ausgangsklemmen des Multiplexkanals befinden sich sendeseitig ein ■-,
digitaler Multiplexer 1, ein Digital-Analog-Wandler 2,
ein Tiefpaßfilter 3, das das Multiplexsignal im Basisbandfrequenzbereich liefert, welches Signal mittels
eines Modulators 4 in das gewünschte Band gebracht wird, welcher Modulator durch das Signal des einen in
Trägergenerators 5 angeregt wird. Die Taktsignale, die zum Funktionieren des digitalen Multiplexers und der
anderen untenstehend beschriebenen digitalen Schaltungsanordnungen notwendig sind, werden von einer
Zeitbasis 6 hergeleitet. An der Empfangsseite liegen r> hinter der Übertragungsleitung 7 den Elementen an der
Sendeseite entsprechende Elemente, und zwar ein Demodulator 8, der durch das Signal eines Trägergenerator« <J angeregt wird, ein Tiefpaßfilter 10. ein
Analog-Digital-Wandler 11 und zum Schluß ein digitaler >o
Demultiplexer 12.
Eine Zeitbasis 13, die in ihrer Frequenz und in ihrer Phase durch die sendeseitige Zeitbasis 6 synchronisiert
wird, liefert die zum Funktionieren der digitalen Demultiplexers 12 und der anderen untenstehend 2=>
beschriebenen digitalen Schaltungen notwendigen Taktsignale. Sie liefert ebenfalls dem Analog-Digital-Wandler 11 die Abtastfrequenz für das empfangene
Multiplexsignal.
Um Datensignale übertragen zu können müssen die jo Kanäle des Frequenzmultiplexsystems, die in dem
Multiplexer 1 und in dem Demultiplexer 12 gebildet sind, mit Hilfe von Filtern mit linearer Phasenkennlinie
getrennt werden. Zur Verwirklichung eines derartigen Multiplexsystem* kann man beispielsweise die in der )5
obengenannten französischen Patentschrift 2188 920 beschriebenen Anordnungen verwenden. Die in dieser
Patentschrift beschriebenen Multiplex- und Demultiplexanordnungen enthalten insbesondere zum Trennen
der Kanäle digitale Filter vom nicht-rekursiven Typ, die ebenfalls eine lineare Phasenkennlinie aufweisen. In
dem Falle, in dem es sich um ein Multiplexsystem für Fernsprechsignale nanaeit, sind die zentralen Frequenzen benachbarter Kanäle des Multiplexsystems um Ai
= 4 kHz voneinander getrennt und die Filter zum Trennen der Kanäle weisen Dämpfungskennlinien auf,
die durch die Kennlinien der F i g. 2 für 3 benachbarte Kanäle dargestellt sind. Es sei erwähnt daß diese Filter
in jedem Kanal ein wirksames Durchlaßband von 3400 Hz (± 1700 Hz um die zentrale Frequenz herum)
bestimmen, welches Durchlaßband zur Übertragung von Fernsprechsignalen geeignet ist.
Andererseits entspricht in dem obenstehend beschriebenen System der genannten Patentschrift die Frequenz
der Zahlen in den digitalen Signalen am Eingang und am Ausgang der Kanäle dem Wert Af = 4 kHz.
Zur detaillierten Beschreibung des parallelen Übertragungssystems nach F i g. 1 wird vorausgesetzt, daß -das verwendete Multiplexsystem ein Fernsprechmultiplexsystem ist mit den obenstehend beschriebenen
Eigenschaften.
Es wird ebenfalls vorausgesetzt, daß in den digitalen
Signalen am Ausgang der Wandler Ei... Ep... En die
Zahlen aus je η = 8 Bits bestehen und mit einer
Frequenz von 6 kHz erzeugt werden.
Um ausgehend von diesen digitaler, Signalen die Paare von digitalen Signalen zu bilden, die zur
Übertragung über die um 90° phasenverschobenen
Teilkanäle der Multiplexkanäle geeignet sind, werden in
den Eingangsschaltungen Q...CP...C/veinebestimmte
Anzahl üblicher oder durch die vorgeschriebenen Kennlinien der Fennsprechmultiplexkanäle notwendiger Handlungen durchgeführt. Alle Eingangsschaltungen sind identisch und deswegen wird nur als Beispiel
die Eingangsschaltung Q, eingehend beschrieben.
Zunächst wird mittels der Schaltungsanordnung 14 ein zusätzliches Bit einer bestimmten Pseudo-Zufallsfolge die vom Generator 15 erzeugt wird zu jeder der
8-Bit-Zahlen die vom Wandler E0 erzeugt werden,
addiert, wobei dieser zusätzliche Bit an der Stelle des am wenigsten signifikanten Bits der daraus entstehenden
9-Bit-Zahl liegt. Die Daten werden in dieser Form von 9-Bit-Zahlen übertragen. Aus dem untenstehenden
dürfte es ersichtlich sein, daß die Wiedererkennung der übertragenen Pseudo-Zufallsfolge empfangsseitig die
Wiedergewinnung des Datentaktsignals mit der korrekten Phase ermöglicht.
Mit Hilfe eines Verteilers 16 werden die mit der Frequenz von 6 kHz am Ausgang der Spaltung 14
erzeugten Zahlen gleichmäßig über zwei Zweige 17 und 18 verteilt. Der Zweig 17, der nachstehend als der reelle
Zweig bezeichnet wird, führt den reellen Teil des Datensignals zum Eingang cp des Multiplexkanals p. Der
Zweig 18, der als imaginärer Zweig bezeichnet wird, führt den imaginären Teil des Datensignals zum
Eingang rip des Multiplexkanals p. Die Zahlen in diesen
zwei Zweigen 17,18 treten mit der Frequenz von 3 kHz auf und durch eine Verzögerungsschaltung 19 am
Eingang des imaginären Zweiges 18 treten sie in den zwei Zweigen simultan auf.
Weiter enthalten die zwei Zweige 17,18 die digitalen
Tiefpaßfilter 20 und 21, deren Aufgabe es ist, das flache Spektrum des Datensignals zu begrenzen, so daß nach
Transposition in einen Multiplexkanal, das Spektrum des Datensignals den Durchlaßbereich des Kanals, der
im Beispiel (siehe Fig.2) 3400 Hz beträgt, nicht überschreitet Dazu müssen die Filter 20 und 21 alle
Komponenten der Datensignale mit Frequenzen über (3400 Wz)Il = 1700 Hz eliminieren. Um Interferenzen
zwischen den Symbolen zu vermeiden müssen diese Miterschaitungen dem Nyquist-firiierium entsprechend,
d.h. in diesem Beispiel, wobei die Frequenz der die Daten am Filtereingang darstellenden Zahlen 300 Hz
beträgt daß die Grenzfrequenz des Filters 20 und 21 1500 Hz sein soll. Die in F i g. 3 dargestellte Kurve stellt
die Filterkennlinie der Filter 20 und 21 dar, die diesen Anforderungen entsprechen.
Außerdem werden die Filter 20 und 21 dazu verwendet die Abtastfrequenz der digitalen Sign -le in
den Zweigen 17 und 18 zu ändern. Diese Abtastdfrequenz beträgt 3 kHz am Eingang des Filters aber wie
dargelegt, beträgt die erforderliche Abtastfrequenz am Eingang der Kanäle des beabsichtigten Fernsprechmultiplexsystems 4 kHz.
Um die Beschränkung des Spektrums und die Änderung der Abtastfrequenz zu erreichen können die
Filter 20 und 21 entsprechend dem in Fig.4 dargestellten Schaltplan ausgebildet werden. Die
Eingangszahlen mit einer Frequenz von 3 kHz werden 4 Rechenelementen 22, 23, 24, 25 zugeführt Mit dem
Ausgang der Rechenelemente 23,24,25 sind Verzögerungsschaltungen 26, 27, 28 verbunden, die die
Verzögerungen 7;27*bzw.3rerzeugen,wobei Tdieder
Frequenz von 4 kHz entsprechende Periode ist Die Ausgänge des Rechenelements 22 und der Verzögerungsschaltungen 26,27,28 sind miteinander verbunden.
damit die Ausgangszahlen der Filterschaltungen 20 oder 21 erzeugt werden. In den Rechenelementen 22 bis 25
werden die Berechnungen mit einer Frequenz von 1 kHz, die von der Zeitbasis 6 abgeleitet wird,
durchgeführt.
Diese Berechnungen werden untenstehend in bezug auf dip Diagramme von F i g. 5 näher erläutert. Das
Diagramm 5 azeigt die Folge der Zahlen σ,(wobei /eine ganze Zahl ist, die von - oo bis + o° variiert), welche
Zahlen mit der Frequenz von 3 kHz am Eingang der Rechenelemente 22 bis 25 auftreten.
Das Diagramm 5 b zeigt die Folge der Zahlen 5* (wobei k eine ganze Zahl ist, die von - oo bis + «
variiert), welche Zahlen am Ausgang der Filter 20 oder 21 mit einer Frequenz von 4 kHz erhalten werden. In
den Rechenelementen 22 bis 25 werden die Berechnungen simultan mit einer Frequenz von 1 kHz durchgeführt,
beispielsweise zu den Augenblicken wo die Eingangszahlen ... σ - j, O0, σ3... auftreten, die durch die
Intervalle von 4T= 1 ms getrennt werden. Also zum Bezugszeitpunkt t = 0, zu dem die Eingangszahl σ0
auftritt, berechnen die Rechenelemente 22,23,24,25 die
Ausgangszahlen S0, Si, S1 bzw. S3. In diesen Rechenelementen,
die beispielsweise in nicht-rekursiver Form gestaltet sind, werden die Ausgangszahlen durch
gewogene Summierung einer gewissen Anzahl von Eingangszahlen erhalten, wobei die Wägungskoeffizienten
für jedes Rechenelement vorbestimmte Werte der Stoßantwort des Filters haben, dessen Kennlinie in
F i g. 3 dargestellt ist. Diese Stoßantwort wird bei allen Vielfachen von 1/(3 KHz) Null, da es sich um ein
Nyquist-Filter mit einer Grenzfrequenz von 1,5 KHz handelt.
Die Diagramme 5 c, 5 d. 5 e, 5 /'zeigen eine derartige
Stoßantwort, die in der Dauer beschränkt ist und zentriert ist auf die Zeitpunkte, zu denen die
Ausgangszahlen S0, Su S2, S3 von dem Bezugszeitpunkt t
=■ 0 an gerechnet auftreten müssen.
Das Rechenelement 22 berechnet die Ausgangszahl So, indem die gewogene Summierung der Eingangszahlen
durchgeführt wird, die während der Dauer der Augenblicken in Phase mit dem Bezugsaugenblick t = 0.
Auf diese Weise wird ein Paar Datensignale erhalten,
die entsprechend der Filterkennlinie nach Fig.3 gefiltert worden sind, und zwar am Ausgang der
« Filterschaltungen 20 und 21 in Form von zwei Reihen
von Zahlen, die mit einer Frequenz von 4 kHz auftreten.
Wie ersichtlich, kann dieses Paar von Signalen als ein komplexes Signal betrachtet werden, das über einen
Multiplexkanal übertragen werden muß. Bevor die jeweiligen komplexen Datensignale den Eingängen der
jeweiligen Multiplexkanäle zugeführt werden, ist es vorteilhaft, eine Art von gegenseitige Phasenverschiebung
dieser komplexen Signale durchzuführen. Dies wird in den Phaseschiebern Φι Φρ, ... ΦΝ
ιο durchgeführt, die die komplexen Datensignale an ihrem
Eingang um 0, ..„ 2 η 0//V. ..., bzw. 2 π (Ν=\)/Ν
verschieben. Diese Phasenverschiebung beabsichtigt, eine bessere Verteilung der Energie in den Abtastwerten
des Multiplexsignals am Ausgang des Multiplexers I zur Vermeidung eines zu großen Dynamikbereiches für
die Behandlung dieses Signals zu erhalten.
In den empfangsseitigen Phasenschiebern Φι',..., Φρ
Φα/ des Multiplexsystems werden an den komplexen Signalen, die an den jeweiligen Ausgangspaaren des
2% Demultiplexers 12 erhalten werden, Phasenverschiebungen durchgeführt die denjenigen, die in den
entsprechenden sendeseitigen Phasenschiebern durchgeführt worden sind, in der Größe gleich aber im
Vorzeichen entgegengesetzt sind.
jo Mit dem Ausgang dieser Phasenschieber ΦΊ,... Φ'ρ,
... Φ'ν sind Ausgangsschaltungen D\ ... Dp ... Dn
verbunden, deren Aufgabe es ist. die Mehrpegel-Datensignale, wie diese durch die sendeseitigen Wandlerschaltungen
E\ ... Ep ... En erhalten worden sind, den
AusgangsklemmenD1...Bp...Bnzuzuführen.
Wenn die Übertragungsleitung 7 keine einzige Phasen- und Amplitudenverzerrung einführt, würden
die komplexen Signale, die den Ausgangsschaltungen D1 ... Dp... Dn zugeführt werden, in ihrer Phase und in
ihrer Amplitude den komplexen Signalen entsprechen, die durch die entsprechenden Eingangsschaltungen C1
Wägungskoeffizienten die Werte dieser StoBantwort zu
den Augenblicken, zu denen die Eingangszahlen auftreten, haben. In diesem besonderen Fall ist es
ersichtlich, daß die Wägungskoeffizienten Null sind mit Ausnahme des Koeffizienten, der dem Zentralwert der
Stoßantwort entspricht, welcher Zentralwert gleich 1 ist Im wesentlichen entspricht die Ausgangszahl 5b der
Eingangszahl O0 und das Rechenelement 22 könnte
durch eine direkte Verbindung ersetzt werden.
Das Rechenelement 23 berechnet die Ausgangszahl 51, indem die gewogene Summierung der Eingangszahlen durchgeführt wird, die während der Dauer der
StoBantwort 5 b auftreten, wobei die verwendeten Wägungskoeffizienten die Werte dieser StoBantwort
haben (durch punktierte Linien dargestellt) zu den Augenblicken, zu den diese Eingangszahlen auftreten.
Auf gleiche Weise berechnen die Rechenelemente 24 und 25 die Ausgangszahlen S2 und Ss ausgehend von der
StoBantwort 5 e und 5 f. Die Ausgangszahlen Si, S21Si,
die auf diese Weise im Zeitpunkt t = 0 berechnet wurden, werden in der Zeit um 1/(4 kHz), 2/(4 kHz),
3/(4 kHz) mittels der Verzögerungsschaltungen 26, 27
bzw. 28 verschoben, damit sie zu den Augenblicken auftreten, zu denen sie entsprechend dem Diagramm 5 b
auftreten müssen. Dieses Berechnungsverfahren wiederholt sich mit der Frequenz von 1 kHz zu allen
in den Ausgangsschaltungen D\...DP... Dn Bearbeitungen
durchführen, die zu den in den entsprechenden sendeseitigen Eingangsschaltungen durchgeführten Bearbeitungen
reziprok sind, wobei die von der Zeitbasis 13 hergeleiteten Taktsignale verwendet werden.
Aber im wesentlichen führt die Übertragungsleitung 7 immer eine Phasen- und Amplitudenverzerrung herbei,
die in der Zeit variieren kann. Insbesondere verursacht die Phasenverzettung im Gesamtfrequenzband des
Multiplexsystems Verzögerungen zwischen den in den jeweiligen Multiplexkanälen erhaltenen Datensignalen.
Wenn dieselben Bearbeitungen in den Ausgangsschal- hingen A ... Dp... Av mit denselben von der Zeitbasis
13 abgeleiteten Taktsignalen auf diesen gegenübereinander verzögerten Datensignalen durchgeführt werden,
entstehen zwischen den von jedem Kanal sukzessiv übertragenen Daten Interferenzen, welche Daten
folglich mit einer unakzeptierbaren Fehlerrate zurückgewonnen werden.
Um diesen durch die Verzerrung in der Übertragungsleitung verursachten Fehler zu vermeiden kann
jede Ausgangsschaltung D1...Dp...Dn eine bekannte
Entzerrungsanordnung enthalten, die die Verzögerung des entsprechenden Kanals kompensiert Anordnungen
dieser Art sind verwickelt und teuer, da sie Digitalfilter enthalten, von denen alle Koeffizienten veränderlich
sind und jeder Koeffizient von einer einzelnen
Regelschaltung ständig geregelt werden muß.
Mittels der vorliegenden Erfindung ist es möglich, im wesentlichen dasselbe Resultat zu enthalten wie mit der
bekannten Entzerrungsanordnung, aber mit viel einfacheren Mitteln.
Nach der Erfindung enthält das Datenübertragungssystem nach Flg. 1 sendeseitig in jeder Eingangsschaltung wie Cp eine Addierschaltung 30 im reellen Zweig
[7. Diese Addierschaltung erhält an einem Eingang das reelle Datensignal von 4 kHz, das von der Filterschaltung 20 geliefert wird, und am anderen Eingang ein
digitales Signal, das einem Pilotsignal entspricht und von einem Generator 31 geliefert wird. Die Frequenz
dieses Pilotsignals ist die Hälfte des Intervalles von 4 kHz zwischen benachbarten Mittelfrequenzen der
Multiplexkanäle, d. h., 2 kHz. Wenn die Amplitude des Pilotsignals A ist, wird dieses Pilotsignal einem Eingang
der Addierschaltung 30 in Form einer Folge von Zahlen + A, -A1 +A, -A ... zugeführt, welche Zahlen mit
einer Frequenz von 4 kHz und gleichzeitig mit den Datensignalzahlen, die dem anderen Eingang der
Addierschaltung zugeführt werden, auftreten. Auf diese Weise ist erreicht worden, daß die komplexen Signale,
die den Kanälen des Multiplexsystems sendeseitig zugeführt werden, nur einen reellen Anteil des
Pilotsignals enthalten. Das Spektrum des in jedem Multiplexkanal übertragenen Signals hat die Form der
durch gezogene Linien in F i g. 6 dargestellten Kurven. Im Basisband wird dieses Spektrum durch das
Datenspektrum 6a, das auf 1700 Hz entsprechend der Filterfunktion nach F i g. 3 beschränkt ist, und durch die
Spektrallinie 6b bei 2 kHz, die das Pilotsignal darstellt, gebildet, selbstverständlich reproduziert dieses Spektrum sich selbst um die Abtastfrequenz von 4 kHz und
um die Vielfachen derselben.
Empfangsseitig sind die Ausgangsschaltungen mit den Bezugszeichen D\ ... D9 ... Ds entsprechend dem
Schaltplan nach F i g. 7 ausgelegt. Jede Ausgangsschaltung Dp enthält zwei Zweige 32 und 33 um den reellen
Anteil und den imaginären Anteil des vom Multiplexkanal ρ erhaltenen komplexen Signals zu behandeln,
infolge aer Phasenverzerrungen des Übertragungsmediums weist das Pilotsignal, das nur im reellen Zweig 17
eingeführt worden ist, empfangsseitig Komponenten in den zwei Zweigen 32 und 33 auf. Dementsprechend
enthalten diese zwei Zweige 32 und 33 zwei Bandpaßfilter 34 und 35 um die reellen bzw. imaginäre
Komponente des Pilotsignals zu selektieren. Die zwei Filter 34 und 35 haben eine Filterkennlinie der Art, die in
F i g. 6 durch die gestrichelten Kurven, wie die Kurve 6c; dargestellt ist.
Für das Untenstehende ist es nützlich, den Wert der zwei Komponenten des Pilotsignals, die durch die Filter
34 und 35 selektiert worden sind, als Funktion der Verzögerung τ auszudrücken, die durch die Übertragungsleitung in das in einem Kanal übertragene
Pilotsignal eingeführt worden ist. Wenn Γ die Periode ist, die 4 kHz entspricht, beträgt die Frequenz von 2 kHz
des Pilotsignals 1/(27?. Das mit Nullphase übertragene
Pilotsignal wird danach mit einer Phase entsprechend 2πτΙ2Τ = Λτ/rempfangen. Daraus ergibt sich, daß die
reelle und die imaginäre Komponente des Pilotsignals die durch die Filter 34 und 35 selektiert worden sind, die
Werte cos(jrir/77bzw. ύη{πτΙΤ) haben. Es sei erwähnt,
daß diese Verzögerung τ des Pilotsignal in einem
Kanal durchaus die Verzögerung des Datensignal in diesem Kanal kennzeichnet Es läßt sich darlegen, daß in
einem Kanal mit einer Zentralfrequenz fp und mit einer
Breite von 4 kH>, die Verzögerung τ des Pilotsignals bei
Empfang ist, wobei x\ und Γ2 die Verzögerungen r =(ri
+ Τΐ)Ι2 bei den Frequenzen fp + 2 kHz und fP — 2 kHz,
) die an den Rändern des Kanals liegen, darstellen.
Andererseits enthalten die zwei Zweige 32 und 33 die Subtrahierschaltungen 36 und 37, mit denen die zwei
Komponenten des Pilotsignals von den zwei Komponenten des empfangenen Signals subtrahiert werden.
κι Diese Funktion. Subtrahierschaltungen 36 und 37
schaffen zusammen das komplexe Datensignal, welches Signal einem Phasenschieber 38 zugeführt wird. Dieser
Phasenschieber 38, der ebenfalls die zwei Komponenten des Pilotsignals, die zusammen das komplexe Pilotsignal
1) bilden, erhält, sorgt dafür, daß die Phase des komplexen
entsprechend und entgegengesetzt zur Phase des
komplexen Pilotsignals.
2(i zwei Zweige 32 und 33 zwei digitale Filterschaltungen
39 und 40, die einander identisch sind und die Filterkennlinie eines Tiefpaßfilters aufweisen, das dem
Nyquist-Kriterium entspricht mit einer Grenzfrequenz gleich der Frequenz von 2 kHz des übertragenen
Pilotsignals. Eine derartige Filterkennlinie kann die in F i g. 8 dargestellte Form haben mit einem Übergangsband anfangend bei 1,7 kHz, so daß keine einzige
Komponente des übertragenen Datensignals abgeschnitten wird.
Diese zwei Filterschaltungen 39 und 40 haben eine doppelte Funktion. Die erste Funktion, die zu der von
den Filterschaltungen 20 und 21 an der Sendeseite gewährleisteten Funktion komplementär ist, ist die
Abtastfrequenz des digitalen Signals in den Zweigen 32
r> und 33 zu ändern. Am Eingang des Filterkreises beträgt
diese Abtastfrequenz 4 kHz und die in jedem Zweig zum Wiedergewinnen der Daten erforderliche Abtastfrequenz beträgt 3 kHz. Die Mittel zur Gewährleistung
dieser ersten Funktion werden untenstehend beschrie
ben. Die zweite Funktion der zwei Filterschaltungen 39
und 40 ist der automatische Ausgleich der in jedem Kanal in dem Datensignal durch die Phaseiiverzerrung
der übertragungsleitung iiervuigci lmcmcm Vciiögcrung. Diese zweite Funktion wird durch Verwendung
4", der zwei Komponenten cos(;nr/7}und sin(;rr/7]Jin den
Filterschaltungen 39 und 40 gewährleistet. Wie untenstehend dargelegt wird, besteht jede Filterschaltung aus
zwei Teilen, einem ersten Teil mit festen Koeffizienten, an dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbe-
)O stimmten Komponente des Pilotsignals multipliziert
wird und einem zweiten Teil mit veränderlichen Koeffizienten, die von den Komponenten des empfangenen Pilotsignals abgeleitet werden. Am Ausgang der
Filterschaltungen 39 und 40, die diese zwei Funktionen
durchführen, treten die Datensignale der zwei Zweige
32 und 33 als zwei Folgen von Zahlen auf, die gleichzeitig mit der Frequenz von 3 kHz auftreten. Eine
Verzögerungsschaltung 41 erzeugt eine Verzögerung entsprechend 1/(6 kHz) im reellen Zweig 32- Die zwei
bo Zweige sind mittels der Kombinierschaltung 42
miteinander verbunden, an deren Ausgang ein Datensignal in Form einer Folge von Zahlen erhalten wird, die
mit der Frequenz von 6 kHz auftreten. In der Schaltungsanordnung 43 wird jede Zahl dieser Folge auf
9 Bits gerundet In der Subtrahierschaltung 44 wird das am wenigsten signifikante neunte Bit von jeder dieser
9-Bit-Zahlen extrahiert Die Folge von 8-Bit-Zahlen, die
durch die Schaltung 44 geliefert wird, geht zur Klemme
Bp. Wenn die durchgeführten Handlungen korrekt sind,
K)II an dieser Klemme Bp das 8-Bii-Mehrpegel-Datensignal
gefunden werden, das durch den Wandler Ep an der Sendeseite geliefert wird. In diesem Falle in dem das
Datensignal ohne Fehler zurückgewonnen worden ist, muß die Folge der neunten Bits, die am Ausgang 45 der
Schaltung 44 erhalten wird, durch die Pseudo-Zufallsfolge gebildet werden, die an der Sendeseite zum
Datensignal addiert worden ist. Dieses digitale Signal der neunten Bits wird in einer phasenverriegelten
Schleife 46 verwendet, die das Funktionieren der Füterschaltungen 39 und 40 beeinflußt und untenstehend
näher beschrieben wird.
Um die obenstehend beschriebene erste Funktion erfüllen zu Köi.nen, d. h. das Ändern der Abtastfrequenz
der Datensignale von 4 kHz auf 3 kHz, werden die Füterschaltungen 39 und 40 durch drei Parallelzweige
gebildet. Die entsprechenden Zweige der beiden Schaltungen enthalten identische Elemente. Der erste
Zweig der Füterschaltungen 39, 40 enthält ein interpolierer-ies Rechenelement 47, 48. Der zweite
Zweig enthält ein interpolierendes Rechenelement 49, 50, das mit der Verzögerungsschaltung 51, 52 in Reihe
geschaltet ist, die eine Verzögerung entsprechend (4/3) · 1/(4 kHz) verursacht. Der dritte Zweig enthält
ein interpolierendes Rechenelement 53, 54, das mit der Verzögerungsschaltung 55, 56 in Reihe geschaltet ist,
die eine Verzögerung entsprechend (8/3) · 1/(4 kHz) verursacht. In all den Rechenelementen werden die
Berechnungen mit einer Taktsignalfrequenz durchgeführt, die von der Zeitbasis 13 aogeleitet ist. Diese
Taktsignale haben eine Frequenz von 1 kHz und ihre Phase wird durch die Verzögerungsschaltung 57
bestimmt, die eine Verzögerung variierend in Stufen von 1 /(4 kHz) verursachen kann. In der phasenverriegelten
Schleife 46 wird diese veränderliche Verzögerung durch den Ausgang der Vergleichsschaltung 58 geregelt,
die das digitale Signal der neunten Bits mit der Pseudo-Zufallsfolge vergleicht, die vom Ortsgenerator
59 erzeugt wird und der übertragenen Folge identisch sein muß.
Zunächst wird die Wirkungsweise dieser Füterschal-
iuilgcli j?, tv Ui UCiH raue cfiauicrt, ννυ aic Uni einem
spezifischen Multiplexkanal verbunden sind, welcher Kanal nachher als Bezugskanal bezeichnet wird. Dieser
Bezugskanal der im allgemeinen in der Nähe der Mitte des gesamten Multiplexfrequenzbandes liegt, ist derjenige,
der das Signal überträgt, das zur frequenz- und phasenmäßigen Synchronisierung der Zeitbasis 13 an
der Empfangsseite mit der Zeitbasis 6 an der Sendeseite benutzt wird. Dieses zur Synchronisation des Empfängers
verwendete Signal kann beispielsweise das in diesem Kanal übertragene Pilotsignal sein. Für diesen
Bezugskanal hat das empfangene Pilotsignal dieselbe Phase wie bei der Obersendung und deswegen enthält
es nur einen reellen Anteil wie an der Sendeseite. Empfangsseitig gibt es kein einziges Problem in bezug
auf den Ausgleich der Verzögerung des Datensignals und die einzige Aufgabe für die Füterschaltungen 39,40
ist die Abtastfrequenz der Datensignale zu ändern.
Die Filterschaltungen 39 und 40 sind identisch und im Falle des Bezugskanals bewirken sie interpolierende
Berechnungen derselben Art wie diese bei den Diagrammen nach F i g. 5 für die Füterschaltungen 20
und 21 an der Sendeseite erläutert wurden. Diese Berechnungen werden beispielsweise für die Filterschaltung
39 mittels der Diagramme nach Fig.9 näher beschrieben.
Das Diagramm 9 a zeigt die Folge von Zahlen S'k
(wobei k eine ganze Zahl ist, die von — <» bis + oo
variiert) welche Zahlen mit einer Frequenz von 4 kHz am Eingang der Rechenelemente 47, 49, 53 auftreten.
Das Diagramm 9 b zeigt die Folge von Zahlen σ'/ (wobei /eine ganze Zahl ist, die von - °» bis + °° \ «iriiert), die
am Ausgang der Filterschaltung 39 mit einer Frequenz von 3 kHz erhalten werden. Die Zahlen S'* entsprechen
den Zahlen mit demselben Index 5* an der Sendeseite,
die im Diagramm 5 b nach Fig.5 dargestellt sind und
die Zahlen σΊ entsprechend den Zahlen o, an der
Sendeseite die im Diagramm 5 a nach F i g. 5 dargestellt sind. Insbesondere entsprechen die Zahlen o'ound SO die
zum Bezugszeitpunkt t = 0 an der Empfangsseite auftreten, den Zahlen o0 und Sb, die an der Sendeseite
zum Bezugszeitpunkt t = 0 auftreten. In den Rechenelementen 47, 49, 53 werden die Berechnungen
gleichzeitig mit der Abtastfrequenz von 1 kHz, die von der Zeitbasis 13 abgeleitet ist, durchgeführt, und zwar zu
Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt t = 0 gleichphasig sind.
Es wird vorausgesetzt, daß diese korrekte Phase der Abtastfrequenz von 1 kHz erhalten worden ist. In den
Rechenelementen 47, 49, 53 die beispielsweise in nichtrekursiver Form ausgelegt sind, werden die
Ausgangszahlen σ', durch eine gewogene Summierung einer spezifischen Anzahl von Eingangszahlen 5'*
erhalten mit Wägungskoeffizienten, die von der Stoßantwort des Filters mit der in F i g. 8 dargestellten
ι Kennlinie abgeleitet sind. Diese Stoßantwort wird auf allen Vielfachen von 1/(4 kHz) Null, da es sich um eine
Nyquist-Filter mit einer Grenzfrequenz von 2 kHz handelt.
Die Diagramme 9 c, 9 d, 9 e zeigen eine derartige Stoßantwort von endlicher Dauer, die zentriert ist auf
die jeweiligen Zeitpunkte, zu denen die Ausgangszahlen σ'ο, σΊ, α'ι von dem Bezugszeitpunkt f = 0 gerechnet
auftreten müssen.
Das Rechenelement 47 berechnet die Ausgangszahl σΌ indem die gewogene Sun<me der Eingangszahlen, die
während der Dauer der Stoßantwort 9 c auftreten, genommen wird, wobei die verwendeten Wägungskoef-
Zeitpunkten sind, wo die Eingangszahlen auftr<~>en. In diesem speziellen Fall ist es ersichtlich, daß alle
Wägungskoeffizienten Null sind mit Ausnahme von einem, der dem zentralen Wert der Stoßantwort
entspricht, welcher zentrale Wert gleich 1 ist. In diesem Fall ist die Ausgangszahl σ'ο dieselbe wie die
Eingangszahl So.
Die Rechenelemente 49 und 53 berechnen die Ausgangszahlen σΊ und σ'2 indem die gewogene Summe
der Eingangszahlen S't genommen wird, die während der Dauer der Stoßantworten 9 d und 9 e auftreten. Die
verwendeten Wägungskoeffizienten sind die Werte der Stoßantworten 9 d und 9 e zu den Zeitpunkten, wo die
Eingangszahlen auftreten; diese Werte sind durch gestrichelte Linien dargestellt
Die Ausgangszahlen σΊ und σ'2 die ebenfalls auf diese
Weise zum Bezugszeitpunkt ί = 0 berechnet worden sind, werden in der Zeit durch (4/3) · 1/(4 kHz) und
durch (8/3) · 1/(4 kHz) mittels der Verzögerungsschaltungen 51 und 55 verzögert, damit sie auftreten zu den
Zeitpunkten, wo sie entsprechend dem Diagramm 9 b auftreten müssen.
Dieser Berechnungsprozeß wiederholt sich mit einer Frequenz von 1 kHz zu allen Zeitpunkten, die mit dem
Bezugszeitpunkt f = 0 phasengleich sind und am
13 14
diese Weise zwei Folgen von Zahlen σ"; erhalten, die mit hinzugefügt, die durch gestrichelte Linien dargestellt ist
einer Frequenz von 3 kHz auftreten und am Ausgang und die, wie es aus dem Untenstehenden hervorgehen
der Kombinierscb/Utung 42 wird eine Folge von Zahlen wird, zwei sehr einfache Funktionen von οοφιτ/Τ) und
mit einer Frequenz von 6 kHz erhalten, die in der 5 sin(wr/ T) berechnet Die Schaltungen 65 und 66 liefern
54 in denen die obengenannten Wägungskoeffizienten spricht Die Schaltung 66 betätigt den behälter 62, der
verwendet werden, die Berechnungen mit einer sich in der Lage s oder t befindet, abhängig von der
ausgesandten gleich und die ausgesandte Pseudozufalls- enthält Der erste Teil 68 enthält am Eingang eine
folge wird wiedergefunden im digitalen Signal der is Multiplizierschaltung 70, die die Datensignale mit der
neunten Ims, die am Eingang der phasenverriegelten imaginären Komponente sin(;nr/7? des Pilotsignal
rung der veränderlichen Verzögerungsschaltung 57 auf te r mit einer Dauer T gebildet wird. Die an den
einen derartigen Wert einstellt daß dab Signa! von ! 20 Anzapfungen der Verzögerungsleitung vorhandenen
kHz, das von der Zeitbasis 13 geliefert wird, mit dem Zahlen, mit Ausnahme von denjenigen an den
menten zu Zeitpunkten durchgeführt werden, zu denen Hilfe der Multiplizierschaltungen m» mit den festen
die Eingangsabtastwerte wie S\, SΊ. S'i auftreten, d. h. 25 Koeffizienten At multipliziert die untenstehend weiter
zu den Zeitpunkten, die in bezug auf den Bezugszeit- beschrieben werden und die sich daraus ergebenden
piinkt f = Oum 1/(4kHz),2/(4kHz),3/(4kHz)verzögert Produkte werden den Eingängen der Addierschaltung
sind, wird die im digitalen Signal der neunten Bits 71 zugeführt
übertragene Pseudo-Zufallsfolge nicht länger gefunden Der zweite Teil 69 des digitalen Filters 67 enthält eine
und unter Ansteuerung der Vergleichsschaltung 58 30 Verzögerungsleitung L, deren Eingang die Datensigna -
verzögert die veränderliche Verzögerungsschaltung 57 Ie unmittelbar zugeführt werden. Diese Verzögerungs-
das von der Zeitbasis 13 gelieferte Signal von 1 kHz in leitung /.'bewirkt eine Gesamtverzögerung, die der der
wiedererkannt wird. ment r" mit einer Dauer von Tgebildet werden. Nur die
Untenstehend wird die Filterschaltung 39 und 40 35 zwei Anzapfungen p' und q' dieser Leitung werden
beschrieben, und zwar in dem Fall, wo sie zur verwendet die auf beiden Seiten des zentralen VerBehandlung der Datensignale, die von irgendeinem zögerungselementes R' liegen. Die an diesen zwei
Kanal geliefert werden, in welchem die Datensignale Anzapfungen vorhandenen Zahlen werden mittels der
empfangen werden mit einer Verzögerung r in bezug Multiplizierschaltungen m' und n' mit den veränderliauf die im Bezugskanal empfangenen Datensignale. In 40 chen Koeffizienten a» und a.\ multipliziert und die sich
diesem Fall ist die allgemeine Struktur der Filterschal· daraus ergebenden Produkte werden zwei Eingängen
tungen 39,40, die mit der phasenverriegelten Schleife 46 der Addierschaltung 71 zugeführt Der Ausgang 72 der
zusammenarbeiten, dieselbe wie in F i g. 7 und die eben Addierschaltung 71 bildet den Ausgang des Rechenelebeschriebene Funktion gilt nur wenn die Anforderung mentes. Die Zahlen an diesem Ausgang 72 treten mit
erfüllt ist daß die Filterschaltungen 39 und 40 die 45 einer Frequenz von 1 kHz auf. da die Berechnungen im
Verzögerung τ in einem Übertragungskanal ausglei- Filter 67 mit der Frequenz von I kHz, die von der
chen. Deswegen sollen diese Fütcrschaltungen je mit Zeitbasis 13 erhalten wird, durchgeführt werden.
Rechenelementen versehen sein, die von denjenigen, die Die veränderlichen Koeffizienten ag und a t sind
für den Bezugskanal beschrieben worden sind, abwei- vorbestimmte Funktionen der Komponenten wn(nt/T)
chen. 50 und cos{nr/T) des Pilotsignals, wie untenstehend
des reellen Zweiges 32 behandeln, sind je entsprechend in den Rechenelementen 73 und 74 berechnet die je die
dem Schaltplan nach Fig. 10 ausgelegt Die Rechenele· zwei Komponenten des Pilotsignals erhalten. Die
mente 48, 50, 54 die die Datensignale des imaginären digitalen Signale, die durch die Schaltungsanordnungen
und dem Eingang 60 des Rechenelementes zugeführt 75. Dieser Schalter wird durch den binären Ausgang
werden, werden um T - 1/(4-kHz) durch die einer logischen Schaltung 76 betttigt die die binären
nicht verzögert und zwar abhängig von der Frage ob Vorzeichen der Komponenten coj(«r/77und ύη(πτ/Τ)
der Schalter 62 sich in der Lage I oder s befindet. bestimmen. Abhängig von der Frage, ob diese
Andererseits werden die reelle Komponente cosfav/T) Komponenten dieselben oder verschiedene Vorzeichen
und die imaginäre Komponente <\η(πτ/Τ) des von den haben, schaltet die logische Schaltung 76 den Schalter 73
cos(«r/ T) und sin(«r/ T) unmittelbar verwendet. Für ein F i g. 11 naher erläutert.
Im Diagramm 11 asteilen die Kurven 111 und 112die
Funktionen cos{nvlT) und sin(?nr/7? dar, d.h. den
reellen bzw. imaginären Teil des Pilotsignals. Im Bezugskanal werden diese reellen und imaginären Teile
empfangsseitig mit der Frequenz 1/7* = 4 kHz abgetastet zu allen Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt f = 0 gleichphasig sind. Es sei erwähnt, daß
die imaginäre Komponente des Pilotsignals zu diesen Abtastzeitpunkten immer Null ist
In jedem Kanal, in dem eine Vorwättsverschiebung der Dauer τ auftritt, werden die reellen und imaginären
Teile des Pilotsignals mit derselben Frequenz 1/Tzu den
Zeitpunkten abgetastet, die mit einem Zeitpunkt t = τ gleichphasig und also gegenüber dem Bezugszeitpunkt t
= 0 verzögert sind. Die reellen- und imaginären Komponenten der Pilotsignale haben die Werte
cos^nv/T) und sünfav/T), die durch die Ordinaten der
Kurven 111 und 112 zum Zeitpunkt t = τ dargestellt werden. Die Zahlen, die diesen Werten entsprechen,
werden den Eingängen 63 und 64 des Rechenelementes zugeführt Wenn diese Kurven die Periode 2 7"haben ist
es ausreichend, die Verschiebung τ zwischen 0 und 2 T zu betrachten.
Das Diagramm 11 b stellt auf eine dem Diagramm 9 a
entsprechende Weise die Folge von Zahlen S\ dar, die mit einer Geschwindigkeit von MT = 4 kHz am
Eingang 60 der drei Rechenelemente 47, 49, 53 auftreten, welche Elemente die Filterschaltung 39
bilden. Die Zahlen treten für jeden Kanal zu Zeitpunkten auf. die mit dem Zeitpunkt t = r to
gleichphasig sind. Das Diagramm 11 c stellt auf eine
dem ZXagramm 9 b entsprechende Weise die Folge von
Zahlen r', dar. die am Ausgang der Filterschaltung 39 erhalten werden müssen, in dieser Filterschaltung 39
liefern die Rechenelemente 47, 49, S3 mit einer Geschwindigkeit von 1 kHz die Zahlen wie r'o, τ\ bzw.
Zunächst werden die Vorgänge, die im Rechenelement 47 zum Ausgleichen dieser Verschiebung τ im
Obertragungskanal durchgeführt werden müssen, näher beschrieben. Von den Eingangszahlen S'b die gleichphasig zu dem Zeitpunkt t - τ auftreten, berechnet z. B. das
Rechenelement 47 zum Zeitpunkt r eine Zahl o'o, die zwischen den Eingangszahlen 5» im Bezugszeitpunkt t
- 0 interpoliert wird. Für diese interpolierende Berechnung bestimmt das Rechenelement 47 die
gewogene Summe einer spezifischen Anzahl von Eingangszahlen 5* mit W&gungskoeffiziemen. die
mittels des Diagramms 11 d spezifiziert werden. Dieses Diagrammm 11 d zeigt auf eine dem Diagramm 9 c
entsprechende Weise Weise die StoBantwort des Filters mit einer Charakteristik nach Fig.8, wobei diese
StoBantwort auf den Bezugszeitpunkt r - 0 zemriert ist. Das Rechenelement 47 berechnet die Ausgangszahl σΌ
als gewogene Summe der Eingangszahlen St, die während der Dauer der StoBantwort auftreten, wobei
die verwendeten Wlgungskoeffizienten die (durch gestrichelte Linien dargestellten) Werte dieser Stoßant
wort sind zu den Zeitpunkten, zu denen die Eingangszahlen auftreten.
Wenn 2/'Eingangszahlen S'k während der Dauer 2FT
der StoBantwort 11 d auftreten und wenn die Wägungskoeffizienten, die diesen Eingangszahlen entsprechen,
als au bezeichnet werden, ist die Ausgangszahl σΌ wie
folgt darzustellen:
»0 = Σ
*= -p
(D
Die Wägungskoeffizienten a* sind von der Verzögerung τ abhängig. Nach der Erfindung ist zur Berechnung
der Ausgangszahl σΌ die Tatsache vorteilhaft, daß die Wägungskoeffizienten a* als Funktion der Komponenten cos^ttv/T) und άφιτΙΤ) des Pilotsignals ausgedrückt werden können.
Das Diagramm 11 t/gibt die für die Koeffizienten a*
verwendete Notierung. Ein Koeffizient at, der durch die
gestrichelten Linien dargestellt wird, hat denselben Index k im ganzen Intervall mit der Länge T, dessen
Mitte beim Zeitpunkt t = (2*+1)772 liegt Zu diesen Zeitpunkten werden die Koeffizienten durch gezogene
Linien dargestellt und haben feste Werte ak. Da die
StoBantwort des Diagramms 11 d symmetrisch ist
haben die Koeffizienten, die zu den Zeitpunkten t = ± 772 genommen werden, denselben Wert Aq.
Zur Bestimmung der Werte der Koeffizienten a* ist
die Tatsache ausgenutzt worden, daß der Stoßantwort 11 d durch die untenstehenden Funktionen angenähert
werden kann:
— In jedem der Intervalle mit der Länge T, die auf
den Zeitpunkten t ψ (2k + 1)772 für k # 0 und * * -1
zentriert liegen, wird der StoBantwort durch die Funktion Fi angenähert:
F1 = Ak sin (.τ ι T)
— Im Intervall von - 772 bis + 772 wird der
Stoßantwort durch die folgende Funktion angenähert:
- A0)cos(.7f T).
— Im Intervall von - 7"bis - 772 und im Intervall von
772 bis T wird der Stoßantwort durch die folgende Funktion angenähert:
Mit dieser Annäherung der StoBantwort kann der Wert der Koeffizienten a» ausgedrückt werden, die in
der Formel (1) fOr eine durch den Übertragungskanal hervorgerufene Verzögerung r verwendet werden
müssen. Mehrere Falle treten entsprechend dem Wert dieser Verzögerung τ auf, aber wie bereits erwähnt, ist
es ausreichend, die zwischen 0 und 2 Γ liegenden Werte
zu betrachten.
— Ein erster Fall ist der. der im Diagramm 11 d
dargestellt ist in dem r zwischen 0 und 772 liegt Von den Formeln (2), (3) und (4) werden die nachfolgenden
Koeffizienten abgeleitet:
ak = Ak sin (.-rr/T) k ψ 0. k Φ - 1
fl_, = /In + An [sin (ίτ ι T) - 1 - cos (,7 τ / T)] /
Mit diesen Koeffizienten kann die Forme! (I) wie folgt geschrieben werden:
«ο = Σ' Ak [Si -sin(.-ιτ/ T)]
*= -p
*= -p
+ (1- A0) cos (π τ /T)] S;
+ (/I0/ 2 + { sin (.-τ ilT)-\- cos (π τ/Τ)}] SL1
0, k φ - 1
Für das Untenstehende ist es nützlich zu bemerken
(siehe Diagramm 11 a), daß dieser erste FaJl dadurch
gekennzeichnet, daß cosUpvIT) und s\n(nT/T) das
gleiche Vorzeichen haben und sin(jnr/ T) positiv ist
— Ein zweiter Fall ist der, in dem zwischen 772 und T
liegt Eine Betrachtung des Diagramms 11 d zeigt daß
die Koeffizienten atfür Ar?tO und k Φ 1 die Werte haben,
die in den Formeln (5) angegeben sind, während die Koeffizienten ao und a_i durch Permutierung der in den
Formeln (5) angegebenen Werte erhalten werden.
In diesem zweiten Fall kann die Formel (1) wie folgt geschrieben werden:
«o = ΡΣ Ak [Si- sin h τ /T)]
k « - P
+ [A0 + (A0!2) !sin h r T) - 1 - cos (.τ τ/ Τ)}] S0
+ [A0 + (1 - A0) cos (ι r/ T)] SL1 k ψ 0, k Φ
- 1
Nach dem Diagramm 11 a wird dieser zweite Fall
dadurch gekennzeichnet daß cosier/7} und sin(.irr/7?
verschiedene Vorzeichen haben und %\η(πτΙΤ) positiv
ist
— Ein dritter Fall ist der, in dem τ zwischen T und
3772 liegt Es dürfte einleuchten, daß die Koeffizienten
dann dieselben Werte habtn wie it.« ersten Fall, in dem r
zwischen 0 und 772 liegt Aber ;n der Formel (1) müssen
die Eingangszahlen S'*+1 genommt . werden, die um T
in bezug auf die Zahlen S* verzögert sind. Nach dem Diagramm It a wird der dritte Fall dadurch gekennzeichnet, daß cos(jrr/T)und ί\η(πτΙΤ)dasselbe Vorzeichen haben und sin(jrr/ T) negativ ist
— ein vierter Fall ist der in dem τ zwischen 3772 und ίο
2 T liegt Die Koeffizienten haben dieselben Werte wie im zweiten Fall, in dem τ zwischen 772 und T liegt
Ebenso wie in der Formel (1) müssen die Eingangszahlen 5*+i genommen werden, die um Tin bezug auf die
Zahlen 5* verzögert sind. Dieser vierte Fall ist dadurch gekennzeichnet daß cosier/7} und sin(jrr/ T) verschiedene Vorzeichen haben und sin(;ri7 7} negativ ist
Folglich geben die Formeln (6) und (7) die Berechnungen an, die im Rechenelement 47 zum
Erhalten der Zahlen wie σΌ durchgeführt werden v>
müssen. Es wird nun gezeigt daß das obenstehend beschriebene Rechenelement nach Fig. 10 diese Berechnungen für alle betrachteten Werte von τ
automatisch durchführt.
Wenn die Verzögerung r durch den Übertragungska- μ
RaI einen Wert zwischen 0 und That (erster und zweiler Fall), befindet sich unter Ansteuerung des Vorzeichendetektors 66 für die Pilotsignalkomponente sin(»i77J
der Schalter 62 in der Lage s und die Eingangszahlen 5» werden ohne Verzögerung durchgelassen. Wenn die ao
Verzögerung r zwischen T und 2 Γ liegt (dritter und vierter Fall), befindet sich der Schalter 62 in der Lage /
und die Eingangszahlen 5* werden um T verzögert
(durch die Schaltungsanordnung 61). Entsprechend dem Obenstehenden können die vom Schalter 62 gelieferten «
verzögerten Zahlen sowie die nicht verzögerten Zahlen auf dieselbe Weise im Filier 67 behandelt werden als
liege die Verzögerung r immer zwischen 0 und T.
Der erste Teil 68'"ies Filters 67 berechnet das erste
Glied von σΌ in den Formeln (6) und (7). Anwesend an den Anzapfungen der Verzögerungsleitung L des ersten
Teils sind die Eingangszahlen S'h die mittels der Multiplizieranordnung 70 mit der imaginären Komponente 5ΐη(πτ/Τ) des Pilotsignals multipliziert worden
sind. Entsprechend dem ersten Glied von σΌ werden die zentralen Anzapfungen ρ und q, die den Eingangszahlen
5Ό und S'_ r entsprechen, nicht verwendet. Die Zahlen
S'k ■ %\η(πτΙΤ) an den verwendeten Anzapfungen der
Verzögerungsleitung werden mit den festen Koeffizienten At mittels der Multiplizieranordnungen /π* multipliziert.
Der zweite Teil 69 des Filters 67 berechnet die zweiten und dritten Glieder von σΌ m den Formeln (6)
oder (7). An den Anzapfungen p', g'der Verzögerungsleitung L', die den Anzapfungen p, qder Verzögerungsleitung L entsprechen sind die Eingangszahlen SO und
S'-1 anwesend, niese Zahlen müssen mittels der
Multiplizieranordnungen m' und n' mit den in den Formeln (6) und (7) angegebenen Koeffizienten
multipliziert werden, wobei diese Koeffizienten abhängig von der Tatsache ob die Formel (6) angewandt wird
(0< r < 772) oder ob die Formel (7) angewandt wird (TI2<
r < T) permutiert werden. Die zwei Schaltungsanordnungen 73 und 74 berechnen die zwei Multiplikationskoeffizienten SO und S'-\ als Funktion der
Komponenten cos(«T/7?und sin(;rr/77des Pilotsignals.
Abhängig von der Tatsache, ob diese Koeffizienten dasselbe Vorzeichen (der Fall, in dem 0
< r < 772) oder verschiedene Vorzeichen (der Fall, in dem 772 < r < T)
haben, bringt die logische Schaltung 76 den Schalter 75 in die Lage υ oder v, so daß die zwei Koeffizienten, die in
den Schaltungsanordnungen 73 und 74 behandelt worden wären, den Mültiplizierschältüngen m' und n'
oder den Multiplizierschaltungen n' und m' zugeführt werden.
Das Diagramm nach Fig. 10 betrifft auch das Rechenelement 49, das die Zahlen wie οΊ berechnet, in
dem eine Rechsnschaltung 77 verwendet wird, die zwei
sehr einfache Funktionen der Komponenten ut\(tctT)
und cos(nrlT) berechnet. Diese zwei Funktionen
werden mittels des Diagramms nach Fig. 11 e näher
erläutert Dieses Diagramm He; das mit dem Diagramm 9 dfQr den Bezugskanal verglichen werden
kann, zeigt die Stoßantwort des Filters, das die Kennlinien nach Fig.8 aufweist, welche Stoßantwort
um (4/3) · 1/(4 kHz) = 4773 in bezug auf die Stoßantwort aus Fig. U d verzögert wird. Die Ausgangszahlen wie σΊ ergeben sich durch Berechnung der
gewogenen ^umme der Eingangszahlen S'*, die
während der Dauer dieser Stoßantwort vorhanden sind, ι ο mit den Wägungskoeffizienten, die den Werten dieser
Stoßaatwort zu den Zeitpunkten, zu denen die Eingangszahlen S't auftreten, entsprechen. Im Hinblick
der Tatsache, daß die Stoßantwort 11 e um 4Γ/3 in bezug auf die nach dem Diagramm Hd verzögert wird,
kann sie durch dieselben Funktionen F\, Fz, F} der
Formeln (2), (3), (4) ausgedrückt werden, und zwar unter
der Bedingung, daß in diesen Formeln die Zeit t durch t — 4773 ersetzt wird.
Es dürfte einleuchten, daß die Formeln (6) und (7) sich auf die Berechnung der Zahlen a'\ beziehen, und zwar
unter der Bedingung, daß smSjcrlT) durch sir{jr(r—477
3)/7] und ζοφΐτΤ) durch co$n{c—4773)/71 ersetzt
wird. Das bisher beschriebene Diagramm nach Fig. 10
zur Berechnung der Zahlen wie a'o eignet sich deswegen
zur Berechnung der Zahlen wie σΊ unter der Bedingung,
daß ein Rechenelement 77 hinzugefügt wird, das als Phasenschieber wirksam ist Von den zwei Komponenten cos(Är/ T) und sin(jrr/7?des Pilotsignals berechnet
dieses Element 77 die zwei Funktionen
sin[jr(r-4773)/7] - sin(irr/77- 4,τ/3),
Bei der Entwicklung dieser Funktionen ist es ersichtlich, daß die Berechnung sehr einfach ist
Das Diagramm nach Fig. 10 bezieht sich ebenfalls
auf das Rechenelement 53, das Zahlen berechnet wie a'2. In diesem Fall werden die verwendeten Koeffizienten
von der Stoßantwort nach dem Diagramm 11 / abgeleitet (vergleiche Diagramm 9 e), wobei diese
Stoßantwort um (8/3) · 1/(4 kHz) = 8773 in bezug auf die Stoßantwort nach dem Diagramm 11 d/verzögert ist
Aus der obenstehenden Erläuterung dürfte es einleuchten, daß das Diagramm nach Fig. 10 sich eignet zum
Berechnen von Zahlen wie σ'2 wenn das Element 77 die
zwei Funktionen
- 8773)/7?= ύη(πτΙΤ- 2π/3)
cos[jr (r - 8773J/7] = cos(nrlT- 2π 13)
cos[;r(tr - 4 773)/ 7]=cos[irr/ T- 4;r/3).
35
berechnet
Wie das Rechenelement auch sein mag, die zwei Schaltungen 73 und 74 berechnen ΪΉΤιεΓ die gleichen
Funktionen:
A0 + (1 - A0) Pr
A0 + A0(Pi- 1- Pr)Il,
wobei Pr und Pi die reellen bzw. imaginären Komponenten des Pilotsignals sind, die vom Phasenschieber 77 wohl oder nicht in ihrer Phase verschoben
werden.
Es ist ersichtlich, daß im Vergleich zu einer bekannten automatischen Entzerrungsanordnung mit einem Filter,
von dem alle Koeffizienten veränderlich sind und das durch verwickelte Rechenschaltungen geregelt wird,
das Rechenelement nach Fig. 10 ein Filter enthält mit nur zwei veränderlichen Koeffizienten, deren Wert eine
sehr einfache Funktion der zwei Komponenten des Pilotsignals ist.
Claims (4)
1. Ein paralleles Datenübertragungssystem, in dem
Datensignale in Mehrpegel-Digitalsignale umge- s wandelt und Ober Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems Obertragen werden, wobei diese Kanäle
mittels Digitalfilter mit einer linearen Phasenkennlinie voneinander getrennt werden, wobei jeder Kanal
zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle enthält zum Obertragen von zwei Datensignalen, die
zusammen ein komplexes Ober den genannten Kanal übertragenes Datensignal bilden, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeseite Mittel
enthält um dem Datensignal in einem der genannten Teilkanäle jedes Kanals ein Pilotsignal hinzuzufügen, dessen Frequenz die Hälfte des Intervalls
zwischen benachbarten Mittelfrequenzen der genannten Ki -Itiplexkanäle ist, und daß die Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals Filtermittel enthält
zum Selektieren des komplexen Signals, das dem übertragenen Pilotsignal entspricht. Mittel um vom
empfangenen komplexen Signal in jedem Kanal das empfangene komplexe Pilotsignal zu subtrahieren
zum Erhalten des empfangenen komplexen Datensignals, Phasenverschiebungsmittel zum Verschieben der Phase des genannten empfangenen komplexen Datensignals über einen Winkel von gleicher
Größe aber mit entgegengesetztem Vorzeichen der Phase des empfangenen komplexen Pilotsignals, jo
sowie ein Paar digitaler Filteranordnungen zur Behandlung des komplexen Jatensignals, das von
den genannten Phase.iverschiebungsmitteln herrührt, wobei die genannter Filteranordnungen
identisch sind und je die Übertragungsfunktion eines « Tiefpaßfilters haben mit einer der Pilotsignalfrequenz entsprechenden Grenzfrequenz, wobei jede
Filteranordnung wenigstens ein Rechenelement enthält, das als digitales Filter ausgelegt ist und einen
ersten Teil mit festen Koeffizienten enthält, an dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbestimmten Komponente des empfangenen komplexen Pilotsignals multipliziert wird sowie einen
zweiten Teil mit veränderlichen Koeffizienten, dessen Koeffizienten von den Komponenten des
empfangenen komplexen Pilotsignals abgeleitet werden.
2. System nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Teile jedes Rechenelementes zur
gemeinsamen Berechnung der gewogenen Summe vi mit einer beschränkten Folge von Datensignalzah
len ausgelegt ist, die auftreten während eines Zeitintervalls von gleicher Dauer als die der
Stoßantwort, die der genannten Kennlinie des Tiefpaßfilters entspricht, wobei der zweite Teil mit v>
veränderlichen Koeffizienten derart ausgelegt ist. daß die zwei Zahlen benutzt werden, die in der Mitte
der genannten Folge liegen und der erste Teil mit festen Koeffizienten derart ausgelegt ist. daß die
anderen Zahlen der genannten Folge, die mil der t>n
genannten Komponente des Pilotsignals multipliziert werden, verwendet werden.
3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die festen Koeffizienten, die im ersten Teil
eines Rechenelementes verwendet werden, die ^ Werte der genannten Stoßantwort sind zu Zeitpunkten, die ungerade Vielfache von 772 sind, mit
Ausnahme von 772 und - T/2, wobei T die halbe
Periode des Pilotsignals ist
4. System nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei veränderlichen Koeffizienten durch zwei Schaltungsanordnungen erhalten
werden, die die untenstehenden Funktionen berechnen, und zwar
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7436235A FR2290104A1 (fr) | 1974-10-30 | 1974-10-30 | Systeme de transmission de donnees par les canaux d'un multiplex a repartition en frequence |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2547225A1 DE2547225A1 (de) | 1976-05-13 |
DE2547225B2 DE2547225B2 (de) | 1980-06-12 |
DE2547225C3 true DE2547225C3 (de) | 1981-02-19 |
Family
ID=9144552
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2547225A Expired DE2547225C3 (de) | 1974-10-30 | 1975-10-22 | System zur Datenübertragung über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4020288A (de) |
JP (1) | JPS559855B2 (de) |
DE (1) | DE2547225C3 (de) |
FR (1) | FR2290104A1 (de) |
GB (1) | GB1532252A (de) |
SE (1) | SE405435B (de) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4706244A (en) * | 1985-01-15 | 1987-11-10 | Rockwell International Corporation | Frequency multiplexed telephone system |
DE3707960C1 (de) * | 1987-03-12 | 1988-10-20 | Ant Nachrichtentech | Vieltraeger-Demodulator |
US5220557A (en) * | 1991-09-23 | 1993-06-15 | Hughes Aircraft Company | Multiple use digital transmitter/transceiver with time multiplexing |
US7072412B1 (en) | 1999-11-09 | 2006-07-04 | Maurice Bellanger | Multicarrier digital transmission system using an OQAM transmultiplexer |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3733438A (en) * | 1971-03-01 | 1973-05-15 | Bell Telephone Labor Inc | Carrier supply for frequency division multiplexed systems |
FR2210061B1 (de) * | 1972-12-07 | 1977-04-08 | Cit Alcatel | |
US3872257A (en) * | 1974-03-11 | 1975-03-18 | Bell Telephone Labor Inc | Multiplex and demultiplex apparatus for digital-type signals |
-
1974
- 1974-10-30 FR FR7436235A patent/FR2290104A1/fr active Granted
-
1975
- 1975-10-17 US US05/623,349 patent/US4020288A/en not_active Expired - Lifetime
- 1975-10-22 DE DE2547225A patent/DE2547225C3/de not_active Expired
- 1975-10-27 SE SE7511953A patent/SE405435B/xx unknown
- 1975-10-27 GB GB44112/75A patent/GB1532252A/en not_active Expired
- 1975-10-29 JP JP13028075A patent/JPS559855B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5168118A (de) | 1976-06-12 |
FR2290104B1 (de) | 1979-10-12 |
JPS559855B2 (de) | 1980-03-12 |
GB1532252A (en) | 1978-11-15 |
SE405435B (sv) | 1978-12-04 |
SE7511953L (sv) | 1976-05-03 |
FR2290104A1 (fr) | 1976-05-28 |
DE2547225B2 (de) | 1980-06-12 |
DE2547225A1 (de) | 1976-05-13 |
US4020288A (en) | 1977-04-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3687114T2 (de) | Datenuebertragungssystem. | |
DE2018885C3 (de) | Adaptiver Entzerrer für eine digitale Datenempfangseinrichtung | |
DE2626122C2 (de) | Anordnung zum Verarbeiten von Signalen in einem Frequenzmultiplex-Übertragungssystem | |
DE2540473A1 (de) | Modulations- und filtervorrichtung | |
DE2329337C2 (de) | "Übertragungsanlage zur Übertragung einer Anzahl Basisbandsignale im Frequenzmultiplex" | |
DE69917514T2 (de) | Filterung für Übertragung mittels Quadraturmodulation | |
DE3044208A1 (de) | Interpolator zur erhoehung der wortgeschwindigkeit eines digitalen signals, insbesondere zur verwendung in digitalen fernsprechsystemen | |
EP0141194B1 (de) | Schaltungsanordnung zur Rahmen- und Phasensynchronisation eines empfangsseitigen Abtasttaktes | |
DE19651720A1 (de) | Digitalmodulator und Digitaldemodulator | |
DE2003712A1 (de) | N-Weg-Filter unter Verwendung eines Digitalfilters als zeitinvarianter Bestandteil | |
DE2811576C2 (de) | Übertragungsanordnung mit Umwandlung diskreter Signale in ein diskretes Einseitenband-Frequenzmultiplexsignal und umgekehrt | |
EP0244779A1 (de) | Adaptiver Depolarisations-Interferenz-Kompensator | |
DE2114250C3 (de) | Verfahren zur automatischen Einstellung eines Transversalfilters zur Impulsentzerrung | |
DE2707936C3 (de) | Einseitenband-FrequenzmultiplexÜbertragungssystem | |
DE69013524T2 (de) | Parallel arbeitender adaptiver Transversalentzerrer für digitales Hochgeschwindigkeitsübertragungssystem. | |
DE2718087C3 (de) | Digitaldemodulator für linear amplitudenmodulierte Datensignale | |
DE3016371A1 (de) | Verfahren zur kompensierung des phasenrauschens beim empfang von datensignalen | |
DE2401814C3 (de) | Entzerrung eines phasenmodulierten Signals | |
DE2335513A1 (de) | Verfahren und anlage zum verschleierten uebertragen einer gesprochenen information ueber einen telephoniekanal | |
DE2101076B2 (de) | Digitale datenuebertragungsanlage mit hoher arbeitsgeschwindigkeit | |
DE3232357C2 (de) | ||
DE2547225C3 (de) | System zur Datenübertragung über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems | |
DE2324691C3 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zur gewichteten Bewertung deltacodierter Signale mit digitalen Koeffizienten und Anwendung einer solchen Schaltung in digitalen Filtern und Entzerrern | |
EP0124031B1 (de) | Verfahren zur digitalen Quadraturamplitudenmodulation | |
DE2850718A1 (de) | Sich selbst anpassender entzerrer fuer eine elektrische nachrichtenuebertragungsstrecke |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |