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Frequenzsteuerschaltung Eine elektronische Uhr, etwa eine Armbanduhr,
enthält oft einen Kristalloszillator als Frequenznormal. Der Oszillator steuert
einen Frequenzteiler, von dessen verschiedenen Ausgängen die Zeitanzeigevorrichtung
betätigt wird. Die Frequenz des Kristalloszillators läßt sich mit-Hilfe eines Trimmkondensators
einregulieren, und der Regulierbereich liegt bei Verwendung eines Trimlakondensators
mit praktikabel kleinen Abmessungen in der Größenordnung von etwa +60 bis 100 mal
10 6 (ppm). Für viele kommerzielle Anwendungen soll der Kristall für die Uhr möglichst
nicht zu teuer sein. Jedoch kann ein Kristall mit einer Nominalfrequenz von etwa
4 ItEz von dem Nominalwert in einem Bereich von +500 mal 10 6 abweichen, und dies
ist erheblich mehr als der oben erwähnte Einstellbereich. Ein kapazitives Einregulieren
eignet sich daher nicht zur Frequenzjustage eines Oszillators mit einem solchen
Frequenznormal.
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Hochfrequenz-Kristalloszillatorschaltungen (solche die AT-Schnitt-Kristalle
bei Frequenzen über 1 MHz benutzen) müssen für einen Betrieb mit niedriger Leistung
mit einer Lastkapazität niedrigen Wertes betrieben werden. Daraus ergeben sich aber
für den Kristallhersteller schwierige Probleme. Die Genauigkeit mit der
er
seine Kristalle schneiden kann, hängt unmittelbar von der Belastungskapazität ab.
Für Hochfrequenzbetrieb von Oszillatorschaltungen niedriger Leistung kann ein Trimmkondensator
vernünftigen Kapazitätswertes nicht genügend Abstimmkapazität bieten, und es werden
andere Verfahren erforderlich.
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Eine Lösung dieses Problems wird durch das US-Patent 3 540 207 angeboten.
Bei der dort beschriebenen Schaltung ist der Kristall so bemessen, daß er mit einer
etwas höheren als der gewünschten Frequenz schwingt. Die Ausgangsfrequenz des Teilers
wird digital justiert, indem der Teiler periodisch für ein bestimmtes Zeitintervall
gesperrt wird. Das Zeitintervall entspricht der Periode jeder einer Anzahl der Teilerstufen.
Beispielsweise können gemäß Fig. 4 des US-Patentes die vom Kristalloszillator erzeugten
Impulse für die Periode der zwölften Teilerstufe oder die Periode der dreizehnten
oder die Periode der vierzehnten Stufe unterbunden werden, je nach der Lage des
dort vorgesehenen Schalters 97.
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Ein Nachteil dieser Anordnung liegt darin, daß die Unterbrechungsperioden
durch unterschiedliche Potenzen von 2 zusammenhängen.
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Wenn beispielsweise die Periode der zwölften Stufe 2ndt ist, wobei
At ein Zeitintervall ist, dann beträgt die Periode der dreizehnten Stufe 2(n+1)At
und die Periode der vierzehnten Stufe 2 (n+2) At.
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Daraus ergibt sich jedoch ein Problem, weil der Trimmkondensator des
Oszillators die Oszillatorfrequenz nur innerhab eines begrenzten Bereiches von etwa
+Af1 mal 10 6 (mit af1 in der Größenordnung von 60 bis 100) verändern kann. Das
bedeutet aber, daß die digitale Einstellung des Frequenzteilers in der Laye sein
muß, die Ausgangsfrequenz des Teilers auf einen Wert zu bringen, der genügend nahe
bei der gewünschten Frequenz liegt, damit er innerhalb des kapazitiven Abstimmbereiches
2Af1 des Oszillators liegt. Andernfalls könnte die Oszillatoreinstellung
keine
ausreichende Frequenzkorrektur zur Erreichung der gewünschten Teilerausgangsfrequenz
bewirken. In der Praxis können bei der Kristallherstellung große Abweichungen ihrer
Frequenzen auftreten. Eine Sperrung des Teilers für eine Periode von 2nAt (angenommen
für einen speziellen Fall) kann die Ausgangsfrequenz des Teilers auf einen Wert
bringen, der zu niedrig für eine Korrektur der 2Af1 Justierung des Kristalloszillators
ist. Wenn man versucht, dies zu korrigieren, indem man den Teiler für eine Periode
von 2(n+1)At (das nächst größere Intervall) sperrt, dann kann die Ausgangsfrequenz
des Teilers auf einen Wert gebracht werden, der zu hoch für eine Korrektur des 2Af1
Einstellbereiches des Kristalloszillators ist.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Verbesserung der bekannten
Schaltung in der Weise, daß die digitalen Frequenzjustierschritte in ganzzahliger
Beziehung zueinanderstehen. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen
Merkmale gelöst. Dabei kann der Frequenzteiler für ein Zeitintervall nAt gesperrt
werden, wobei n irgendeine ganze Zahl (einschließlich Null) und At ein Intervall
entsprechend einer Änderung der Frequenzteilerausgangsfrequenz ist, welche innerhalb
des Bereiches liegt, der vom Oszillator korrigiert werden kann.
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Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen eines Ausführungsbeispiels
näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer nach der Erfindung
ausgeführten Schaltung; Fig. 2 Kurvenformen zur Erläuterung der Betriebsweise der
Schaltung nach Fig. 1; Fig. 3 Einzelheiten der logischen Schaltungen, wie sie in
ring.1 verwendet sind; Fig. 4a bis 4c Kurvenformen zur Erläuterung der Betriebsweise
einer etwas einfacheren Version der in Fig. 1 dargestellten
Schaltung;
und Fig. 5 einen kristallgesteuerten Oszillator, wie er in der Schaltung gemäß Fig.
1 verwendbar ist.
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Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung enthält einen kristallgesteuerten
Oszillator 22, der einen Frequenteiler 1-21 mit 21 Stufen ansteuert. Der für den
Oszillator verwendete Kristall ist so geschnitten, daß seine Schwingfrequenz etwas
höher als die gewünschte Nominalfrequenz von etwa 4 MHz (genau 222Hz) liegt.
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Die Ausgangsanschlüsse Q19' Q20 und Q21 der Stufen 19, 20, bzw.
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21 des Teilers sind mit einer Logikschaltung 30 verbunden. Die von
diesen Stufen abgeleiteten Nominalfrequenzen sind f. /219, fin/220 bzw. fin/221,
wobei fin die Schwingfrequenz des Kristalles ist.
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Die Logikschaltung enthält drei Inverterstufen 50, 51 und 52, denen
drei Steuerspannungen C1, C2 und C4 zugeführt werden. Diese Steuerspannungen stellen
mit einem ersten Pegel (+VDD) eine binäre 1 und mit einem zweiten Pegel (Masse)
eine binäre Null dar. Diese Steuerspannungen übermitteln der Logikschaltung 30 das
für die Sperrung des Zählers gewünschte Zeitintervall.
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Wenn beispielsweise die Spannungen C4, C2, C1 gleich 000 sind, dann
soll der Zähler nicht gesperrt werden. Für die Werte 001 ist eine Sperrung von einem
-Zeitintervall At erwünscht, für die Werte 010 ist eine Sperrung von 2At gefordert
und so weiter.
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Die drei Inverterstufen 50, 51 und 52 führen auf drei NOR-Glieder
40, 41 bzw. 42. Den zweiten Eingängen dieser drei NOR-Glieder werden die Signale
Q27' Q20 bzw. Q19 von den Stufen 21, 20 bzw. 19 zugeführt. Die Ausgangssignale X,
Y und Z der N0R-Glieder 40, 41 bzw. 42 werden UND-Gliedern 43, 44 bzw. 45 zugeführt.
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Diesen drei UND-Gliedern werden ferner Signale 021, Q20 bzw.
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Q19 zugeführt, und die Ausgänge der UND-Glieder sind mit Eingängen
eines weiteren NOR-Gliedes 46 verbunden.
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Das NOR-Glied 46 ist auf einen bistabilen Schalter B geführt, dessen
Ausgang QB mit dem Dateneingang D eines bistabilen Schalters A verbunden ist. Der
Ausgang QA des Schalters A wird einem Eingang eines NOR-Gliedes 47 zugeführt und
dient gleichzeitig als Rückstellsignal für den Schalter B. Das NOR-Glied 47 liegt
zwischen der achten und neunten Stufe des Zählers, der immer dann gesperrt wird,
wenn das NOR-Glied nicht durchlässig ist.
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Es sei kurz erläutert, daß dieses Undurchlässigkeits-Zeitintervall
des NOR-Gliedes At oder ein ganzes Vielfaches davon ist.
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Im Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 1 wird jedesmal beim Rückstellen
des Schalters 8 der Schaltzustand des Schalters 9 geändert. QA ist normalerweise
Null, so daß das NOR-Glied 47 noch malerweise vorbereitet ist. Wenn der Schalter
8 zurückgestellt wird, also wenn Q8 auf 0 und 08 auf 1 wechselt, ändert sich das
Ausgangssignal des Gliedes 47 von 1 auf 0, so daß der Schalter 9 seinen Schaltzustand
ändert. Jedesmal, wenn die Logikschaltung 30 das Signal T auf den Wert 0 umschaltet,
ändert sich entsprechend QA auf den Wert 1, wie später noch im einzelnen erläutert
werden wird, und dadurch wird verhindert, daß der Schalter 8 beim nächsten Rückstellen
den Schaltzustand des Schalters 9 verändert.
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Es sei nun ein Zähler betrachtet, bei dem das Teilerverhältnis in
acht diskreten Schritten von je 128 Teilen pro 220 (etwa 120 mal 10-6) pro Schritt
verändert werden soll. Es können drei Steuerspannungen verwendet werden, wie dies
dargestellt ist. In Abhängigkeit von den Werten dieser Spannungen kann verhindert
werden, daß O bis 7 Änderungen eines Zahlerstufenzustandes der folgenden Zählerstufe
während eines Zyklus der Zählerstufe 21 zugeführt werden. Die Anzahl der dazwischen
liegenden Zählerstufen einschließlich der gesperrten Zählerstufe und dem Anschluß,
an welchem die schließlich herabgeteilte Frequenz zur Verfügung steht, ist i, wie
sich aus der folgenden Gleichung ergibt: i = 20 - log 2Af, für Af<220
Für
das obenstehende Beispiel ist i = 20 - log2128 = 13.
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So ändert sich die Frequenz der 8+i-ten Stufe (im vorliegenden Beispiel
die 21. Stufe) um 128 pro 220 für jeden Xnderungsschritt der durch die Steuerspannungen
dargestellten Binärzahl.
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Damit läßt sich die Ausgangs frequenz der letzten Stufe genügend dicht
bei der gewünschten Frequenz dieser Stufe einstellen, d.h.
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innerhalb des ungefähren kapazitiven Einstellbereichs des Oszillators
von +60 bis 100 mal 10 Wie bereits erwähnt bestimmen die Binärwerte der Steuersignale
C1, C2 und C4 die Anzahl der erzeugten negativen Ausgangsimpulse T, und dies bestimmt
wiederum die endgültige Ausgangsfrequenz bei Q21. Fig. 2 dient der Veranschaulichung
der Betriebsweise. Nimmt man beispielsweise an, daß C1 = 1 und C2 = C4 = 0 ist,
dann wird das Signal C1 = 1 durch die Inverterstufe 50 umgekehrt, so daß die NOR-Stufe
40 durch ein Signal C1 = O vorbereitet wird. Wenn das Signal Q21 einen niedrigen,
den Binärwert O darstellenden Binärwert annimmt, dann wird dasNOR-Glied 40 durchlässig
und erzeugt an seinem Ausgang ein Signal X = 1.
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Jedoch bleibt das UND-Glied 43 gesperrt, da sein zweites Eingangssignal
Q21 gleich 0 ist. Eine halbe Periode der Stufe 21 später ändert sich das Signal
Q21 auf 1 und das UND-Glied 43 wird momentan durchlässig und anschließend aber wieder
gesperrt, weil der Wert des Signals X sich nach der durch das NOR-Glied 40 bedingten
Verzögerung auf 0'ändert. Das kurzzeitig durchlässige UND-Glied 43 erzeugt einen
positiven Nadelimpuls, der die Erzeugung eines negativen Nadelimpulses durch das
NOR-Glied 46 zur Folge hat.
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Wenn das Signal T negativ wird, dann wird der Schalter B eingestellt,
und das Signal QB ändert sich auf den Wert 1. (Im Falle dieses und der anderen Schalter
triggert die negative Flanke des dem Anschluß <p des Schalters zugeführten Impulses
den Schalter.
Der Schalter A wird durch die negative Flanke eines
Eingangsimpulses nur dann getriggert, wenn eine binäre 1 (hoher Signalpegel) seinem
Eingang D zugeführt wird.) Dies hat bis jetzt noch keine Wirkung auf den Steuerschalter
A. Wenn jedoch der Schalter 8 beim nächsten Mal zurückgesetzt wird (das Signal Q8
nimmt einen niedrigen Pegel an, es ändert sich auf 0), dann wird dadurch der Schalter
A eingestellt (QA ändert sich auf den Wert 1) und derSchalter 9 ändert seinen Schaltzustand
(weil das Signal Q8 sich zum Wert 1 ändert, während noch 0 ist und dadurch das Ausgangssignal
des NOR-Gliedes 47 einen niedrigen Wert annimmt und den Schalter 9 triggert). Wenn
der Schalter 8 eingestellt wird, wird das NOR-Glied 47 gesperrt.
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Wenn das Signal Q8 sich das nächste Mal auf 0 und Q8 auf 1 ändert,
verursacht daher das NOR-Glied 47, welches schon ein Ausgangssignal vom Wert 0 abgibt,
keine Änderung des Schaltzustandes der Stufe 9. Daher hat eine Periode des Schalters
8, d.h. zwei Änderungen seines Schaltzustandes von Q8 = O, Q8 = 1 auf Q8 = 1, Q8
= ° und zurück auf 08 = 0, Q8 = 1, keine Wirkung auf den Schaltzustand des Schalters
8.
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Die letzte obenerwähnte Schaltzustandsänderung setzt jedoch den Schalter
A zurück und ändert das Signal QA zurück auf 0. Dadurch wird das NOR-Glied 47 voreingestellt,
so daß es vorbereitet ist auf ein Ansprechen auf den Schalter 8 um eine Periode
dieses Schalters später (wenn der Schalter 8 das nächste Mal wieder zurückgestellt
wird). Wenn sich das Signal QA auf den Wert O ändert, wird dadurch wiederum der
Schalter B zurückgestellt und ändert sein Ausgangssignal QB wieder auf den Wert
0. Dieser letzte Wert 0 wird dem AnschluSD des Schalters A zugeführt und sperrt
diesen, so daß der Schalter A nicht mehr auf weitere Änderungen des Zustandes des
Schalters 8 reagiert. Der Schalter B ist in seiner Rückstellage ansprechbereit für
den als folgenden erzeugten Impuls T.
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In dem oben erwähnten Beispiel (C4C2C1 = 001) wird nur eine Periode
der Stufe 8 während einer Periode der Stufe 21 ausgenommen.
Wie
bereits erwähnt, kann durch Veränderung der Werte der Steuerspannungen C1 C2 und
C4 jede Zahl von 0 bis 7 Perioden der Stufe 8 während jeder Periode des Signals
Q21 unterbunden werden. Bei Anwendung zusätzlicher Steuerspannungen kann der Frequenzeinstellbereich
vergrößert werden. Jede zusätzliche Steuerleitung vergrößert den Einstellbereich
um einen Faktor 2 und erfordert nur ein NOR-Glied (entsprechend dem NOR-Glied 40)
sowie vier weitere Transistoren in dem in Fig. 3 dargestellten Torglied. In einigen
Schaltungen wie diese, kann man auch den oder die Trimmkondensatoren für den Kristalloszillator
völlig verzichten, wenn man eine genügende Anzahl von Steuerspannungen vorsieht
und zwei Stufen wählt, zwischen denen das NOR-Glied 47 angeordnet wird, so daß eine
Frequenz steuerung in genügend kleinen Schritten erreicht wird. Dies ist ein bedeutender
Vorteil, da sowohl die Kosten des oder der Kondensatoren als auch die Justierarbeiten
entfallen.
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Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung enthält zwölf MOS-Transistoren,
welche die logische Funktion der Glieder 43 und 46 durchführen. Wenn die Signale
X, Y und Z anfangs den Wert O haben, dann leiten die in Reihe geschalteten p-leitenden
Transistoren 100, 101 und 102, und das Signal T hat den Wert VDD, das bedeutet,
den Signalwert 1. Es sei nun, wie in dem oben beschriebenen Beispiel, angenommen,
daß der Wert des Signals Q21 sich auf 0 ändert und kurze Zeit später (nach der Verzögerung
des Gliedes 40) das Signal X den Wert 1 annimmt. T bleibt auf dem Wert 1, der p-leitende
Transistor 103 schaltet ein, der Transistor 102 schaltet ab und der n-leitende Transistor
104 schaltet ebenfalls ein. Nach einer halben Periode des Signals Q21' wenn dieses
den Wert 1 annimmt, wird der Transistor 103 gesperrt und der n-leitende Transistor
105 schaltet ein, so daß das Signal T den Wert 0 annimmt. Nach einer kurzen Zeit
(der durch das Glied 40 in Fig. 2 bedingten Verzögerung), nimmt das Signal X den
Wert O an und der Transistor 104 sperrt, während der Transistor 102 öffnet und das
Signal T den Wert 1 annehmen läßt.
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Fig. 4 veranschaulicht in größeren Einzelheiten die verschiedenen
Zustände, weiche der Zähler infolge der beschriebenen Rückkopplung annimmt, wobei
beispielsweise ein vierstufiger Zähler statt des in Fig. 1 dargestellten 21-stufigen
Zählers verwendet ist, so daß die Erläuterungen leichter verständlich werden.
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Die Zahleni bis 4 kennzeichnen die Ausgangssignale der Zählerstufen
1 bis 4. Die Pfeile an den Signalsprüngen bezeichnen die Zeitpunkte, zu welchen
die Impulse entsprechend T erzeugt werden.
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Aus diesen Pfeilen entnimmt man, daß dieses Beispiel für den Fall
gewählt ist, daß drei Steuerimpulse T (von den Stufen 3 und 4) auf ein Torglied
zwischen der Taktimpulsquelle und der ersten Stufe zurückgeführt sind, um drei Taktimpulse
während jedes Zyklus der vierten Zählstufe auszuschalten. Es sind drei Zählerzustände
dargestellt, nämlich der Anfangszustand und zwei darauffolgende Zustände. Es läßt
sich feststellen, daß die Signalflanken, welche den Ausfall von Taktimpulsen bewirken,
sich für jeden Zustand verschieben, jedoch bleibt die Gesamtperiode T2 die gleiche.
So erreicht die Periode einen eingeschwungenen Zustand, jedoch die Anstiegsflanken
der von der Stufe 3 erzeugten Signale verschieben sich weiter mit der Zeit.
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Dies hat zur Folge, daß die Stufe 4 zu unterschiedlichen Zeiten gesetzt
wird (zur Zeit ta in den Zustand 1 und zur Zeit tb in den Zustand 2), wichtig ist
jedoch, daß die Startzeit t und die Endzeit t1 jeder Periode der vierten Stufe konstant
bleibt.
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Wenn die Ausgangsschwingung diese änderung zwischen t und tb nicht
aufweisen soll, dann kann man eine zusätzliche Stufe einfügen, welche durch die
negative Flanke der Schwingung 4 getriggert wird. Ihr Ausgangssignal ist dann symmetrisch,
es hat also feste und gleiche Halbperioden von jeweils der Dauer to bis t1.
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Fig. 5 zeigt einen bekannten komplementärsymmetrischen Metalloxidhalbleiter
COS/MOS-Oszillator, wie er sich für den Block 22 in Fig. 1 eignet. Dieser Block
kann ebenfalls bestimmte Puffer und/oder Verstärkerstufen enthalten, die jedoch
nicht dargestellt sind.
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Der Oszillator gemäß Fig. 5 enthält einen p-leitenden Transistor P
und einen n-leitenden Transistor N, deren Hauptstromstrecken in Reihe zwischen zwei
Betriebsspannungsanschlüsse VDD und Vss geschaltet sind. Der Kristall liegt zwischen
dem Ausgangsanschluß an dem Abflußelektrodenverbindungspunkt der beiden Transistoren
und an dem ihnen gemeinsamen Gateelektroden-Verbindungspunkt. über den Kristall
kann ein Widerstand R geschaltet sein. Zwischen die Gateelektroden und Masse ist
ein Eingangskondensator Ci geschaltet, und zwischen den Ausgangsanschluß und Masse
ist ein Ausgangskondensator Co geschaltet, mit Hilfe dessen sich der Oszillator
einjustieren läßt.
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Bei der in der vorstehenden Unterlagen beschriebenen Justierschaltung
kann man billige Kristalle verwenden (die für eine Frequenztoleranz von +500 mal
10 6 geschnitten sind) und Trimmkondensatoren verwenden, deren Einstellbereich kleiner
als +500 mal 10 6 ist (beispielsweise 60 bis 100 mal 10 6 oder noch weniger), ja
man kann sogar überhaupt ohne Trimmkondensator arbeiten. Bei dieser Schaltung, welche
einen zählergesteuerten Oszillator verwendet, läßt sich das Teilerverhältnis des
Zählers (und damit dessen Ausgangsfrequenz) in Abhängigkeit von N Steuerspannungen
so einstellen, daß 2N verschiedene Teilerverhältnisse möglich sind. Je größer N
ist, desto größer ist der Abstimmbereich oder desto kleiner sind die Abstimmschritte.
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Die vorstehend beschriebene Schaltung hat die folgenden Eigenschaften:
1) Nur eine kleine Anzahl zusätzlicher Logikelemente wird zur Veränderung des Teilerverhältnisses
benötigt. Im Falle einer Uhr mit einer integrierten Schaltung tragen diese zusätzlichen
Logikschaltungen nicht nennenswert zur Gesamtfläche oder den Kosten der integrierten
Schaltung (des Plättchens) bei.
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2) Bei Verwendung eines Trimmkondensators hat jede diskrete Frequenz
entsprechend
den einzelnen Kombinationen der N Steuerspannungen keinen größeren Abstand von der
nächsten Frequenz, als dem Frequenzeinstellbereich des Trimmkondensators entspricht.
Wird kein Trimmkondensator verwendet, dann haben die einzelnen Frequenzen keinen
größeren gegenseitigen Abstand als der für eine abschließende Einstellung zulässige
maximale Fehler. Der Gesamtbereich wird durch den zulässigen Bereich der Kristallfrequenzen
bestimmt.
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3) Die in der dargestellten Weise geschaltete Anordnung greift in
die Betriebsweise zumindest der letzten vier Zählstufen nicht ein. Dies ist von
besonderer Bedeutung für eine mit niedriger Leistung betriebene integrierte Uhrenschaltung,
weil diese vier Stufen im besonderen praktischen Falle etwa 94% des Gesamtstromes
verbrauchen und optimal auf einen minimalen Stromverbrauch dimensioniert werden
müssen.
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4) Alle positiven und negativen Flanken des Ausgangssignals haben
den gleichen Abstand, und dies ist in Uhrenschaltungen wichtig, welche einen Motor
steuern.
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5) Die -Schaltung ist unabhängig von Zählstufenverzögerungen und wird
durch sie nicht beeinträchtigt. Dies ist für einen zuverlässigen Betrieb wichtig.
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Die vorstehende Schaltung ist zwar in Verbindung mit einem kristallgesteuerten
Oszillator, der einen Frequenzteiler ansteuert, beschrieben, sie eignet sich aber
auch für andere Oszillatorarten, deren Abstimmbereich entweder begrenzt ist oder
die im Falle einer Rückführung von der letzten Stufe auf eine frühere Stufe des
Teilers in genügend feinen Intervallen fest abgestimmt sind.