DE2524997A1 - Schaltung zum messen des effektivwertes eines elektrischen signals - Google Patents
Schaltung zum messen des effektivwertes eines elektrischen signalsInfo
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Description
PiW. 7590
Va/FF/BECK
29-^1-1975
"Schaltung zum Messen des Effektiverer te s eines elektrischen
Signals"
Die Erfindung bezieht sich auf eine
Messschaltung zum Messen des Effektivwertes eines
elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes
Wärmeableitungselement, dem das zu messende Wechselstromsignal
zugeführt wird; ein mit diesem ersten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes erstes
temperaturempfindli^hes Element zur Umwandlung der von
dem ersten Wärmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung
in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeableitungselement; ein mit diesem zweiten Wärmeablei
tungselement thermisch gekoppeltes zweites temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der· von
dem zv/eiten Wärmeableitungselement erzeugten Wärme-
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-<*--' * " PHN. 7590
leistung in ein zweites elektrisches Signal, und einen Differenzverstärker mit zwei Eingängen, denen das erste
und das zweite elektrische Signal zxigeführt werden, und
mit einem Axxsgang, an dem ein Gleichstromausgangssignal
zur Verfügung steht, das dem zweiten Wärmeableitungselement
zugeführt wird.
Als Effektivwert eines elektrischen
Wechselstromsignals kann dasjenige Gleichstromsignal
betrachtet werden, das imstande ist, eine gleiche Leistung wie das genannte Wechselstromsignal zu erzeugen.
Bei den eingangs genannten Messschaltungen wird diese Tatsache benutzt. Dem zweiten Wärmeableitungselement
wird nämlich ein derartiges Gleichetromsignal
zugeführt, dass die von diesem Gleichstromsignal in dem zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete
Leistung gleich der von dem Wechselstromsignal in dem
ersten Wärmeableitungselement abgeleiteten Leistung ist. Das gewünschte Gleichstromsignal wird vom Differenzverstärker
erzeugt, dessen Eingängen die beiden von den temperaturempfindlichen Elementen erzeugten
und somit der in den beiden Wärmeableitungselementen abgeleiteten Leistungen proportionalen Signale zugeführt
werden und an dessen Ausgang demzufolge ein derartiges Gleichstromsignal erhalten wird, dass seine beiden
Eingangssign,ale und somit die in den beiden Wärmeableitungselementen
abgeleiteten Leistungen einander gleich sind.
Eine derartige Messschal tiing ist z.B.
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pun. 7590
aus der USA-Patentschrift 3,668.^28 bekannt. Bei der
in dieser Patentschrift beschriebenen Messschaltung bestehen die Wärmeableitungselemente aus reinen Widerständen
und die temperaturempfindlichen Elemente aus
Halbleiterübergängen, z.B. axis zwei Dioden oder dem
Basis-Emitter-Uebergang zweier Transistoren. Dabei
wird also die Temperaturabhängigkeit der Spannungs-Strom-Kennlinie
eines HalbleiterÜbergangs benutzt. Es ist jedoch auch möglich, andere temperaturempfindliche
Elemente, wie z.B. Widerstände mit einem negativen Temperatiirkoef fizienten (NYC-Wi derstände) zu
verwenden.
Diese Art Messschaltungen bildet grundsätzlich
ein gegengekoppeltes System. Bei einer Zunahme des dem ersten Wärmeabieitungselement zugeführten Wechselstromsignals
wird ja in ex-ster T-inie am Eingang des Differenzverstärkers ein Differenzsignal auftreten.
Dadurch nimmt das Gleichstromausgangssignal zu, wodurch
die in dem zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete Leistung zunimmt und das Differenzsignal am Eingang
des Differenzverstärkers abnimmt. Die Gegenkopplimg,
die auf diese Weise erhalten wird, weist eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal
auf, weil ja in dieser Gegenkopplung die Umwandlung dieses Gleichstromausgangssignals in Wärmeleistung
aufgenommen ist. Dies bedeutet, dass die Grosse des Gegenkopplungsfaktors von der Grosse des Gleichstromausgangssignals
abhängig ist. Dies beeinträchtigt in
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hohem Masse die Wirkung und die Zuverlässigkeit der
Schaltung.
Zunächst wird infolge dieser Gegenkopplungsweise
die Nullpunkteinstellung der Messschaltung erheblich erschwert. Bei dieser Nullpunkteinstellung
ist ja kein Messignal vorhanden, so dass auch das Gleichstromausgangssignal Null sein soll. Bei
diesem Wert Null des Gleichstromausgangssignals ist aber aiich der Gegenkopplungsfaktor gleich Null, so
dass die Messschal tang überhaupt nicht mehr gegengekoppelt ist. Dies bede\itet, dass die Nullpunkteinstellung,
die z.B. dadurch erfolgt, dass die beiden temperaturempfindlichen Elemente im Gegentakt angeordnet
werden, besonders kritisch wird, weil aich eine geringe Aenderung des Eingangsdifferenzsignals des
Differenzverstärkers nun über den geöffneten Verstärker in verstärkter· Form im Gleichstromausgangssignal bemerkbar
macht.
Ein zweites mit dem obenstehenden Problem zusammenhängendes Problem wird durch die Temperaturdrift
dieses Nullpunktes gebildet. Dadtirch, dass
dabei die Gegenkopplung auch praktisch nicht wirksam ist, beeinflusst diese Drift in erheblichem Masse
dieses Gleichs tromausgangssignal.
Ein drittes Problem besteht schliess-
lich darin, dass infolge der quadratischen Rückkopplung
bei einem negativen Wert von V„ eine positive Rückkopplung auftreten wird. Diese Situation wird sich
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normalerweise nicht beim Vorhandensein eines Eingangswechselstromsignals
ergeben. Wenn jedoch kein Eingcingssignal vorhanden ist, kann V~ in der Tat infolge einer
Abweichung der Nullpunkteinsteilung negativ sein. ITm zu vermeiden, dass dann eine positive Rückkopplung
erhalten wird, was zu einer Unstabilitat der Messschaltung
führen wüi'de, wird meist eine Diode in dem
Rückkopplungsweg angeordnet. Auf diese Weise wird zwar eine Unstabilität des Systems vermieden, aber für
einen negcttiven V -Wert ist nun gar keine Rückkopplung
mehr vorhanden, wodurch die Nullpunkteinstellung noch
stärker erschwert wird.
Die Erfindung bezweckt, eine Messschaltung zu schaffen, in der die obengenannten Probleme
beseitigt sind. Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass ein Gegenkopplungskreis vorhanden
ist, der für Werte des Gleichstromausgangssignals
unterhalb eines gewissen Schvellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichs trontaus gangssignal
abhängiges- Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden, von den tempera tiirempfindlichen
Elementen gelieferten elektrischen Signal zugesetzt wird.
Durch die erfindungsgemässe Massnahme
wird erreicht, dass zu jeder Zeit eine Gegenkopplung erhalten bleibt, die bei kleinen Gleichstromausgangs-Signalen
nafrurgemäss praktisch lediglich durch die genannte lineare Gegenkopplung gebildet wix-d. Dadurch
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ist eine viel bessere Nullpunkteinstellung: möglich geworden,
während der Einfluss der genannten Temperaturdrift herabgesetzt ist. Dadiirch, dass diese lineare
Gegenkopplung zu V„ = 0 symmetrisch ist, ist diese
Nullpunkteinstellung auch von der Polarität des Gleichstromausgangssignals tmabhängig. Ausserdem stellt
sich heraus, dass infolge dieser zusätzlichen Gegenkopplung die Frequenzkennlinie der Messschaltung auf
einfache Weise verbessert werden kann, wodurch eine erheblich schnellere Wirkung der Messschaltung erhalten
werden kann. Infolge der Anbringung dieser linearen Gegenkopplung ist für Werte des Gleichstromausgangssignals
unterhalb des genannten Schwellwertes selbstverständlich keine Messung des Effektivwertes des
Messignals mehl· möglich. Dies ist aber gar nicht wichtig,
weil doch durch Umschaltung des Messbereiches dieser Effektivwert stets bei einem möglichst grossen
Skalenausschlag des Anzeigerinstruments und nicht in
dieser aussersten Lage, z.B. kleiner als 10 $ des
vollen Skalenausschlags, ausgelesen werden wird.
Die genannte lineare Gegenkopplung kann
auf verschiedene Weise erhalten werden. Bei einer ersten bevorzugten Atisführungsform besteht der genannte
Gegenkopplungskreis axis einem ersten und einem zweiten
Spannungsteilerkreis mit je einer Anzapfungsklemme und je einer Klemroschaltiing zur Begrenzung des Aus-,
gangssignals an der Anzapfungsklemme auf einen gewissen,
den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Klemmwert, wobei
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-T- PlW. 759ϋ
die lineare Beziehung- zwischen den Ausgangssignalen an
den beiden Anzapfungsklemmen und dem den beiden Spannungsteil
erkr ei sen zugeführten Gl ei chstroinaus gangs signal
verschieden ist tind als gewünschtes Gegenkopplungssignal
der Unterschied zwischen den beiden Ausgangssignalen benutzt wird.
Falls als temperaturempfiridliche Elemente
zwei als Differenzpaar geschaltete Transistoren
verwendet werden, kann nach einer weiteren bevorzugten Ausfühningsform· die Differenzerzeugung der beiden
AusgangsslgnaIe der Spannungsteilerkreise dadurch erzielt
werden, dass diese Ausgangssigriale je für sich
den Steuerelektroden dieser Transistoren zugeführt werden.
Dank dem Vorhandensein der linearen
Gegenkopplung kann die Messschaltung sehr schnell einen
genauen Messwert liefern, zxi welchem Zweck die Uebertragungskennlinie
des Differenzverstärkers zwischen
einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten, von der Freqvienz unabhängigen Verstärkungswert
und unterhalb der ersten Freqiienz einen Teil mit negativer Neigung aufweist, wobei die erste Grenzfrequenz
einen derartigen Wert besitzt, dass der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors,
der bei dem Schwellwert des Gleichstromausgangssignals auftritt, kleiner als der genannte
Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Yert besitzt, dass der zu dieser
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Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors,
der bei dem hochstzulässigen Wert des Gleichstromausgangssignals
auftritt, grosser als der genannte Verstärkungswert ist.
Einige Ausführungsformen der Erfindung
sind in der Zeichnung dargestellt lind werden im folgenden
näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 die bekannte Messscheiltung,
Fig. 2 das zugehörige Blockschaltbild, Fig. 3 die Kennlinie des dabei wirksamen
Gegenkoppltmgsnetzwerkes,
Fig. h eine erste Ausführungsform der
Messschaltung nach der Erfindung,
Figuren 5 und 6 die dabei auftretenden Kennlinien,
Fig. 7 eine zweite Ausführungsform der
Messschaltung nach der Erfindxmg,
Figuren 8 und 9 die dabei auftretenden Kennlinien, und
Fig. 10 zur Illustrierung die Frequenzkennlinie der Messschaltung nach der Erfindung.
Die in Fig. 1 dargestellte bekannte
Messschaltung enthält zunächst einen Widerstand R. und
einen Transistor T1, die thermisch dadurch miteinander
gekoppelt sijid, dass sie auf einer gemeinsamen Scheibe
C1 aus thermisch gut leitendem Material angebracht
sind. Auf gleiche Weise sind ein Widerstand Rp und ein Transistor T auf einer gemeinsamen Scheibe C„ aus
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thermisch gut leitendem Material angebracht. Die beiden Transistoren sind als Differenzpaar geschaltet, wobei
ihre Basis-Elektroden mit Erdpotential verbunden und ihre Emitter über einen gemeinsamen Einitterwiderstand
R„ an eine Klemme 6 angeschlossen sind, an die die negative Speisespannung -V_ angeschlossen ist. Die
Kollektoren dieser beiden Transistoren T^ und T„ sind
über einzelne Widerstände R; und R_ mit einer Klemme
verbunden, an die die positive Speisespannung +Vn
angelegt ist. Die über diesen beiden Widerständen Rr
und R_ erzeugten Spannungen werden den beiden Eingangsklemmen h und 5 eines Differenzvers tarkers A zugeführt,
der einer Ausgangskleinme 3 ein Gleichstromausgangssignal
V„ liefert. Dieses Gleichstromsignal Vq wird weiter
einem Ende des Widerstandes R zugeführt, dessen anderes Ende mit Erdpotential verbunden ist. Das zu
messende Signal V. wird schliesslich zwischen den beiden Enden 1 und 2 des Widerstandes R^mgelegt,
wobei das Ende 2 wieder mit Erdpotential verbunden ist.
Wenn dem Widerstand R1 ein Wechsel-
stroinsignal V. zugeführt wird, wird in diesem Widerstand
eine gewisse Wärmeleistung erzeugt, wodurch die
Temperatur der Scheibe C. zunehmen wird, Dadurch ändert sich der Strom durch den Transistor T1, %veil
ja die Beziehung zwischen dem Kollektorstrom tind der
Basis-Emitter-Spannung eines Transistors temperaturabhängig ist. Durch diese Aenderung des Kollektorstromes
des Transistors T1 tritt am Eingang des Differenz-
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Verstärkers A ein Differenzsignal auf, das nach Verstärkung
als Gleichstromaixsgangssignal Vn an der Klemme
3 zur Verfugung steht. Dieses Gleichstromsignal V„ wird
auch dem Widerstand R zugeführt, wodurch axich in
diesem Widerstand eine gewisse Wärmeleistung erzeugt wird,, was eine Zunahme der Temperatur der Scheibe C
ergibt. Dadurch nunrnit auch der Kollektorstrom des
Transistors T zu, wodurch das Differenzsignal am Eingang des Verstärkers A abnimmt. Der Gleichgewichtszustand
wird erreicht, wenn die beiden Scheiben C, und Cp die gleiche Temperatur aufweisen. Da in diesem Falle
das Eingangssignal V. und das Gleichstromausgangssignal
V„ gleiche Wärmeleistungen in den Widerständen R., und
R erzeugen, ist dieses Gleichstromausgangssig-nal V
ein Mass für den Effektivwert dieses Wechselstromsignals
V.. Dabei wird naturgemäss vorausgesetzt, dass sowohl
die Widerstände R1 und R„ als auch die Transistoren T1
und T„ einander genau gleich sind, und weiter, dass
der Differenzverstärker A einen unendlich hohen Verstärkungsfaktor
aufweist.
Um das Verhalten der Messschaltxing
nalier anzugeben, ist in Fig. 2 diese Messschaltung
nochmals im Blockschaltbild dargestellt. Der Block C1
entspricht dabei der Umwandlung des Eingangswechselstromsignals V. in eine Wärmeleistung und dann der
Umwandlung dieser Wärmeleistung in eine elektrische Spannung V-. Der Block C2 mit Uebertragungsfunktion β
stellt auf gleiche Weise die Umwandlung des Gleich-
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-yr-
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stromausgangssignals Vq in eine Wärmeleistung und dann
in eine elektrische Spannung V„ dar". Anschliessend
wird der Unterschied ^ V zwischen diesen beiden
Spannungen V1 und V9 bestimmt und mit Hilfe des Verstärkers A verstärkt.
wird der Unterschied ^ V zwischen diesen beiden
Spannungen V1 und V9 bestimmt und mit Hilfe des Verstärkers A verstärkt.
Für V1 kann geschrieben werden
wobei V-TjMc der Eff ekti\rwert (RMS--Wert) des Wechselstromsignals
V. ist und K1 eine Konstante darstellt. Für Vp kann geschrieben werden
V 2
V 2
wobei Kp wieder eine Konstante darstellt. Für die
Uebertragungsfunktion des Systems wird dann gefunden:
Uebertragungsfunktion des Systems wird dann gefunden:
V0 = a Δ V = B(V1-V2) = a (^- V2 ±Rm - ^ VQ a ) (3)
wobei a der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A ist.
Daraus ergibt sich
V0 = 2aK2 + W 4a2K 2 + R1K2 V IRMS W
Für a unendlich gross folgt daraus:
V0 = y R1K2 ' ViRMS '5^
Airas mit K1 =. K? und R1 .= R das gewünschte Resultat
V-V (6)
V0 - ViRMS K°}
ergibt.
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Axis der Gleichxing (2) folgt, dass die
Gegenkopplungsspannung eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal V„ aufweist, welche
Abhängigkeit in Fig. 3 dargestellt ist. Dies bedeutet, dass die Uebertragungsfunktion /b des Gegenkopplungsnetzwerkes
C_ von Vq abhängig ist, und zwar
2K
V0
was mit der gestrichelten Linie in Fig. 3 angedeutet
ist. Dies bedeutet aber, dass bei kleinen Werten des Ausgangssignals V,. praktisch keine Gegenkopplung vorhanden
ist.
Dies ist vor allem bei der Einstellung
des Nullpunktes der Messschaltung störend, wobei sich
ja gerade diese Situation ergibt. Diese Nullpunkteinstellung erfolgt im allgemeinen dadurch, dass die
.durch die Transistoren T1 und T5, gebildete Differenzstuf
3 im Gegentakt angeordnet wird, z.B. indem die Klemme 7 (Fig. 1) nicht direkt mit den Widerständen
Rk und R1., sondern mit dem Abgriff eines Potentiometers
verbunden ist, dessen Enden mit diesen Widerständen verbunden sind. Durch Verschiebung dieses Abgriffs wird
am Eingang des Verstärkers A eine Differenzspannung eingeführt', die den Einfluss etwaiger Ungleichheiten
von Widerständen und Transistoren ausgleicht. Da nun aber der Verstärker A praktisch nicht gegengekoppelt
ist, hat eine geringe Aenderung von Δ V am Eingang des
VerstBrkere eine grosse Aenderung des Ausgangesignal Vn
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/3
zur Folge, so dass die Nullpunkteinsteilung besonders
kritisch ist. Veiter wird auch eine TemperaUirdrift in
den beiden Scheiben C1 und C0 einen grossen Verlauf
dieser Nullpunkteinstell\mg zur Folge habe, weil diese
Temperaturdrift ebenfalls eine Differenzspannung an dem
zu diesem Zeitpunkt praktisch geöffneten Verstärker A herbeiführt.
Fig. h zeigt eine erste Ausführungsform
der Messschaltung nach der Erfindung, wobei entsprechende
Elemente mit.den gleichen Bezugsbuchstaben und -ziffern wie bei der Schaltung nach Fig. 1 bezeichnet
sind. Der Aufbau der Messschaltung ist dem der Schaltung
nach Fig. 1 völlig analog. Zur Illustriemng ist
nur das ziir >Tullpunkteinstell\mg dienende Potentiometer
R- dargestellt, de;ssen Enden mit den Widerständen E.
und R- verbunden sind und dessen Abgriff mit der Klemme
7 verbunden ist. "Die Messschaltung ist nun aber mit
einem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwex'k S versehen.
Dieses Gegenkoppltmgsnetzwerk S enthält
eine E:I ngarigskl emme. 8, der das Gleichs tromousgangssignal
V(. zugeführt wird. Diese Eingangsklemine 8 bildet
das eine Ende zweier Spannungsteilerkreise mit den
Widerständen R , R„, R bzw. R1()t ^11J 1^i?' dere11 Je~
weiligefc andere Ende mit Equipotential verbunden ist.
Der Verbiiidungspuiikt zwischen den Widerständen R^ und
Rg ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
B verbunden, dessen ni ehtinvertierender
Eingang mit der Bezugsspannung Vn verbtmden ist und
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df
dessen invei'tierender Eingang und dessen Ausgang· über
eine Diode O1 miteinander gekoppelt sind. Auf gleiche
Weise ist der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen
R1n und R1 mit einem Operationsverstärker B0 verbunden,
der von einer Diode D überbrückt ist und an seinem niclitxnvertxerenden Eingang die Bezugsspannung V
empfängt. Der Verbindungspunkt der Widerstände IL und
Rq bildet eine erste Ausgangsklemme 9 des Gegenkopplungsnetzwerks
S und der Verbindungspiinkt der Widerstände
R11 und R1O eine zweite Ausgangskieinme 10.
Die Virkungsweise dieses Gegenkopplungsnetzwerks
S wird an Hand der Fig. 5 erläutert. Bei einer Zunahme der Spannung Vq wird sowohl die Spannung
V an der Klemme 9 als axich die Spannung V an der
C1 C2
Klemme 10 lineal" mit Vn zunehmen. Die Neigung, mit der
dies erfolgt, hängt naturgemäss von der Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen ab. Hat
die Spannung Vn dercirt weit zugenommen (V ), dass die
Spanmmg am Verbindungspunkt der Widerstände R7 und Rn
gleich der Bezugsspannung Vn ist, so beeinflusst eine '
XV
weitere Zxmahme der Spannung V die Spannungen in
diesem Spannungsteilerkreis überhaupt nicht mehr. Die
Spannung an diesem \re.rbindungspunkt der Widerstände
R7 tmd Ro wird dann nämlich mit Hilfe des Operationsverstärkers
auf die Bezugsspannung V begrenzt, so dass
Xt
die Spannung V an der Ausgangskiemme 9 dann gleich
C1
R9
V - H^Tig VR
V - H^Tig VR
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/Γ
bleibt. Wenn die Spannung Vn weiter auf den Wert V
zunimmt, wobei die Spannung am Verbindimgspunkt der
Widerstände R1n und R1 gleich der Bezugs spannung Y
lull a
wird, beeinflusst auch eine weitere Zunahme dieser Spannung Vn die Spannungen in diesem Spannungsteilerkreis
nicht mehr. Die Spannung an der Ausgangsklemme bleibt dann
γ _ 12
γ (α)
C2 " R11 +K12 R K }
2- ^ ■ do)
R8+R9 R11+R12
gilt dann in diesem Falle V = V ·, wobei die
C2 ■ n
Spannungen an den beiden Ausgangsklemmen 9 und 10 auf
denselben Wert Vn 1 begrenzt werden.
ix.
Die beiden Operationsverstärker B1 und
B„ bewirken also eine Begrenzung der Ausgangsspannungen
V und V an den Klemmen 9 und 10 der beiden Span-
C1 C2
nungsteilerkreise. Für diesen Zweck kann man selbstverständlich
ebenso gut 1Klemmschaltungen unmittelbar
auf diese Klemmen 9 und 10 einwirken lassen. "Die gezeigte Konfiguration ist gewählt, weil dabei die Klemmschaltungen
mit einer grösseren Klemmspannung als die endgültig an den Klemmen 9 und 10 benötigte Klemmspannung
wirken können.
Um ein geeignetes Ge genkoppl tings signal
zu erhalten, muss das TJifferenzsignal V - V erzeugt
C1 C2 werden, das den in Fig. 5 mit der vollen I-inie ange-
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deuteten Verlauf axifweist. Dieses Differenzsignal kann
selbstverständlich mit Hilfe eines Differenzverstärkers
erhalten werden, dessen einseitiges Ausgangssignal dann
der Basis des Transistors T zugeführt werden muss. Da jedoch die beiden Transistoren T. und T„ selber eine
Differenzverstärkerkonfiguration bilden, können die
Ausgangssignale V und V den Basis-Elektroden dieser
beiden Transistoren unmittelbar zugeführt werden,
Der Effekt dieser zusätzlichen Gegenkopplung lässt sich am deutlichsten an Hand der in
Fig. 6 dargestellten Kennlinien nachweisen. Diese Figur
(siehe Kennlinie i) zeigt zunächst die quadratische Beziehung zwischen dem Effektivwert V-RMS des Eingangssignals V. und der sich daraus ergebenden Spannung
V. für den Verstärker A (siehe Fig. 2). In der Kennlinie
II ist die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung
V0 und dem Gesamtgegenkopplungssignal V · dargestellt.
Dieses Gegenkopplungssignal ist aus einer Komponente V2 (siehe Figuren 2 und 3), die eine quadratische Abhängigkeit
von VQ aufweist, und einer Komponente
V ""Y aufgebaut, die mittels des zusätzlichen
C1 . i'c2
Gegenkopplungskreis; ss S erhalten ist.
Das Gesamtgegenkopplungssignal V2 1 weist
dadurch den in dieser Kennlinie II mit der vollen Linie
angedeuteten Verlauf auf. Daraus lässt sich erkennen, dass für Ausgangssignale VQ <^ V das Gegenkopplungssignal
im wesentlichen durch V - V bestimmt wird, während
C1 C2
für V0 ^> Vg nur die quadratische Gegenkopplung V2
für V0 ^> Vg nur die quadratische Gegenkopplung V2
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4*
wirksam ist. Im Gegensatz zn der iirsprüng] i chen vollständigen
qxiadratischen Gegenkopplung \T r. \veist die nun
wirksame Gegenkopplung bei V = 0 eine Neigung ungleich
Null, und zwar die Neigung der V - V -Kennlinie auf.
C1 c2 Dies bedeutet, dass nun axich um VQ ~ 0 eine effektive
Gegenkopplung axiftritt, wodurch, die Null punkteins tel lung
der Messschaltung viel einfacher und genauer stattfinden
kann. Venn nun in dem quadratischen Gegenkopplungskreis eine Diode Ό (Fig. h) angebracht ist, um
bei negativem V -Vert eine positive Rückkopplung zu vermeiden, kann die Nullpunkteinstellung trotzdem
unabhängig von der Polarität von V erfolgen, weil die
lineare Gegenkopplung unabhängig von diesel" Polarität wirksam bleibt.
Atis den beiden Kennlinien I und II lässt
sich mit Hilfe der Hilf«kennlinie III einfach die Kennlinie
IV ableiten, die die Beziehung zwischen dem Effektivwert V.,,,,,, des Eingangssignals und der Ausgangsspannung
V_ darstellt. Daraus ist ersichtlich, dass infolge der ziisätzlichen Gegenkopplung eine Hysterese-'
funktion erhalten ist. Die Messung des Effektivwertes eines Eingangssignals muss denn auch in dem Teil der
Kennlinie ausserhalb dieser Hysteresefunktion erfolgen, d.h., dass V.R,{ / V. sein soll. Diese Bedingung kann
selbstverständlich z\i jeder Zeit durch Umschaltung des
Messbereiches des Messgerätes, d.h. durch Anpcissung
eines der Messschaltung selber vorgeschalteten Messverstärkers
erfüllt werden, welche Anpassung des Mess-
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PriN. 7590
29-^-1975·
bereiches meist automatisch stattfindet. TJm einen genügend grossen Bereich des zu dem Messgerät gehörigen
Ableseinstruinents für Ablesezwecke verfügbar zu halten,
wird daher der äusserste Wert V0 der AusgangsSpannung
V , für den die zusätzliche Gegenkopplung noch wirksam ist, verhäl tnismässig klein (z.B. 10 °ß>
oder kleiner) in bezug auf den Hochs twex-t (vollständiger Skalenausschlag
des Ableseinstruments) dieser Ausgangsspannung
Vn gewählt werden.
Es ist ohne weiteres einleuchtend, dass die gewünschte Kennlinie für die zusätzliche Gegenkopplung
durch passende Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen erreicht werden kann.
Wenn z.B. R„ = R11 und R_ = R gewählt wird, wird
automatisch die Anforderung erfüllt, dass für beide Spannungsteilerkreise derselbe Vn' -Viert (Fig. 5)
zutreffen muss. Die Widerstände R1-, und R1n bestimmen
dann den Unterschied zwischen den Neigungen der Kennlinien V und V , wobei somit Rn, kleiner als R1n
°1 C2 '
sein soll. Natxirgemäss sind viele Abwandlungen möglich,
um diese gewünschte Kennlinie V - V zu erzielen,
C1 C2 wobei z.B. auch in bezug auf die Klemmschaltungen
B1, t) und Bp, Ό viele Abwandlungen möglich sind.
Fig. 7 zeigt eine zweite Aiisführungs-
form der Messschaltung nach der Erfindung. Der Aufbau
der Messschaltung ist, abgesehen von dem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwerk, grösstenteils gleich dem der
Schaltung nach Fig. k. Zur Illustrierung ist nun aber
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eine Gegentaktsdialtung in den Emitterkreisen der beiden
Transistoren T1 und T„ aufgenommen, welche Gegentaktschal
tung ein Potentiometer 15 zwischen den Emittern
der beiden Transistoren T und T„ und zwei einzelne
Emitterwiderstände R1^ und R1~ enthält. Der Verbin-
Io Iy
dungspunkt dieser Emitterwiderstände R1^- und R1^7 ist
mit dem Schieber des Potentiometers R,„ verbunden, so
15
dass durch Verschiebung dieses Schiebers die gewünschte
Nullpxmkteins tellxxng erhalten werden kann.
Das Gegenkopplungsnetzwerk S enthält nun
einen Operationsverstärker E, dessen invertierender Eingang die Ausgangsspannung V„ und dessen nichtinvertierender
Eingang eine Bezugsspannung V empfängt, die mit Hilfe der Widerstände Rpi>
Rp2 unci **21 von der der
Klemme 11 zugeführten Speisespannung +V„ abgeleitet wii^
Der Ausgang dieses Operationsverstärkers E ist über einen Widerstand R1Q mit der Steuerelektrode eines als
Schalter wirkenden Feldeffekttransistors T^ verbunden.
Dieser Feldeffekttransistor T ist mit einer seiner
Haixptelektroden an die Ausgangsklemme 3 angeschlossen,
während die andere Haxiptelektrode über die Reihenschaltung
der Widerstände R.ο und R1 κ mit Erdpotential verbunden
und der Verbindungspunkt der Widerstände R1 κ
und R mit der Basis des Transistors Tp gekoppelt ist.
18 *
Solange die Ausgangsspannung V„ niedriger als die Bezugsspannung V ist, hält die Ausgangsspannung
des Operationsverstärkers E den Transistor T„ geöffnet, so dass über diesen Transistor und die
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Widerstände K1O und R1J, eine mit der Ausgangsspanming
V lineare Gegenkopplung stattfindet. Sobald die
Ausgangsspannung grosser als die Bezugsspt^nnung V
wird, wird der Transistor T„ gesperrt und diese lineare Gegenkopplung ausgeschaltet. Der Verlauf der
Gegenkopplungsspannung an der Basis des Transistors T2 als Funktion der A\isgangsspanirung V„ ist in Fig. 8
(volle Linie) dargestellt, während Fig. 9 (volle Linien) entsprechend Fig. 6 die sich daraus ergebenden
Kennlinien der Messschal txing zeigt. Daratis geht
wieder hervor, dass die V. „„^-^"Kennlinie eine
iRMS 0
Hysterese aufweist.
Die Grosse dieser Hystereseschleife
kann mit Hilfe eines zusätzlichen gesteuerten Schalters
im Gegenkopplungsnetzwerk S geändert werden. Dieser zusätzliche Schalter wird in Fig. 7 beispielsweise
durch einen Transistor Tl gebildet, dessen Kollektor
mit Erdpotential und dessen Emitter über einen Widerstand R„. mit dem Verbindungspunkt der
Widerstände R„„ und R „ verbunden ist. Die Basis empfängt
über einen Schalter 12, der nur zur Illustrierung dient und nun stets geschlossen ist, und einen
Widerstand R das gleiche Steuersignal wie die Steuerelektrode des Transistors T„. Weiter ist nun
ein Kondensator C, zwischen dem Verbindxmgspunkt der
Widerstände Rp„ und R2„ lind Erde angeordnet.
Die Wirkungsweise der Schaltxing ist
nun folgende. Solange die Steuerspanmmg an der Steuerelektrode des Transistors T„ positiv ist, ist
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a\ich der Transistor T>
leitend und liefert der Kreis mit dem Widerstand R,,. und diesem Transistor T. einen
Beitrag zu der Bezugsspannung an dem nicht-invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers E. Venn angenommen id rd, dass in dieser Situation diese Bezugsspannung
wieder gleich V ist, wird für V ^ V die lineare Gegenkopplung wirksam sein, die ausgeschaltet
wiz^d, sobald V grosser als V wi3"d, wodurch also
die volle Kurve nach Fig. 8 erhalten wird. Sobald jedoch V grosser al s V geworden ist, wird aiisser
dem Transistor T„ auch der Transistor T. gesperrt.
Dadurch wixxl die Bezugsspannung an dein nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers E einen höheren Wert von z.B. V annehmen. Dieser neue Be--
p2
zAigsv.ert V muss naturgemäss kleiner als der durch das Wegfallen der linearen Gegenkopplung neu erhaltene Wert von .V0 sein. Weiter soll dafür gesorgt werden, dass, wenn die Ausgangsspanmmg V„ den Schwellwerk V überschreitet, die dann auftretende Zunahme von
zAigsv.ert V muss naturgemäss kleiner als der durch das Wegfallen der linearen Gegenkopplung neu erhaltene Wert von .V0 sein. Weiter soll dafür gesorgt werden, dass, wenn die Ausgangsspanmmg V„ den Schwellwerk V überschreitet, die dann auftretende Zunahme von
P1
V0 auf den zxi dem dann lediglich eine quadratische Gegenkopplting enthaltenden System gehörigen Wert schneller als die Umschaltung der Bezugsspaumnig auf den Wert V erfolgt, weil sonst die lineare Gegen-
V0 auf den zxi dem dann lediglich eine quadratische Gegenkopplting enthaltenden System gehörigen Wert schneller als die Umschaltung der Bezugsspaumnig auf den Wert V erfolgt, weil sonst die lineare Gegen-
P2
kopplimg immer wieder ein- und ausgeschaltet werden würde. Z\i diesem Zweck ist der Kondensator C aufgenommen, der dafür sorgt, dass die Zeitkonstante, mit der die Bezugsspanmmg umgeschaltet wird, grosser als die Zeitkonstante ist, mit der1 die Ausgangsspannung
kopplimg immer wieder ein- und ausgeschaltet werden würde. Z\i diesem Zweck ist der Kondensator C aufgenommen, der dafür sorgt, dass die Zeitkonstante, mit der die Bezugsspanmmg umgeschaltet wird, grosser als die Zeitkonstante ist, mit der1 die Ausgangsspannung
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ÄS.
zxminmit. Wenn V nun Avieder abnimmt, wird also die
lineeirc Gegenkopplung wieder eingeschaltet, wenn V„
kleiner als V wird, so dass für einen abnehmenden
P2
V -Wert die gestrichelten K\irven in den Fig. 8 und 9
zutreffen. Daraus ist ersichtlich, dass durch diese Massηahme die Hystereseschleife in der V ., -V,-Kenn-
IKHb vj linie verringert ist. Durch diese Umschaltung der
Bezugsspanmmg V auf eine grössere Bezugsspannung
P1
V wird erreicht, dass für einen abnehmenden Vo~Wert
die Umschaltung auf die lineare Gegenkopplung bei einem grossereη Wert des Eingangssignals Vx. als
ohme Umschaltung der Bezugsspanrmng erfolgt, was die
Eindeutigkeit und Sicherheit der Umschaltung fördern kann. Ztir Illustrierung ist in den beiden Figuren mit
strichpunktierten Linien auch noch die Situation
dargestellt, in der beim Ausschalten der linearen Gegenkopplimg auf eine niedrigere Bezugsspannung V
umgeschaltet wird. Xn diesem Falle wird die Hystereseschleife
in der V.,-,q-Vn-Kennlinie vdrgrössert. Es
lexichtet ein, dass die Umschaltung der Bezugswerte
auf viele dem Fachmann wohlbekannte Weisen stattfinden kann.
Dank der Anbringung der ziisätzli chen
linearen Gegenkopplung bei kleinen Werten des Gleichstromausgangssignals
Y kann eine sehr schnelle und genaue Wirkung der Messschaltung erhalten werden, d.h.
dass nach einem kurzen Zeitintervall nach dem Anlegen
eines Eingangssignals ein genaues Messergebnis abgelesen
werden kann, was an Hand der in Fig. 10 darge-
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«3
stellten Kurven veranschaulicht wird. In diesel" Fig.
10 ist die Frequenz des Verstärkers 1/p (siehe Fig. 2) aufgetragen, was zxir Betrachtung der Stabilität
des Messsystems genügend ist. Für die Uebertragungsfunktion des gegengekoppelten Systems nach Fig. 2
gilt ja
V0 = B(V1-V2) = a(Vf β V0) (11)
woraus für die Uebertragungsfunktion folgt
V1 X +/S
Die Frequenzkennlirjie des Verstärkers
A besteht normalerweise aus einem flachen Teil, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz von z.B. 1 Hz
in eine abfallende Kennlinie mit einer· Neigung von -6 dB/okt. übergeht, wie in Fig. 10 mit einer gestrichelten
Linie angegeben ist. Der Gegenkopplungsfaktor Π ist .von der Grosse der Ausgangsspannung V
abhängig (siehe Formel 7)· Bei dem in der Formel (7) angegebenen Wert dieses Gegenkopplungsfaktors muss
noch eine Zeitkonstante berücksichtigt werden, die dxirch die Wärmekapazität lind die Wärmeableitung zu der
Umgebung der Scheibe C? herbeigeführt wird. Für
kann daher geschrieben werden
2K„
O±e "\/pt -Kennlinie weist demzufolge ebenfalls einen
flachen Teil auf, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz in eine ansteigende Kennlinie mit einer
Neigung +6 dB/okt. übergeht. Es stellt sich heraus,
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-ak- pun.
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dass bei praktischen Ausführimgsformen diese Grenzfrequenz
der 1/ß -Kennlinie gleichfalls in der Nähe
von 1 Hz liegen kann, was naturgemäss durch die Wärmekapazität und die Wärmeübertragung der verwendeten
Materialien bestimmt wird. Für 1//5 wird eine Kurvenschar
mit der Ausgangsspannung V„ als Parameter erhalten. Es wird angenommen, dass die maximale Ausgangs
spannung 10 V (vollständiger Ausschlag der Skala)
beträgt, so dass die Kurvenschar auf niedrige Werte durch die 1/ β -Kennlinie (VQ = 10 V) begrenzt wird.
Wenn weiter angenommen wird, dass die ztisätzliche lineare Gegenkopplxing für VQ ^ 0, 1 V wirksam wird,
wird die Kurvenschar infolge dieser Massnahme nach der Erfindung auch auf höhere Amplitudeniverte durch
die Kennlinie i/β (VQ = 0,1 V) begrenzt. Pur VQ </ 0,1 V
wird ja diese lineare Gegenkopplung eingeschaltet
und in beziig auf die quadratische Gegenkoppl \mg vorherrschend,
so dass die 1/ β -Kennlinie dann gerade ist und z.B. einen konstanten Wert K besitzt. Zur
Illustrierung ist auch noch die 1//j -Kennlinie
(V0 = 1 V) dargestellt, die zwischen den Grenzkennlinien
1/Ä (V0 = 0,1 V) und 1//3 (VQ = 10 V) liegt.
Aus der Figur geht hervor, dass die Kennlinie a des Verstärkers und die Kennlinien
einander unter einem Winkel entsprechend einer Neigung
von 12 dB/okt. schneiden. Dies bedeutet, aber, dass das System unstabil ist, weil dabei ja der Nenner
der Formel (9) Null, und also VqZV1 unendlich gross
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.4T
wird. Eine auf der Hand liegende Massnahme zur Lösung
dieses Problems bestellt in der1 Anpassung der Verstärkerkennlinie
gemäss der strichpunktierten Linie a!.
Diese Kennlinie 'a · weist eine abfallende Neigung auf, die in beziig auf die der Kennlinie a derart weit zu
niedrigeren Frequenzwerten verschoben ist, dass der Schnittpunkt mit der Kennlinie Λ/β (V„ = 10 Y) unter
dein Knickpunkt dieser Λ/β -Kennlinie liegt. "Diese
Kennlinie a' und die Λ/β -Kennlinien schneiden einander unter einem Winkel von 6 dB/okt., so dass das
System stabil ist. Das System ist aber durch diese Anpassung der Verstärkerkennlinie träge geworden.
Die Schnittpunkte der Verstärkerkennlinie und der
l/A -Kennlinie, die endgültig die Knickpunkte der Gesamtübertragungskennlinie des gegengekoppelten Systems
bilden und dadurch die Messgeschwindigkeit bestimmen,
sind nun ,ja zu niedrigeren Frequenzwerten verschoben.
Eine Möglichkeit, ein stabiles System
zti erhalten, ohne dass eine trägere Wirkung aiiftritt,
könnte darin bestehen, dass die Verstärkerkennlinie gemäss der strichpunktierten Linie a" angepasst wird.
Zu diesem Zweck muss also ein sehr breitbandiger Verstärke!" mit einer flachen Kennlinie bis zu der
Frequenz f„ ., die grosser als der Frequenzwert des
Schnittpunktes mit der i//?> (VQ = 10 V)-Kennlinie ist,
verwirklicht werden. Aus der Figur ist ersichtlich, dass die Schnittpunkte der Λ/Λ — und der a"-Kennlinien
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bei höheren Frequenzwerten liegen, so dass die Wirkung
des Messystems schneller als im Falle der a'-Kennlinie
werden kann.
'Ba bei Verstärkern dem Prodtikt des
Verstärkungsfaktors und der Bandbreite eine Grenze
gesetzt ist, bedeutet dies, dass die Grosse des Verstärkungsfaktors
K(a") an Grenzen gebimden ist. Da jedoch die endgültige Messgenauigkeit des Messystems
durch die Grosse dieses Verstärkungsfaktors bestimmt
wird, ist auch diesel" Messgenauigkei t eine auf die
benötigte Bandbreite des Verstärkers bezogene Grenze gesetzt.
Dank der erfindungsgemässen Massnahme
kann nun aber diese a"-Kennlinie für niedrigere Frequenzen
in die a"*—Kennlinie umgewandelt werden. Die endgültige Verstärkerkennlinie ist dann flach bis zu
einer Frequenz f , was z.B. dem Knickpunkt der a-Kennlinie
entspricht, weist dann eine Neigung von z.B. -6 dB/okt. bis zu der Frequenz f„ auf, die kleiner als
die Frequenz des Schnittpunktes mit der i/ß (V = 0,1 v)
-Kennlinie ist, und entspricht dann der a"-Kennlinie.
Der Vorteil dieser a·"-Kennlinie ist der, dass der Niederfrequenzverstarkungsfaktor K(af") grosser geworden
ist, so dass auch die endgültige Messgenauigkeit der Messschaltung vergrössert ist. Durch Anwendung
der a *"-Kennlinie ist somit sowohl eine grosse Messgeschwindigkeit
(Schnittpunkte mit den λ/ή -Kennlinien
liegen bei hohen Freqxienzen) als auch eine
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grosse Messgena\iigkei t (grosser Niederfrequenzverstärkungsfaktor)
erreicht.
Diese a1"-Kennlinie kann nur in Verbindung
mi t der -zusätzlichen linearen Gegenkopplung
verwendet werden, weil, falls diese lineare Gegenkopplung nicht vorhanden ist, die 1//3 -Kennlinienschar
nach oben nicht begrenzt ist. Bann werden 1//J Kennlinien
erhalten, wie die beispielsweise dargestellte λ/β (V0 = 0,05 V)-Kennlinie, die die a«"-Kennlinie
in dem abfallenden Teil schneiden. Da die Kennlinien einander in diesem Schnittpunkt wieder unter
einem Winkel von 12 dB/okt. schneiden, wäre das System dann unstabil.
Es hat sich heraiisges teil t, dass dank
dieser Anpassung der Verstärkerkennlinie die Messzeit,
die normalerweise etwa 1 Sekunde betrug, sogar auf etwa 100 msec herabgesetzt werden kann, wobei r.aturgemäss
bestimmte Anforderungen in beziig atif das
thermische Verhalten der thermischen Umsetzer gestellt werden müssen. Wenn der'Gewissheit halber für das
endgültige Messergebnis eine längere Messzeit eingehalten werden soll, kann dieser schnell erhaltene
Messwert wohl bereits für die Anpassung des Messbereiches, z.B. für die automatische Wahl des Messbereiches,
verwendet werden.
Es wird jedem Fachmann klar sein,
dass sich die Erfindung keineswegs axif die in den
Figuren dargestellten Axisführungsformen beschränkt.
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So kann statt der Widers tands-Transis tor-Konfiguration
jeder beliebige thermische Umsetzer- Anwendung finden.
Das lineiire Gegenkopplungssignal kann selbstverständlich
ohne Bedenken direkt dem Eingang des Difi'erenzverstärkers
A zugeführt werden. Schliesslich wird es einem Fachmann nicht schwer fallen, viele Abwandlungen
der beiden dargestellten Gegenkopplungsnetzwerkes
S z,u entwerfen imd auszuführen, ohne dass von
dem diesen Netzwerken zugrunde liegenden Erfindungsgedanken abgewichen wird.
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Claims (1)
- VUK.7590 29-^-1975S3ΓΛΤΕΝΤΛλτ?·· PRUEC HE:\J Messschaltung zum Messen des Effektiv-wertes eines elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes Wärmeabi ei tungselement, dein das zn messende Wechsel s tronisi gnal zti ge führt wird; ein mit diesem ersten Varmeablei tungselement thermisch gekoppeltes erste tempera turempfindliches Element zur Umwand-lung dei' vom ersten Värmeableitungseleraent erzeugten Wärmeleistung in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeabi ei tungseleiaent; ein mit diesem zweiten Wärmeabi ei tun gii element thermisch gekoppel ten zwei tes tempera tuzempf iridl icbes Element zur Umwandlung der von dem zweiten Varmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung in ein zweites elektrisches Signal und einen ■Differenzverstärker mit zwei Eingängen, denen das erste und das zweite elektrische Signal zugeführt werden, und einem Ausgang, an dem ein Gleichstromaxisgangssigiial zur VerfügTing steht, das dem zweiten Wärmeableitungselemeut zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Gegenkopplungskreis (s) vorgesehen ist, der füi' erte des Gleichstromausgangssignals (V, ) unterhalb eines gewissen Schvellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichstromausgangssignal abhängiges Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden von den temperaturempfindlichen Elementen (1T , T) gelieferten elektrischen . Signale ziigesetzt wird.ίί. Messschaltung nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, dass der Gegenkopplungskreis einen509881/0763Γι-ι.·\τ. 759030ersten und einen zweiten Spannun^teilerkreis (l?r;> Ro, Rg bzw. R ,, R11J R19) mit je einer Anzapfungskjeuinie (9> 10) und je einer Klemmschaltung (B-J5 Ό bzw. B , Dy) zur Begrenzung des Ausgangssignals an der zugehörigen Anzapfungsklemme (9, 10) auf einen gewissen, den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Kletnmwert (v>) enthält, wobei die lineare Beziehung zwischen den Ausgemgssignalen an den beiden Anzapf ungsklenimen (95 10) und dem den beiden Spanmingsteilerkreisen (R7, Rg» Rq bzw. R1n, ^11» ^i cj) zugeführten Gleichstromausgangssignal (V„) verschieden ist lind als gewünschtes Gegenkopplungssignals der Unterschied der beiden Auegangssignale benutzt wird.3. Messschaltung nach Anspruch 2, beider die teniperaturempfindli clien Elemente axis zwei als Differenzpaar geschalteten Transistoren bestehen, dadxarch gekennzeichnet, dass die beiden Ausgangssi gnale (V ,V ) an den Anzapfungsklemmen (9, 10) je fürC1 C2
sich den Steuerelektroden der beiden Transistoren (T„,T1) zugeführt sind.h. Messschaltung nach Ansprach 1, dadurchgekennzeichnet, dass der Gegenkopplungskrei^ einen Spannungsteilerkreis (R1Oj R-i/i) enthält, dessen einem Anzapfungspunkt (Basis T„) das Gegenkopplungssignal entnommen wird und in dem ein Schalttransistor (T„) aufgenommen ist, dessen Steiierelektz^ode ein Schaltsignal von einer Vergleichsschaltung (e) empfängt, die den Wert des Gleichstromausgangssignals mit einem den Schwellwert festlegenden Bezugssignal vergleicht und 509881/0763PHN. 7590 29-^-1975für dieses Bezugssignal unterschreitende Werte des Gleichstromausgangssignals den Schalttransistor (T„) leitend macht.5. Messschaltimg nach Anspruch k, dadux'ch gekennzeichnet, dass das Bezugssignal zwei verschiedene Verte annehmen kann, wobei der erste Wert wirksam ist, wenn und solange das Gleichstromausgangssignal kleiner als diesel' erste Wert ist, und der zweite Wert wirksam wird, wenn dieser erste Wert überschritten wird, während dieser zweite Wert wirksam bleibt, solange danach das Gleichstromaiisgangssignal grosser als dieser Wert bleibt, und wieder auf den ersten Wert umgeschaltet wird, wenn das Gleichstromausgangssignal kleiner als der zweite Wert wird.6. Messschaltung nach Anspruch 5> dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Wert des Bezugssignals den ersten Wert überschreitet und das Umschalten des Bezugssignals mit Hilfe eines Umschaltnetzwerks (Tn, R,,, ^-2k* ^t) erfolgt, das eine Zeitkonstante aufweist, die grosser als die Zeitkonstante des gegengekoppelten Systems ist.7. Messchaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadtirch gekennzeichnet, dass die Uebertragungskennlinie des Oifferenzverstärkers (A) zwischen einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten von der Frequenz unabhängigen Verstärkungswert und unter der ersten Grenzfreqiienz einen Teil mit einer negativen Neigung axifweist, wobei die erste Grenzfrequenz einen derartigen Wert besitzt, dass der509881/0763-««-- PHN. 7 59029-'+-1975zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem Schwellwert des Gleichs tromaus gangs signal s ariftritt, kleiner als der genannte Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Wert aufweist, dass der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem höchstzulässigen Wert des Gleichstromaxisgangssignals auftritt, grosser als der genannte Verstärkungswert ist.509881 /0763Leerseite
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