DE3232357C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
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- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Farbsignaldemodulator- und
-filterschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmalen.
Aus verschiedenen Gründen, die mit Faktoren wie Bandbreite,
Arbeitsgeschwindigkeit und Kompliziertheit zusammenhängen,
sind Verarbeitungsschaltungen für Fernsehsignale üblicherweise
in Analogtechnik ausgeführt. Mit der Entwicklung immer
schnellerer Analog/Digital-Wandler und mit den jüngsten Fortschritten
in der Technik der Großintegrationsschaltungen ist
jedoch die Realisierung von Fernsehschaltungen in Digitaltechnik
möglich geworden. Während man beim Bau von Fernseh-
ZF-Schaltungen aus Gründen der Bandbreite immer noch auf die
Analogtechnik angewiesen ist, hat sich für die Demodulation
und die Basisgeschwindigkeit bereits die Digitaltechnik eingeführt.
Digital arbeitende Farbdemodulatoren sind beispielsweise
aus der GB 20 59 711 A oder der US 42 70 139 bekannt.
In einem Empfänger mit digitaler Basisband-Verarbeitung erfolgt
die Umwandlung des demodulierten Videosignals in ein
Digitalsignal mittels eines Analog/Digital-Wandlers (A/D-
Wandler), der das Videosignal mit einer Frequenz abtastet,
die größer oder gleich der Nyquist-Abtastfrequenz ist (z. B.
muß ein NTSC-Videosignal von 4,2 MHz mit einer Frequenz von
mindestens 8,4 MHz abgetastet werden). Das Abtasten eines
analogen Signals mit der Nyquist-Abtastfrequenz oder einer
höheren Frequenz stellt sicher, daß durch den Abtastvorgang
keine Information verlorengeht. Das digitalisierte Videosignal
wird dann durch digitale Filterung, z. B. mittels eines
digitalen Kammfilters, in seine Leuchtdichte- und Farbartkomponenten
getrennt. Die Leuchtdichte- und Farbartkomponenten
können dann in gesonderten digitalen Signalwegen verarbeitet
werden, in Analogform rückgewandelt und in einer Matrixschaltung
wiedervereinigt werden, um die Rot-, Grün- und Blau-
Farbsignale R, G und B für die Ansteuerung der Bildröhre im
Empfänger zu erzeugen.
Die Farbartkomponente des zusammengesetzten Videosignals erscheint
als Quadratur-Amplitudenmodulation eines unterdrückten
Farbträgers. Sie enthält zwei für die Farbe charakteristische
Signale (z. B. das I-Signal und das Q-Signal bei einem
NTSC-Videosignal), die zwei um 90° zueinander versetzten
Phasen des Farbträgers als Amplitudenmodulation aufgeprägt
sind (in einem NTSC-Videosignal hat dieser Farbträger eine
Frequenz von 3,58 MHz). Im zusammengesetzten Videosignal wird
außerdem eine Phasenbezugsinformation übertragen, und zwar
als Schwingungsimpuls oder "Burst" des Farbträgers mit einer
vorbestimmten Phase (z. B. -(B-Y) in einem NTSC-Videosignal).
Um die R-, G- und B-Farbinformationen aus der Farbartkomponente
abzuleiten, muß diese Komponente daher sowohl demoduliert
als auch gefiltert werden.
Im Farbartkanal werden die digitalen Farbsignale vor der
Demodulation im allgemeinen einer Verstärkung und Bandfilterung
oder Versteilerung unterworfen. Anschließend erfolgt
eine Demodulation bei gewählten Phasenwinkeln des Farbträgersignals,
um entweder die beiden Signale I und Q (In-Phase-
Signal und Quadratur-Signal) oder die beiden Signale R-Y und
B-Y zu erzeugen. Die demodulierten Signale werden dann gefiltert,
um hochfrequentes Rauschen aus den Signalen zu entfernen.
Im Falle der I- und Q-Signale hat das I-Signal eine
Bandbreite von 1,5 MHz und das Q-Signal eine Bandbreite von
0,5 MHz. Die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y haben beide
jeweils eine Bandbreite von 0,5 MHz. Sie können dann miteinander
kombiniert werden, um das dritte Differenzsignal G-Y
zu bilden, und alle drei Farbdifferenzsignale können dann in
Analogform rückgewandelt, zur Entfernung von Abtastfrequenz-
Komponenten gefiltert und mit dem Leuchtdichtesignal Y matriziert
werden, um die Farbsignale R, G und B zu erzeugen. Bei
Verwendung der gefilterten I- und Q-Signale können diese
Signale in Analogform rückgewandelt, zur Unterdrückung von
Abtastfrequenz-Komponenten gefiltert und dann mit dem Leuchtdichtesignal
Y matriziert werden, um die Signale R, G und B
zu bilden.
Die Aufgabe der Erfindung liegt in einer Vereinfachung des
Aufbaus eines digital arbeitenden Farbdemodulators. Diese
Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Bei dem erfindungsgemäßen Demodulator werden zwei digitale
Filter mit je einem angezapften Schieberegister verwendet,
die mit Taktsignalen von gegenüber der Farbträgerschwingung
jeweils unterschiedlicher Phasenlage getaktet werden, so daß
die von ihren Anzapfungen abgenommenen Signale nach passender
Gewichtung zu den gewünschten demodulierten und gefilterten
Farbsignalgemischen kombiniert werden, die dann als I-
und Q-Signale bzw. als Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y in
Analogsignale umgewandelt und mit dem Leuchtdichtesignal
matriziert werden können. Durch geeignete Wahl der Taktsignale
für die Schieberegister der Digitalfilter wirken diese
selbst als Demodulator, so daß beispielsweise auf Multiplizierschaltungen
verzichtet werden kann, wie sie beim Stande
der Technik zu finden sind.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein
digitales FIR-Filter (Finite Impulse Response Filter) vorgesehen,
welches die Farbsignalgemische in einem Fernsehempfänger
sowohl demoduliert als auch filtert. Ein solches Filter
kann eine Anordnung mit gewichteten Eingangs- oder Ausgangs-
Anzapfungen sein. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird ein FIR-Filter mit gewichteten Ausgangs-
Anzapfungen verwendet, wobei Abtastwerte des abgetrennten
digitalen Farbartsignals in ein erstes und ein zweites
Register derart eingegeben werden, daß das erste Register
Abtastwerte eines ersten und das zweite Register Abtastwerte
eines zweiten Farbsignalgemisches enthält. Ausgangs-Anzapfungen
führen von den Ausgängen verschiedener Stufen des ersten
und des zweiten Registers zu Gewichtungsstufen, und die den
beiden Registern zugeordneten Gewichtungsstufen sind ihrerseits
mit zugehörigen, in Tannenbaumstruktur angeordneten
Addierern gekoppelt, welche die gewichteten Abtastwerte
kombinieren, um an einem letzten oder Ausgangs-Addierer eine
Tiefpaßcharakteristik zu erhalten, die für das jeweilige
Farbsignalgemisch geeignet ist. Die beiden digitalen Register
werden entsprechend ihrer jeweiligen Impulscharakteristik
zeitlich so angesteuert, daß sie die gefilterten Farbsignalgemische
in richtiger zeitlicher Beziehung zueinander liefern.
Die Taktsignale, mit welchen die Abtastwerte in die Register
eingegeben werden, stehen in einer vorbestimmten zeitlichen
Beziehung zueinander. Gemäß einem besonderen Merkmal der Erfindung
werden die Taktsignale von einer phasensynchronisierten
Schleife (PLL-Schleife) abgeleitet, die ein Signal erzeugt,
welches in seiner Phase mit dem Farbsynchronsignal
(Farbburst) ausgerichtet ist. Die Phase dieses PLL-Signals
kann durch eine Farbton-Steuerschaltung verstellt und dann
um ein gegebenes Verzögerungsmaß phasenverschoben werden, um
das Signal mit dem gewünschten nominellen Demodulationswinkel
auszurichten. Das phasenverschobene Signal wird in seiner
Frequenz auf ein Vielfaches der Farbträgerfrequenz umgesetzt,
um ein Abtastsignal für den Analog/Digital-Wandler zu erzeugen.
Dieses Abtastsignal hat mehrere Perioden innerhalb einer
Periode des phasenverschobenen Signals. Bestimmte Perioden
dieses höherfrequenten Signals werden mit der Frequenz des
Farbträgers ausgeblendet und zur digitalen Filterschaltung
durchgelassen, wo sie als Taktsignale für die beiden Register
verwendet werden.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel
anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt in Blockform einen Teil eines Fernsehempfängers,
der eine erfindungsgemäße digitale Verarbeitungsschaltung
für Basisband-Signale enthält;
Fig. 2 zeigt, teilweise in Blockform, einen Taktgeber, der
sich zur Verwendung im Fernsehempfänger nach Fig. 1
eignet und gemäß der Erfindung aufgebaut ist;
Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer im Taktgeber nach Fig. 2
verwendbaren logischen Schaltungsanordnung für I- und
Q-Taktsignale;
Fig. 4 zeigt, teilweise in Blockform, eine erfindungsgemäß
aufgebaute digitale Demodulator- und Filterschaltung
für Farbsignale;
Fig. 5 ist ein Zeigerdiagramm des Farbdemodulators;
Fig. 6 zeigt Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs der
Schaltungen nach den Fig. 2 bis 4;
Fig. 7 zeigt in Blockform die Anordnung der Gewichtungs- und
Addiererschaltungen des Q-Filters nach Fig. 4;
Fig. 8 zeigt in Blockform die Anordnung der Gewichtungs-
und Addiererschaltungen des I-Filters nach Fig. 4;
Fig. 9 zeigt in Blockform nähere Einzelheiten der Mittelwertbildungsschaltungen
nach Fig. 4;
Fig. 10 zeigt den Amplitudenfrequenzgang des Q-Filters nach
Fig. 4;
Fig. 11 zeigt den Amplitudenfrequenzgang des I-Filters nach
Fig. 4.
Beim Fernsehempfänger nach Fig. 1 wird ein Fernsehsignal von
einer Antenne 10 empfangen und nacheinander in einem Tuner 12,
in ZF-Schaltungen 14 und in einem Videodetektor 16 verarbeitet,
wobei diese Einheiten in herkömmlicher Weise aufgebaut
seien. Das demodulierte Videosignal am Ausgang des Detektors
16 wird auf den Eingang eines Analog/Digital-Wandlers (A/D-
Wandler) 20 gegeben, der das Videosignal mit einer Frequenz
abtastet, die gleich dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz
ist (gleich 4fsc), und liefert mit dieser Abtastfrequenz
digitale Abtastwerte. Jeder Abtastwert ist ein Digitalwort
aus z. B. 8 Bits, die parallel erscheinen. Bei einem 8-Bit-
System wird das analoge Videosignal in 256 diskrete Pegel
quantisiert. Der 4fsc-Abtasttakt für den A/D-Wandler 20 wird
durch einen Taktgeber 22 erzeugt, der das entsprechende Taktsignal
in Phasen- und Frequenzsynchronisation mit dem Farbburst
des vom Videodetektor 16 kommenden analogen Videosignals
liefert.
Das vom A/D-Wandler 20 erzeugte digitalisierte Videosignal
wird auf einen Eingang eines digitalen Kammfilters 24 gegeben,
das so aufgebaut sein kann, wie es in der Arbeit
"Digital Television Image Enhancement" von John P. Rossi,
erschienen in 84 SMPTE, Seiten 545-551 (1975), beschrieben
ist. Das Kammfilter 24 liefert ein abgetrenntes Leuchtdichtesignal
Y, das an eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung
26 gelegt wird. Diese Verarbeitungsschaltung 26
spricht auf ein Kontraststeuersignal an, das von einem
durch den Benutzer eingestellten Kontrasteinsteller kommt,
und erzeugt ein verarbeitetes Leuchtdichtesignal, das an
die Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers (D/A-Wandler)
28 gelegt wird. Das nun in Analogform vorliegende Leuchtdichtesignal
wird in einem Tiefpaßfilter 30 gefiltert, um
Komponenten der Abtastfrequenz zu entfernen, und gelangt
anschließend als verarbeitetes Leuchtdichtesignal Y′ an
einen Eingang einer Matrixschaltung 60.
Das Kammfilter 24 liefert außerdem ein abgetrenntes Farbartsignal
C, das an den Eingang eines Farbartsignalverstärkers
32 gelegt wird. Dieser Verstärker 32 verstärkt
das Farbartsignal abhängig von einem Farbsättigungs-Steuersignal,
das von einem durch den Benutzer gesteuerten Farbsättigungseinsteller
kommt, und liefert das verstärkte Farbartsignal
an den Eingang einer digitalen Farbartsignal-Versteilerungsschaltung
34. Diese Versteilerungsschaltung 34 ist
ein digitales Filter, welches die an dieser Stelle gültige
Verarbeitungscharakteristik für das Farbartsignal modifiziert,
um die Charakteristik der ZF-Schaltungen 14 zu
kompensieren. Die ZF-Schaltungen legen nämlich im allgemeinen
die Farbträgerfrequenz auf die untere (d. h. an
der niedrigfrequenten Seite befindliche) Flanke des ZF-
Durchlaßbereichs, wodurch die Farbseitenbänder
um 6 dB pro Oktave gedämpft werden. Die Farbartsignal-Versteilerungsschaltung
34 kompensiert diese Dämpfung, um dem
Farbartsignal einen im wesentlichen flachen Amplituden-Frequenzgang
zu geben. Wenn die ZF-Schaltungen 14 so ausgelegt
sind, daß sie einen im wesentlichen flachen Frequenzgang
für Farbartsignale bringen, dann kann die
Versteilerungsschaltung 34 durch ein Farbart-Bandfilter ersetzt
werden, dessen Durchlaßkurve um die Farbträgerfrequenz
liegt.
Die versteilerten oder bandpaßgefilterten Farbartsignale
werden dann an den Eingang eines I-Q-Demodulators 40 gelegt.
Der I-Q-Demodulator demoduliert das Farbartsignal
in seine Basisband-Signalkomponenten I und Q. Das demodulierte
I-Signal wird auf den Eingang eines FIR-Filters 42 für die
I-Signale gegeben, und
das demodulierte Q-Signal wird an den Eingang eines Q-
Filters 44 gelegt, das ebenfalls ein
FIR-Filter ist. Das I-Filter hat
einen Durchlaßbereich, der sich von 0 bis ungefähr 1,5 MHz
erstreckt, während sich der Durchlaßbereich des Q-Filters
von 0 bis 0,5 MHz erstreckt. Das I- und das Q-Filter unterdrücken
hochfrequente Rauschanteile, die in den
Signalen I und Q enthalten sind, und zwar wegen der großen
Bandbreite der vorangehenden Verarbeitungsschaltungen.
Die gefilterten I- und Q-Signale werden in jeweils einem
zugehörigen D/A-Wandler 46 bzw. 48 in Analogsignale umgewandelt,
und diese Analogsignale werden anschließend in
Tiefpaßfiltern 50 und 52 gefiltert, um Komponenten der Abtastfrequenz
zu entfernen. Die resultierenden Signale I′
und Q′ werden auf die Matrixschaltung 60 gegeben, worin
sie mit dem Signal Y′ matriziert werden, um die Ausgangssignale
R, G und B zu bilden. Die Matrixschaltung 60 kann
z. B. mit ohmschen Widerständen gebildet sein.
Der Taktgeber 22 nach Fig. 1 ist ausführlicher in Fig. 2
dargestellt. Der Videodetektor 16 liefert das demodulierte
Videosignal an eine Synchronsignal-Abtrennstufe 200 und
an ein Farbart-Bandfilter 202. Die in der Stufe 200 abgetrennten
Ablenk-Synchronsignale (Synchronimpulse) steuern
eine Torschaltung 204 an, so daß diese den Farbburst des
vom Farbart-Bandfilter 202 gelieferten Farbartsignals an
einen Phasendetektor 212 durchläßt. Der Phasendetektor 212
liegt mit einem Filter 214 und einem spannungsgesteuerten
Oszillator 216 in einer PLL-Schleife,
um den Oszillator 216, ein Bezugssignal
mit der Farbträgerfrequenz erzeugen zu lassen, welches
mit dem Farbburst phasensynchronisiert ist.
Dieses Bezugssignal wird einer Farbton-Steuerschaltung
220 zugeführt, welche seine Phase entsprechend
der Einstellung eines vom Benutzer verstellbaren Farbtoneinstellers
222 verschiebt. Das auf diese Weise farbtonjustierte
Bezugssignal wird auf einen Rechteckumformer 224 gegeben,
der einen Kondensator 226 und einen Vergleicher 228 enthält.
Der Kondensator koppelt das Bezugssignal wechselstrommäßig
auf einen Eingang des Vergleichers 228, so daß das Signal
dort um einen Referenzspannungspegel (Massepotential)
schwingt. Da der zweite Eingang des Vergleichers mit Masse
gekoppelt ist, liefert der Vergleicher am Ausgang eine rechteckwellenförmige
Version des Bezugssignals.
Der Ausgang des Rechteckumformers 224 ist mit dem Eingang
eines Verzögerungsgliedes 230 und mit dem Eingang einer
Steuerlogik 250 gekoppelt. Das Verzögerungsglied 230 verschiebt
die Phase des Bezugssignals um 57° zur Demodulation
des Farbartsignals entlang der I- und Q-Achsen. Das so phasenverschobene
Bezugssignal wird auf den Eingang eines Phasendetektors
242 gegeben, der Bestandteil einer
PLL-Schleife 240 ist. Diese
PLL-Schleife 240 enthält außerdem ein Filter 244, einen spannungsgesteuerten
Oszillator 246 und einen Frequenzteiler
248. Die Anordnung ist so getroffen, daß der
Oszillator 246 ein Abtastsignal erzeugt, dessen
Frequenz gleich dem Vierfachen der Frequenz des Bezugssignals
ist (also gleich 4fsc) und dessen Phase mit der Phase
des an den Phasendetektor 242 gelegten Bezugssignals
synchronisiert ist. Beim NTSC-System hat
das Bezugssignal eine Frequenz von 3,58 MHz, so daß in diesem
Fall das Abtastsignal 4fsc eine Frequenz von 14,32 MHz
hat. Das Abtastsignal 4fsc wird, wie in Fig. 1 gezeigt,
dem A/D-Wandler 20 zugeführt und außerdem an Eingänge von
UND-Gliedern 252 und 254 gelegt, wie es in Fig. 2 dargestellt
ist. Die UND-Glieder 252 und 254 empfangen außerdem
Ausgangssignale von der Steuerlogik 250, um ausgewählte
Exemplare der Impulse des Abtastsignals an die I- und
Q-FIR-Filter 42 und 44 durchzugeben.
Die Steuerlogik 250 und ihre Verbindungen mit den UND-
Gliedern 252 und 254 sind ausführlicher in Fig. 3 dargestellt.
Ein Flipflop 256 vom D-Typ ist mit seinem D-Eingang
(Dateneingang) an eine den Logikpegel (Binärwert) "1"
liefernde Spannungsquelle angeschlossen, während sein C-
Eingang (Takteingang) das vom Rechteckumformer 224 kommende
rechteckwellenförmige 3,58 MHz-Bezugssignal empfängt.
Der Q-Ausgang des Flipflops 256 ist mit einem Eingang des
UND-Gliedes 252 verbunden.
Der Ausgang des UND-Gliedes 252 ist mit dem Takteingang
eines JK-Flipflops 258 gekoppelt. Der J-Eingang dieses
Flipflops 258 liegt an einer den Logikpegel "1" liefernden
Spannungsquelle, und sein K-Eingang ist mit einer
den Logikpegel "0" liefernden Spannungsquelle verbunden.
Der Q-Ausgang des Flipflops 258 führt zu einem Eingang des
UND-Gliedes 254, und der -Ausgang des Flipflops ist mit
dem Rücksetzeingang R des D-Flipflops 256 gekoppelt.
Der Ausgang des UND-Gliedes 254 ist mit dem Takteingang
eines zweiten JK-Flipflops 259 gekoppelt. Der J-Eingang
des Flipflops 259 ist an eine den Logikpegel "1" liefernde
Spannungsquelle angeschlossen, und der K-Eingang dieses
Flipflops ist an eine den Logikpegel "0" liefernde Spannungsquelle
angeschlossen. Der -Ausgang des Flipflops 259
ist mit den Rücksetzeingängen R der JK-Flipflops 258 und
259 gekoppelt.
Die Arbeitsweise des Taktsignalgenerators nach
den Fig. 2 und 3 sei nachstehend anhand des Zeigerdiagramms
nach Fig. 5 und anhand der Wellenformen nach Fig. 6
erläutert. Die PLL-Schleife 210 erzeugt
ein Bezugssignal fsc, welches in Phase und Frequenz mit
dem Farbburst synchronisiert und durch die Wellenform 260
in Fig. 6a dargestellt ist. Die Fig. 5 zeigt, daß die Farbdifferenzsignale
-(B-Y) und B-Y wiedergewonnen werden können,
indem man das Farbartsignal bei 0° und 180° der Phase
des mit dem Farbburst synchronisierten Bezugssignals fsc
demoduliert. Die Farbdifferenzsignale R-Y und -(R-Y) können
wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal
bei +90° und -90° der Phase des Bezugssignals fsc demoduliert.
Wenn die Phase des Bezugssignals fsc um 57° verschoben
ist, wie es durch das Verzögerungsglied 230 bewirkt
wird, dann können die Signale I und -I
wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei 0°
und 180° der Phase des phasenverschobenen Bezugssignals
demoduliert. In ähnlicher Weise können die
Signale Q und -Q wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal
bei +90° und -90° der Phase des phasenverschobenen
Bezugssignals demoduliert. Diese Demodulations-Phasenwinkel
sind in Fig. 6a an dem mit dem Farbburst synchronisierten
Bezugssignal fsc eingetragen.
Für das hier beschriebene Beispiel sei angenommen, daß
der Farbtoneinsteller 222 eine Einstellung hat, bei welcher
das Bezugssignal fsc keine Phasenverschiebung in der Farbton-
Steuerschaltung 220 erfährt. Das Bezugssignal fsc wird
im Rechteckumformer 224 zu einer Rechteckwelle umgeformt,
wie sie mit der Wellenform 266 in Fig. 6d dargestellt und
mit dem eingekreisten Buchstaben d in Fig. 2 symbolisiert
ist. Das rechteckwellenförmige Bezugssignal 266 wird an
das Verzögerungsglied 230 gelegt, welches eine phasenverschobene
Rechteckwelle erzeugt, wie sie mit der Wellenform
268 in Fig. 6e dargestellt und mit dem eingekreisten Buchstaben
e in Fig. 2 symbolisiert ist. Die
PLL-Schleife 240 erzeugt ein 14,32 MHz-Abtastsignal,
wie es in Fig. 6c mit der Wellenform 264 dargestellt und
in Fig. 2 mit dem eingekreisten Buchstaben c symbolisiert
ist. Da das Bezugssignal durch das Verzögerungsglied 230
auf die I-Achse phasenverschoben wurde, sind die Impulse
des Abtastsignals 4fsc so ausgerichtet, daß sie die Signale
I, Q, -I und -Q in einer Weise abtasten wie es die
Fig. 6c in Bezug auf die Wellenform 260 nach Fig. 6a zeigt.
Wenn es gewünscht ist, die Farbdifferenzsignale zu demodulieren,
dann kann das Verzögerungsglied 230 aus der Anordnung
nach Fig. 2 entfernt werden, wodurch das Abtastsignal
4fsc ein solche Phase bekommt, daß die Signale -(B-Y),
R-Y, B-Y und (-R-Y) wiedergewonnen werden, wie es die Fig. 6b
zeigt.
Das mit der Wellenform 266 in Fig. 6d gezeigte Bezugssignal
fsc wird an den C-Eingang des D-Flipflops 256 in Fig. 3 gelegt,
so daß dieses Flipflop beim Erscheinen einer ansteigenden
Flanke der Wellenform 266 "gesetzt" wird, wie es mit
dem Impuls 270 in Fig. 6f veranschaulicht ist. Wenn der I-
Impuls der Wellenform 264 erscheint, werden beide Eingänge des
UND-Gliedes 252 angesteuert, so daß dieses Glied einen Ausgangsimpuls
für die Dauer des I-Impulses erzeugt, wie es mit dem
schraffierten Bereich des Impulses 270 angedeutet ist. Am
Ende des I-Impulses hört der I-Taktimpuls auf, wodurch das
Flipflop 259 in den "gesetzten" Zustand gebracht wird. Wird
das Flipflop 259 gesetzt, dann wird sein Q-Ausgang "hoch",
wie es mit dem Impuls 272 in Fig. 6g veranschaulicht ist.
Gleichzeitig wird der -Ausgang des Flipflops 258 "niedrig",
wodurch das Flipflop 256 zurückgesetzt wird, wie es die Beendigung
des Impulses 270 in Fig. 6f zeigt. Wenn der Q-Impuls
der Wellenform 264 erscheint, dann sind beide Eingänge
des UND-Gliedes 254 angesteuert, wodurch ein Q-Taktimpuls für
die Dauer das Q-Impulses erzeugt wird, wie es mit dem
schraffierten Bereich des Impulses 272 angedeutet ist. Wenn
der Q-Impuls der Wellenform 264 aufhört, dann wird der Q-
Taktimpuls niedrig, das Flipflop 259 wird gesetzt, und sein
-Ausgang wird niedrig, wie es mit dem Impuls 274 in Fig. 6h
gezeigt ist. Mit dem Niedrigwerden des -Ausgangs des Flipflops
259 werden die Flipflops 258 und 259 zurückgesetzt,
wie es die Beendigung der Impulse 272 und 274 in den Fig. 6g
und 6h zeigt. Die UND-Glieder 252 und 254 erzeugen
also Impulse, die mit der Frequenz des Bezugssignals fsc
aufeinanderfolgen und jeweils die richtige zeitliche Lage
haben, um die I- und Q-Signale aus dem digitalen Farbartsignal
in der Anordnung nach Fig. 1 wiederzugewinnen. Die
taktsignalerzeugende Anordnung ist ausführlicher in der
prioritätsgleichen US-PS 44 02 005 beschrieben.
Der I-Q-Demodulator 40, das I-FIR-Filter 42 und das Q-FIR-
Filter 44 nach Fig. 1 sind gemäß den Prinzipien der vorliegenden
Erfindung aufgebaut, wie es in den Fig. 4, 7 und
8 gezeigt ist. Gemäß der Fig. 4 wird das von der digitalen
Farbartsignal-Versteilerungsschaltung 34 gelieferte 8-Bit-
Farbartsignal parallel auf zwei Schieberegister 420 und 440
gegeben, die in der Lage sind, 8-Bit-Wörter zu verschieben.
(Wie in der Fig. 4 bedeuten auch in den anderen Figuren die
als breite Streifen gezeichneten Verbindungen jeweils Mehrfach-
Parallelleitungen für digitale Informationen.)
Die 8-Bit-Wörter des Farbartsignals werden durch das I-
Taktsignal in die erste Stufe τI1 des I-Registers 420 eingegeben;
dieses Taktsignal schiebt auch die Wörter durch
das Register 420 zur letzten Stufe τI9. Während jedes I-
Impulses der Wellenform nach Fig. 6c, der beim Phasenwinkel
von 57° des Farbburstsignals nach Fig. 6a erscheint,
wird ein neues Datenwort in die erste Stufe τI1 eingegeben.
Die I-Datenwörter werden also mit einer Taktfrequenz von
3,58 MHz durch das Register geschoben.
Die Schieberegister τI1 bis τI9 sind jeweils angezapft,
um 8-Bit-Ausgangswörter für Gewichtungsschaltungen
zu liefern, wie sie bei 422 in Fig. 4 dargestellt sind.
Jede der Gewichtungsschaltungen multipliziert das aus dem
Schieberegister entnommene Signal mit einem Gewichtungskoeffizienten
(Bewertungsfaktor), der im jeweils betreffenden
Block in Fig. 4 eingetragen ist. Die gewichteten Signale
werden dann an eine summierende Kombinationsschaltung 424 gelegt, worin
sie zu einem gefilterten I-Signal kombiniert werden.
Das gefilterte I-Signal wird an den Eingang einer
Mittelwertbildungs-Schaltung 426 gelegt, die weiter unten
beschrieben wird. Diese Schaltung verbessert
den Rauschabstand des angelegten Signals, und ihr Ausgang
ist mit dem Eingang des D/A-Wandlers 46 gekoppelt, der
das I-Signal in Analogform wiedergibt.
In ähnlicher Weise werden Abtastwerte des Q-Signals mittels
des Q-Taktsignals mit einer Frequenz von 3,58 MHz in und
durch das Q-Register 440 getaktet. Zwei Stufen τQ1 und
τQ2 dieses Registers bewirken eine Verzögerung vor den angezapften
Stufen τQ3 bis τQ7. Aus den Stufen τQ3 bis τQ7
entnommene Ausgangssignale werden auf Gewichtungsschaltungen
442 gegeben, und die gewichteten Signale werden dann in
einer Kombinationsschaltung 444 summiert. Das am Ausgang
der Schaltung 444 erscheinende gefilterte Q-Signal
wird an eine zweite Mittelwertbildungs-Schaltung 446
gelegt, deren Ausgang mit dem Eingang des D/A-Wandlers 48
gekoppelt ist, um das gefilterte Q-Signal in ein Analogsignal
umzuwandeln.
Die digitalen I- und Q-Filter nach Fig. 4 bewirken eine I-
und Q-Demodulation durch Taktsteuerung der Register 420 und
440 mit den I- und Q-Taktsignalen, die I-Signalabfragewerte
in das I-Register 420 und Q-Signalabfragewerte in das Q-
Register 440 takten. Da beide Register mit der Frequenz
3,58 MHz taktgesteuert werden, haben die beiden Filter
gleiche Gruppenlaufzeiten für richtige Phaseneinstellung
der demodulierten Signale, und da die Gewichtsfaktoren
symmetrisch zu den mittleren Anzapfungen der beiden Filter
sind, haben die Filter lineare Phasencharakteristiken. Das
I-FIR-Filter 42 dämpft Frequenzen oberhalb der oberen Grenzfrequenz
1,5 MHz des Durchlaßbereichs für das I-Signal, um
hochfrequentes Rauschen wie etwa weißes Rauschen aus dem
Farbsignalgemisch zu eliminieren. In ähnlicher Weise eliminiert
das Q-FIR-Filter 44 Rauschanteile oberhalb der
oberen Grenzfrequenz 0,5 MHz des Q-Signals. Bei der dargestellten
Ausführungsform hat das I-FIR-Filter neun Gewichtungsstufen
422, und das Q-FIR-Filter hat fünf
Gewichtungsstufen 442. Es hat sich gezeigt, daß diese
Anzahl von Gewichtungsstufen bei Verwendung von reziproken
Zweierpotenzen in den Gewichtsfaktoren zu wünschenswerten
Charakteristiken der I- und Q-Filter
führt, ohne daß übermäßige Schaltungsanforderungen zu erfüllen
sind. Es wurde gefunden, daß eine geringere Anzahl
von Gewichtungsstufen zu unbefriedigenden
Charakteristiken führt, während andererseits eine größere
Anzahl von Gewichtungsstufen keine wesentliche Verbesserung
bringt.
Außerdem wird die richtige Phasenbeziehung der demodulierten
I- und Q-Signale dadurch bewahrt, daß die FIR-Filter
in ihrem jeweiligen Impulsverhalten zeitlich aufeinander
abgestimmt sind. Die Impulsansprachen der beiden FIR-
Filter sind um die jeweiligen Mittelanzapfungen zentriert:
beim I-Filter 42 um die angezapfte Stufe τI5 und beim Q-
Filter 44 um die angezapfte Stufe τQ5. Um diese Anzapfungen
zeitlich miteinander auszurichten, sind beim Q-Filter die
beiden Stufen τQ1 und τQ2 den angezapften Stufen τQ3 bis
τQ7 vorgeschaltet.
Die im wesentlichen gleichen Gruppenlaufzeiten der von den
D/A-Wandlern 46 und 48 gelieferten analogen I- und Q-Signale
werden bewahrt, indem man die Tiefpaßfiler 50 und 52 so
auslegt, daß sie praktisch gleich Ansprechcharakteristiken
haben. Diese Filter werden verwendet, um Taktsignalfrequenzen
aus den I- und Q-Signalen zu eliminieren, und
daher müssen sie Signale der I- und Q-Taktsignalfrequenz
von 3,58 MHz dämpfen. Außerdem ist es wünschenswert, die
erste Subharmonische der Taktfrequenz, also die Frequenz
1,79 MHz zu dämpfen. Daher sind die Filter 50 und 52 jeweils
so ausgelegt, daß sie ihre Grenzfrequenz (3-db-Punkt)
in der Nähe von 1,5 bis 1,6 MHz haben.
Die Gewichtungsschaltungen 442 und die Kombinationsschaltung
444 des Q-Filters nach Fig. 4 sind ausführlicher in Fig. 7
dargestellt. Sie sind in einer stellenverschiebenden und addierenden
Tannenbaumkonfiguration angeordnet. Die 8-Bit-Leitungen vom
Schieberegister 440 sind vom höchstwertigen Bit zum niedrigstwertigen
Bit mit 2⁷ . . . 2⁰ bezeichnet. Man erkennt, daß
alle Gewichtsfaktoren der Gewichtungsschaltungen 442 nach
Fig. 4 Vielfache von reziproken Zweierpotenzen sind. Somit
kann z. B. die Bewertung 8/64 realisiert werden, indem man
das 8-Bit-Wort vom Schieberegister um drei Stellen nach
rechts verschiebt, so daß das 2⁷-Eingangsbit an der Stelle
des 2⁴-Ausgangsbits ist, das 2⁶-Eingangsbit an der Stelle
des 2³-Ausgangsbits, usw. Schieberegister sind für diese
Verschiebung nicht erforderlich. In der Praxis wird der
gleiche Effekt in der Anordnung nach Fig. 7 erzielt, indem
das 2⁷-Bit vom Ausgang der Stufe τQ3 an den 2⁴-Biteingang
eines Addierers 470 gelegt wird, das 2⁶-Bit an den 2³-Biteingang
des Addierers, usw. Die Gewichtungsstufe 460
schließt diese Kopplung in sich, ebenso wie die Gewichtungsstufen
461, 462 und 463, welche die Ausgänge der Stufen
τQ4, τQ6 und τQ7 mit den Eingängen der Addierer 470
und 472 koppeln.
In ähnlicher Weise multiplizieren die Gewichtungsstufen
464 und 465 die Ausgangssignale der Stufen τQ4 und τQ6 mit
16/64, indem sie die Signale bei ihrer Kopplung zu den Eingängen
eines Addierers 474 um zwei Stellen nach rechts verschieben.
Die Gewichtungsstufe 466 multipliziert das Signal
von der Stufe τQ5 mit 32/64, indem sie das Signal bei
der Kopplung zum Addierer 448 um eine Stelle nach rechts
verschiebt.
Die Addierer 470, 472, 474 und 478 erhalten die
gewichteten Wörter in einem solchen Maßstab, daß
das niedrigstwertige Bit den Stellenwert 2-1 hat. Bits mit
niedrigerem Stellenwert werden nicht verwendet.
In der Fig. 4 ist auch zu erkennen, daß die Signale von
den Stufen τQ4 und τQ6 mit dem Gewicht 24/64 bewertet werden.
Dieses Gewicht wird erzielt, indem man die Ausgänge
der Stufen τQ4 und τQ5 unter Verwendung der Stufen
461, 464 bzw. 462, 465 zunächst jeweils mit 8/64 und 16/64
multipliziert, die Addition dieser beiden gewichteten Signale
im Addierer-Tannenbaum führt dann am Endausgang zu Signalkomponenten
mit dem Gewicht 24/64.
Im Addierer-Tannenbaum werden die Ausgänge der Addierer
470 und 472 auf die Eingänge eines Addierers 476 gekoppelt,
dessen Ausgang auf einen Eingang eines Addierers 480 gegeben
wird. Der Ausgang des Addierers 474 ist mit einem zweiten
Eingang des Addierers 478 gekoppelt, dessen Ausgang zu einem
zweiten Eingang des Addierers 480 führt. Ein aus zehn
Bits bestehendes Q-Signal (2⁸ . . . 2-1) wird zur Mittelwertbildungs-
Schaltung 466 gegeben, die zum Empfang von 8-Bit-
Datenwörtern ausgelegt ist. Das Q-FIR-Filter hat, wenn es
gemäß den Fig. 4 und 7 konstruiert ist, die in Fig. 10
dargestellte Kennlinie. Man erkennt in dieser
Figur, daß eine Nebenkennlinie zwischen ungefähr 1,25
und 1,6 MHz besteht, worin Rauschkomponenten enthalten sind,
die jedoch um mindestens 30 dB gegenüber dem Q-Signal im Band
von 0 bis 0,5 MHz gedämpft sind. Diese Rauschkomponenten
werden durch die Mittelwertbildungs-Schaltung 446 noch weiter
reduziert.
Die Gewichtungsschaltungen 422 und die Summierungs-Kombinationsschaltung
424 des I-FIR-Filters nach Fig. 4 sind ausführlicher in
Fig. 8 dargestellt. Wie bei der Anordnung nach Fig. 7 sind
alle verwendeten Gewichtsfaktoren Vielfache reziproker
Zweierpotenzen, so daß zur Signalbewertung die Methode der
Stellenverschiebung und Addition verwendet werden kann. Die
Signalbewertung geschieht auch hier dadurch, daß ausgewählte
höchstwertige Bits der vom Schieberegister 420 kommenden
Datenwörter an den ersten Rang von Addierern in einem
Addierer-Tannenbaum gelegt werden, worin das niedrigstwertige
Bit einen Stellenwert von 2-1 hat.
Gemäß der Fig. 8 werden von den Stufen τI1 und τI2 kommende
Datenwörter mit dem Gewicht 1/64 bewertet, indem die
drei höchstwertigen Bits dieser Wörter an die Eingänge eines
Addierers 540 gelegt werden, wie es mit den Gewichtungsstufen
502 und 504 veranschaulicht ist. Die Stufen 506 und
508 zeigen an, daß die gleiche Gewichtung auch für die Datenwörter
aus den Stufen τI8 und τI9 vorgenommen wird, die auf
die Eingänge eines Addierers 541 gegeben werden. In ähnlicher
Weise werden, wie es die Stufen 518 und 520 zeigen, Datenwörter
aus den Stufen τI3 und τI7 mit dem Gewicht 1/64 bewertet
und auf die Eingänge eines Addierers 544 gegeben.
Datenwörter von den Stufen τI1 und τI8 werden mit dem Gewicht
2/64 bewertet, indem die vier höchstwertigen Bits
dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers 542 gegeben
werden. Datenwörter von den Stufen τI4 und τI6 werden ebenfalls
mit dem Gewicht 2/64 bewertet und auf die Eingänge
eines Addierers 545 gegeben.
Datenwörter von den Stufen τI3 und τI7 werden mit dem Gewicht
8/64 bewertet, indem die sechs höchstwertigen Bits
dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers 543 gekoppelt
werden. Datenwörter von den Stufen τI4 und τI6 werden
mit dem Gewicht 16/64 bewertet, indem die sieben höchstwertigen
Bits dieser Wörter an die Eingänge eines Addierers
564 gelegt werden. Schließlich werden Datenwörter aus der
Stufe τI5 mit dem Gewicht 32/64 und mit dem Gewicht 16/64
bewertet, indem zum einen die acht höchstwertigen Bits und
zum anderen die sieben höchstwertigen Bits auf die Eingänge
eines Addierers 547 gekoppelt werden. Der Addierer 547 liefert
dann die von der Stufe τI5 kommenden Datenwörter mit
dem Bewertungsgewicht 48/64, was die gewünschte Gewichtung
für Wörter dieser Stufe ist.
Die Ausgänge der Addierer 540 und 541 sind mit Eingängen
eines Addierers 550 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem Eingang
eines Addierers 562 verbunden ist. Der Ausgang des
Addierers 242 ist mit einem Eingang eines Addierers 552 gekoppelt.
Die Ausgänge der Addierer 544 und 545 sind mit Eingängen
eines Addierers 554 gekoppelt. Die Ausgänge der Addierer
546 und 547 sind mit Eingängen eines Addierers 556 gekoppelt,
dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers
564 führt.
In der Fig. 4 ist zu erkennen, daß die Datenwörter von den
Stufen τI3 und τI7 mit dem Gewicht -9/64 bewertet werden.
Das Minuszeichen wird erzeugt, indem bewertete Daten von
diesen Stufen mit den anderen Datenwörtern in Fig. 8 subtraktiv
kombiniert werden. Wie bei der gewöhnlichen Arithmetik
können Digitalwörter subtraktiv kombiniert werden, indem
man das Negativ eines Digitalworts additiv hinzufügt.
Das Negativ eines Digitalworts wird durch eine Operation
erhalten, die als Zweierkomplementbildung bezeichnet wird.
Um das Zweierkomplement eines Digitalworts zu bilden, werden
die Bits dieses Worts invertiert, und dem Ergebnis wird eine
binäre "1" hinzuaddiert. Wörter aus den beiden erwähnten angezapften
Stufen sind mit dem Gewicht 8/64 am Ausgang des
Addierers 543 bewertet. Diese Wörter werden dann im Addierer
552 mit den bewerteten Wörtern vom Addierer 542 kombiniert.
Vom ausgangsseitigen Datenwort des Addierers 543 wird das
Zweierkomplement für die Subtraktion gebildet, indem zuerst
alle Bits des Datenworts in der Invertierungsschaltung 534
invertiert werden und dann eine "Eins" zum invertierten Datenwort
hinzuaddiert wird, indem eine logische "1" an den
Übertragungseingang des Addierers 552 gelegt wird. Der Ausgang
des Addierers 552, der zwei mit dem Gewicht -(8/64) bewertete
Ausdrücke enthält, wird auf einen zweiten Eingang des Addierers
546 gekoppelt.
In ähnlicher Weise wird das am Ausgang des Addierers 554
gelieferte Datenwort subtraktiv mit dem Rest der Daten im
Addierer-Tannenbaum kombiniert, indem alle Bits in einer
Invertierungsschaltung 536 invertiert werden und dann die
invertierten Daten auf einen zweiten Eingang des Addierers
562 gegeben werden, gemeinsam mit einer Übertrag-"1".
Die Ausgänge der Addierer 562 und 564 sind mit den Eingängen
eines Addierers 560 verbunden, der das gefilterte I-
Signal liefert. Im Addierer 560 erfolgt eine Kombinierung
der über den Addierer 564 kommenden und mit dem Gewicht
-(8/64) bewerteten Datenwörter von den Stufen τI3 und
τI7 mit den über den Addierer 562 kommenden und mit dem
Gewicht -(1/64) bewerteten Datenwörtern von denselben Stufen,
um am Endausgang die Daten von den Stufen τI3 und
τI7 mit dem gewünschten Gewicht -(9/64) zu liefern. In
ähnlicher Weise kombiniert der Endaddierer 560 Gewichte
-(2/64) der Datenwörter von den Stufen τI4 und τI6 mit
Gewichten (16/64) der Datenwörter von diesen Stufen, um
im Signal am Endausgang den Anteil der von den Stufen τI4
und τI6 kommenden Daten mit dem gewünschten Gewicht (14/64)
zu liefern. Der Frequenzgang des I-Filters ist in Fig. 11
dargestellt.
Es wurde gefunden, daß die I- und Q-FIR-Filter eine gewisse
Übergangszeit benötigen zwischen demjenigen Zeitpunkt,
zu dem die I- und Q-Taktsignale eine neue Datenreihe in
die angezapften Stufen der Schieberegister 420 und 440
(Fig. 4) einschieben, und demjenigen Zeitpunkt, zu dem
stabile Ausgangssignale an den Ausgängen der Addierer 480
(Fig. 7) und 560 (Fig. 8) erhalten werden. Diese Übergangszeit
hängt davon ab, wie groß die Anzahl der Ränge von Addierern
in der Tannenbaumanordnung ist und wie lang die Laufzeiten
der Addierer sind. Außerdem haben verschiedene Signalwege
von den Schieberegistern zu den Filterausgängen unterschiedliche
Laufzeiten. In der Bewertungsschaltung und
Addiereranordnung des Q-Filters nach Fig. 7 beispielsweise
durchlaufen die Datenwörter von der Stufe τQ5 auf dem Weg
zum Filterausgang nur zwei Addierer (478 und 480), während
alle anderen Signale durch drei Addierer laufen müssen.
Während der Zeit, welche die den Anzapfungen entnommenen Signale für den Durchlauf
bis zu den Ausgängen benötigen, sind die Ausgangssignale
des Filters unzuverlässig und können Welligkeiten in den
Ausgangssignalen verursachen, wenn sich die Filter einstellen.
Um zu verhindern, daß diese Welligkeiten das Ausgangssignal
stören, werden die Mittelwertbildungs-Schaltungen
426 und 446 (Fig. 4) an den Filterausgängen verwendet, welche
die Ausgangssignale während stabiler Zeitspannen verriegeln
und den Mittelwert aufeinanderfolgender Signale
bilden, wodurch der Rauschabstand der I- und Q-Signale um
3 dB verbessert wird.
Die Mittelwertbildungs-Schaltung 446 ist ausführlicher in
Fig. 9 gezeigt. Die Schaltung 426 ist
in gleicher Weise aufgebaut. Gemäß der Fig. 9 ist der Ausgang
des Endaddierers 480 des Q-FIR-Filters mit dem Eingang
eines 8-Bit-Zwischenspeicherregisters 600 gekoppelt. Der
Ausgang des Zwischenspeichers 600 ist mit dem Eingang eines
zweiten 8-Bit-Zwischenspeichers 602 und mit einem Addierer
604 gekoppelt. Der Ausgang des Zwischenspeichers 602 ist
mit einem zweiten Eingang des Addierers 604 verbunden. Die
Zwischenspeicher 600 und 602 werden durch das Filter-Taktsignal
taktgesteuert, im vorliegenden Fall durch das Q-Taktsignal.
Im Betrieb bewirkt diejenige Flanke des Q-Taktsignals, welche
die Q-Datenwörter durch das Schieberegister 440 schiebt, auch
die Einspeicherung des gefilterten Q-Signals in den Zwischenspeicher
600. Die neuen Schieberegisterdaten beginnen nun,
durch den Addierer-Tannenbaum zu laufen, jedoch ist der Ausgang
zu diesem Zeitpunkt entkoppelt, weil der Zwischenspeicher
den vorherigen Wert des gefilterten Q-Signals gespeichert
hat. Wenn der Zwischenspeicher 600 dieses Q-Signal speichert,
dann wird das vorher im Zwischenspeicher 600 gespeicherte Q-
Signal gleichzeitig in den Zwischenspeicher 602 übertragen.
Die Zwischenspeicher enthalten nun aufeinanderfolgende Werte
des Q-Signals, die auf den Addierer 604 gegeben werden.
Die Zwischenspeicher geben 8-Bit-Wörter (2⁸ . . . 2¹) auf den
Addierer 604, der die beiden Wörter addiert, um ein 9-Bit-
Summenwort zu erzeugen. Nur die acht höchstwertigen Bits
(2⁹ . . . 2²) dieses Summenworts werden zum A/D-Wandler durchgelassen,
so daß effektiv ein Mittelwert der zwischengespeicherten
Q-Wörter gebildet wird. Durch diese Mittelwertbildung
wird eine Verbesserung des Rauschabstandes um 3 dB
erreicht.
Durch Verwendung der Mittelwertbildungs-Schaltung hat der
Addierer-Tannenbaum nahezu eine volle Periode des Q-Taktsignals
(3,58 MHz) als Einstellzeit zur Verfügung, bevor
sein Ausgangssignal erneut abgefragt und in den Zwischenspeicher
600 übertragen wird. Diese recht lange Zeitspanne
für die Einstellung erlaubt die Verwendung relativ langsamer
Logikschaltungen im Addierer-Tannenbaum. Außerdem erkennt
man, daß nur ein einziges Taktsignal, das Q-Taktsignal, benötigt
wird, um sowohl das Schieberegister als auch die
Mittelwertbildungs-Schaltung taktzusteuern.
Letztere sind ausführlicher in der US-PS 43 95 729
beschrieben.
Claims (11)
1. Farbsignaldemodulator- und -filterschaltung für einen
Farbfernsehempfänger, der je eine Quelle eines Farbhilfsträgersignals
und eines digitalen Farbartsignals enthält,
mit einem ersten Taktsignalgenerator (250, 252) zur Erzeugung
eines ersten Taktsignals, das zum Farbhilfsträgersignal eine
erste vorbestimmte Phasenbeziehung aufweist, und
mit einem zweiten Taktsignalgenerator (250, 254) zur Erzeugung
eines zweiten Taktsignals, das zum Farbhilfsträgersignal eine
zweite vorbestimmte Phasenbeziehung aufweist,
gekennzeichnet durch
ein erstes digitales Filter (40, 42), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das erste Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (I) liefert, mit einem ersten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (420), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das erste Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen erste Gewichtungsschaltungen (422) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer ersten Kombinationsschaltung (424) zugeführt werden zur Bildung des ersten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang
und durch ein zweites digitales Filter (40, 44), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das zweite Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein zweites demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (Q) liefert, mit einem zweiten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (440), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das zweite Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen zweite Gewichtungsschaltungen (442) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer zweiten Kombinationsschaltung (444) zugeführt werden zur Bildung des zweiten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang.
ein erstes digitales Filter (40, 42), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das erste Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (I) liefert, mit einem ersten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (420), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das erste Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen erste Gewichtungsschaltungen (422) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer ersten Kombinationsschaltung (424) zugeführt werden zur Bildung des ersten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang
und durch ein zweites digitales Filter (40, 44), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das zweite Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein zweites demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (Q) liefert, mit einem zweiten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (440), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das zweite Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen zweite Gewichtungsschaltungen (442) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer zweiten Kombinationsschaltung (444) zugeführt werden zur Bildung des zweiten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang.
2. Schaltung nach Anspruch 1 für einen eine Quelle eines
analogen Videosignals mit einer Farbsynchronsignalkomponente
vorbestimmter Frequenz enthaltenden Farbfernsehempfänger,
dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle des digitalen Farbartsignals
enthält:
einen Abtastsignalgenerator (22), der bei Zuführung der Farbsynchronsignalkomponente ein Abtastsignal erzeugt, dessen Frequenz ein Vielfaches der Frequenz der Farbsynchronsignalkomponente beträgt und zu dieser in einer vorbestimmten Phasenbeziehung steht,
einen Abtaster (20), der das ihm zugeführte analoge Videosignal entsprechend dem Abtastsignal abtastet und digitale Videosignalabtastwerte liefert, und
eine Signaltrennschaltung (24), welche aus den digitalen Videosignalabtastwerten digitale Farbartsignale abtrennt.
einen Abtastsignalgenerator (22), der bei Zuführung der Farbsynchronsignalkomponente ein Abtastsignal erzeugt, dessen Frequenz ein Vielfaches der Frequenz der Farbsynchronsignalkomponente beträgt und zu dieser in einer vorbestimmten Phasenbeziehung steht,
einen Abtaster (20), der das ihm zugeführte analoge Videosignal entsprechend dem Abtastsignal abtastet und digitale Videosignalabtastwerte liefert, und
eine Signaltrennschaltung (24), welche aus den digitalen Videosignalabtastwerten digitale Farbartsignale abtrennt.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Abtastsignalgenerator (22) eine Mehrzahl von Impulsen
während eines Zeitintervalls der Dauer einer Periode
der Farbsynchronsignalkomponente erzeugt und daß der erste
bzw. zweite Taktsignalgenerator (250, 252; 250, 254) für jede
Farbsynchronsignalperiode unter Steuerung durch einen ersten
bzw. zweiten aus der Mehrzahl von Abtastsignalimpulsen einen
Taktimpuls erzeugt.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste digitale Filter (40, 42) ein FIR-Filter aufweist,
daß das erste angezapfte Schieberegister (420) eine
Mehrzahl von in Reihe geschalteten Stufen enthält, deren
erster das digitale Farbartsignal zugeführt wird und die eine
Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen aufweisen, daß die erste
Kombinationsschaltung (424) eine erste Tannenbaumanordnung
aus Addierern enthält und daß die erste Gewichtungsschaltung
(422) Koppelelemente zur derartigen Kopplung von Ausgängen
des ersten Schieberegisters mit der ersten Addierer-Tannenbaumanordnung
enthält, daß die Gewichtung durch Stellenverschiebung
und Addition erfolgt.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite digitale Filter (40, 44) ein FIR-Filter aufweist,
daß das zweite angezapfte Schieberegister (440) eine
Mehrzahl von in Reihe geschalteten Stufen enthält, deren
erster das digitale Farbartsignal zugeführt wird und die
eine Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen aufweisen, daß die
zweite Kombinationsschaltung (444) eine zweite Tannenbaumanordnung
aus Addierern enthält und daß die zweite Gewichtungsschaltung
(442) Koppelelemente zur derartigen Kopplung
von Ausgängen des zweiten Schieberegisters mit der zweiten
Addierer-Tannenbaumanordnung enthält, daß die Gewichtung
durch Stellenverschiebung und Addition erfolgt.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die
Gruppenlaufzeiten des ersten und des zweiten FIR-Filters
(42 bzw. 44) jeweils zwischen ihrem Eingang und der mittleren
der mit den jeweiligen Gewichtungsschaltungen (422
bzw. 442) verbundenen Anzapfungen (τI5 bzw. τQ5) im
wesentlichen gleich sind.
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anzahl der angezapften Schieberegisterstufen und
Gewichtungsstufen des ersten FIR-Filters (42) größer als
die Anzahl der angezapften Schieberegisterstufen und Gewichtungsstufen
des zweiten FIR-Filters (44) ist und daß
das Schieberegister (440) des zweiten FIR-Filters eine
zwischen seine Eingangsstufe und seine angezapften Stufen
geschaltete unangezapfte Schieberegisterstufe (τQ1, τQ2)
enthält.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß an den Ausgang des ersten FIR-Filters eine erste Signalverarbeitungsschaltung
(426, 46) angeschlossen ist, die an
ihrem Ausgang ein entsprechend verarbeitetes erstes analoges
Farbsignal liefert, welches einem an diesen Ausgang angeschlossenen
ersten Tiefpaßfilter (50) zugeführt wird, welches
einen vorbestimmten Phasenfrequenzgang hat, und daß an
den Ausgang des zweiten FIR-Filters eine zweite Signalverarbeitungsschaltung
(446, 48) angeschlossen ist, die an ihrem
Ausgang ein entsprechend verarbeitetes zweites analoges Farbsignal
liefert, das einem an diesem Ausgang angeschlossenen
zweiten Tiefpaßfilter (52) zugeführt wird, welches praktisch
den gleichen Phasenfrequenzgang wie das erste Tiefpaßfilter
hat.
9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Taktsignal im wesentlichen die gleiche Frequenz
wie das zweite Taktsignal hat und daß das erste und zweite
Tiefpaßfilter (50 bzw. 52) so aufgebaut sind, daß ihre Durchlaßbänder
unterhalb der zweiten Subharmonischen der Taktsignalfrequenz
liegen.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Frequenz des ersten und zweiten Taktsignals gleich
der Frequenz des Farbsynchronsignals sind, daß das erste
FIR-Register (42) neun und das zweite FIR-Filter (44) fünf
Schieberegisterstufen aufweisen.
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß das Schieberegister des zweiten FIR-Filters (44) zwischen
der Eingangsstufe und den angezapften Stufen zwei unangezapfte
Stufen (τQ1, τQ2) enthält.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/297,556 US4415918A (en) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | Digital color television signal demodulator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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GB2059711B (en) * | 1979-09-12 | 1983-07-20 | British Broadcasting Corp | Digital demodulation or modulation of television chrominance signals |
US4333104A (en) * | 1980-03-17 | 1982-06-01 | Gte Laboratories Incorporated | Color demodulating apparatus with cross-color cancellation |
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