DE2461449A1

DE2461449A1 - Zerhacker-vorschaltanordnung fuer gasentladungslampen

Info

Publication number: DE2461449A1
Application number: DE19742461449
Authority: DE
Inventors: John Norton Park; Steven Charles Peak; Robert Louis Steigerwald
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1974-01-02
Filing date: 1974-12-24
Publication date: 1975-07-10
Also published as: JPS5098174A; GB1496129A; US3890537A; CA1042500A

Description

Dr. rer. nat. Horst Schüler PATENTANWALT

F.-anfcfurt/Mair. 1, 23. Dez.

Niddastraße 52 Vo . /kö . /he .

Telefon (0611) 237220

Telex: 04-16759 mapat d

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Bankkonto: 225/0389

Deutsche Bank AG, Frankfurt/M.

2965-RD-6752

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road
Schenectady, N. Y. / USA

Zerhacker-Vorschaltanordnung für Gasentladungslampen

Die Erfindung bezieht sich auf eine Festkörper-Vorschaltanordnung für Gasentladungslampen und insbesondere auf eine Hochfrequenz-Zerhacker-Vorschaltanordnung für Quecksilberdampflampen, die elektronische Mittel verwendet, um den Leitungsstrom für einen hohen Leistungsfaktor zu formen und eine gute Regelung bzw. Stabilisierung zu erhalten.

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Der Haup.tanteil der gegenwärtig verwendeten Quecksilberlampen verwendet elektromagnetische Vorschaltanordnungen mit massigen Niederfrequenz-Transformatoren, Drosseln und großen Kondensatoren zur Leistungsfaktorkorrektur. Obwohl eine Anzahl von Schaltungsanordnungen, die Festkörper- bzw. Halbleiter-Vorrichtungen verwenden, entwickelt worden ist, um Quecksilber-Entladungslampen hoher Intensität und ähnlichen Lampen vorgeschaltet zu werden, enthalten diese Schaltungsanordnungen, die bei einer Wechselspannung von 50 oder 60 Hz oder einer vollständig gleichgerichteten Spannung arbeiten, voluminöse und teure Komponenten. Selbst kompliziertere Hochfrequenzschaltungen erreichen keine ökonomische Lösung des Problems und lassen einige Hauptprobleme unberücksichtigt, wie beispielsweise akustische Resonanzeffekte und Elektrodenbeschädigung aufgrund der Lichtbogenzündung .

Zu der Vereinigung von Merkmalen, die eine elektronische Vorschalt- bzw. BaIlastanordnung wünschenswerterweise haben sollte, gehören ein großer Leistungsfaktor, ein hoher Wirkungsgrad, geringe akustische und hochfrequente Störgeräusche und eine gute Regelbarkeit bzw. Stabilisierung in einer einphasigen Schaltung, ohne daß schwere Netzfrequenz-Magnete und große Korrektur- und Energiespeicher-Kondensatoren erforderlich sind. Ferner sollte die Vorschaltanordnung relativ unempfindlich gegenüber normalen transienten Netzschwankungen sein, die Lampe sollte nicht löschen bei einem schnellen Ausschlag der Nennleitungsspannung auf 65%, der Lampenbetrieb sollte sichtbare Flimmer- oder akustische Resonanzeffekte vermeiden, die durch einen festgesetzten Betrieb bei einer konstanten hohen Frequenz hervorgerufen werden, und der Lampenbetrieb sollte für sehr lange Zeitperioden stabil sein. Ferner sollte die Schaltungsanordnung bei einer Umgebungstemperatur im Bereich von-30 °C bis+85 °C arbeiten und für eine vernachlässigbare elektrische Störung ihrer Umgebungen sorgen.

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In einer gleichzeitig eingereichten deutschen Patentanmeldung P . der Anmelderin (Anmelderzeichen:

297I-RD-6119) mit der Bezeichnung "Vorschaltanordnung zum elektronischen Erzielen eines großen Leistungsfaktors" wird eine Reihe einphasiger Zerhackerschaltungen für Wechselstrom- und Gleichstromlasten vorgeschlagen, die nur eine Hochfrequenzfilterung verwenden und den Leitungsstrom elektronisch formen, um einen großen Leistungsfaktor zu erhalten. Als ein typisches Anwendungsbeispiel wird eine Quecksilberlampen-Vorschaltanordnung mit vielen der vorstehend angegebenen wünschenswerten Merkmale vorgeschlagen. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verbesserung dieser Vorschaltanordnung, die das Schwergewicht auf einen guten Lampenbetrieb in einer besseren Schaltungsanordnung legt.

Die erfindungsgemäße Hochfrequenz-Zerhackervorschaltanordnung ist geeignet für eine Speisung durch eine ungefilterte niederfrequente Netzwechselspannung, die vorzugsweise durch eine Vollwegschaltung gleichgerichtet ist und nur eine Hochfrequenzfilterung aufweist. Die Vorschaltanordnung enthält, kurz gesagt, eine gesteuerte Schaltvorrichtung, wie beispielsweise einen Leistungstransistor, und eine Freilauf- bzw. Auslaufvorrichtung, wie beispielsweise eine Leistungsdiode, die wechselweise leitend sind und einer Quecksilberdampflampe oder einer anderen Gasentladungslampe den Lampenstrom über eine Freilaufdrossel zuführen. Ferner ist ein Stromsensor vorgesehen, um den augenblicklichen, eine hochfrequente Welligkeit aufweisenden Lampenstrom abzutasten. Die Steuerschaltung enthält eine Maßnahme zum Erzeugen einer vorgewählten Referenzsignal-Wellenform, um die Höhe der Leistung zu ermitteln, möglicherweise den Lampenstrom zu regeln bzw. zu stabilisieren und um den Lampenstrom und deshalb den Leitungsstrom zu formen, um einen großen Leistungsfaktor zu

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erhalten. Indem die Sensor- und Referenzsignale verglichen werden, wird ein Ausgangssignal erzeugt zum Steuern abwechselnd angelegter Einschalt- und Ausschaltsignale, um die gesteuerte Schaltvorrichtung bei einer variablen hochfrequenten Zerhackungsrate zu betreiben, damit der Lampenstrom so geformt wird, wie es durch die Referenzsignal-Wellenform bestimmt ist. Aufgrund des automatischen Durchlaufes der Zerhackerfrequenz und als eine Folge der kleinen Amplitude werden Resonanzeffekte vermieden.

Mit der Erfindung wird eine verbesserte Lampenstrom-Wellen form beim ersten Starten der Lampe erhalten. Ferner wird der Lampenstrom verbessert, indem in besserer Weise ein mi nimaler Lampenstrom in jedem Zyklus zugeführt wird, wenn die Vergleichseinrichtung zur Formung des Lampenstromes unwirksam ist, d.h. während der Täler oder eine kleine Spannung aufweisenden Bereiche der pulsierenden oder sinus förmigen Netzspannung. Um den unerwünschten Betrieb beim übergang vom Glühen zum Lichtbogen zu vermeiden, enthält die Steuerschaltung eine Maßnahme zur temporären Formung des Referenzsignals beim anfänglichen Start, um einen gros sen Starterstrom zu erhalten, indem beispielsweise eine Schaltung mit großer Zeitkonstante verwendet wird, um die Arbeitsweise des Steuerfunktionsgenerators in der das Referenzsignal erzeugenden Vorrichtung zu modifizieren. In dem Tal oder den eine kleine Spannung darstellenden Bereichen wird für verbesserte Wiederzundungscharakterxstxken ein minimaler Lampenstrom zugeführt durch das Hochfrequenz filter und, in der bevorzugten transistorisierten Gleichstrom-Zerhackervorschaltanordnung, durch Verwendung von Speicherkondensatoren für eine begrenzte Energie in der verbesserten Transistor-Treiberschaltungsversorgung, um der normalerweise leitenden positiven Basistreiberschaltung Basisstrom zuzuführen, um die Leitungs-

fähigkeit des Leistungstransistors beizubehalten. Andere Verbesserungen der Steuerschaltung umfassen eine Niederspannungs-Leistungseinspeisung für die Vergleichseinrich-

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tung, die eine gekappte, stabilisierte Spannung außer während der Talbereiche liefert; um dadurch das Erfordernis von Elektrolytkondensatoren zu eliminieren. Ferner wird eine verbesserte Transistorbasis-Treiberschaltung und eine Leistungsversorgung für diese vorgeschlagen. Die erfindungsgemäße Hochfrequenz-Zerhackervorschaltanordnung für Quecksilberlampen weist die wünschenswerten vorstehend erwähnten Merkmale auf, ist höchst effizient bei geringem Volumen und kleinem Gewicht und verwendet keine niederfrequenten Energiespeicherungs- und Korrekturkondensatoren, Drosseln und Transformatoren.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der folgenden Beschreibung und der Zeichnung von Ausführungsbeispieilen näher erläutert.

Fig. 1 ist eine vereinfachte schematische Schaltungsanordnung, die teilweise in Blockform dargestellt ist, von einer Gleichstrom-Zerhackervorschaltanordnung für eine Quecksilberdampflampe und wird zur Erläuterung der Erfindung verwendet.

Fig. 2 ist eine Wellenformdarstellung von einem sinusförmigen Referenzsignal mit eng benachbarten Steuerbandgrenzen zum Steuern der Intervalle der Leitfähigkeit und Nicht-Leitfähigkeit des Leistungstransistors in Figur 1.

Fig. 3 ist eine schematische Leistungsversorgungsschaltung mit Steuerschaltungsanschlüssen gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Festkörper-Vorschaltanordnung für eine Quecksilberlampe.

Fi'g. k zeigt ideale Wellenformen des Netzstromes und der Netzspannung, des Lampenstromes und des Referenzsignales für die bevorzugte Vorsehaltanordnung.

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Fig. 5 ist eine vergrößerte Darstellung des abgeflachten, sinusförmigen Referenzsignales und der Steuerbandgrenzen für die logischen Signale der Steuerschaltung.

Fig. 6 zeigt typische oszillografische Wellenformen für die Lampenspannung und (fen Lampenstrom und zeigt im vergrößerten Maßstab die hochfrequente Welligkeit, die durch den Betrieb der Zerhackervorsehaltanordnung erzeugt wird.

Fig. 7 zeigt eine detaillierte schematische Darstellung der Steuerschaltung für die Vorsehaltanordnung der Quecksilberlampe.

Fig. 8 ist eine diagrammatische Seitenansicht von einem Transformator mit zwei Sekundärwicklungen zur Einspeisung von Leistung in die Logik- und Leistungstransistor-Basistreiberschaltungen gemäß Figur 7·

Fig. 9 ist eine Darstellung von einem Teil des Steuerfunktionsgenerators in Figur 7, der zur Erzielung einer adaptiven Hilfssteuerung der Quecksilberlampen-Zerhackervorschaltanordnung modifiziert ist, beispielsweise in Abhängigkeit von der Abtastung des umgebenden Lichtes.

Die in Figur 1 gezeigte niederfrequente, einphasige Gleichstrom-Zerhackerschaltung liefert eine gesteuerte Stromwellenform und eine gesteuerte Leistung an eine Quecksilberdampflampe oder an eine andere geeignete Gasentladungslampe, und der Netzstrom wird demzufolge elektronisch geformt, um einen hohen Leistungsfaktor zu erhalten. Die Leistungsschaltung ist relativ einfach und ökonomisch und verwendet keine sperrigen Netzfrequenztransformatoren, Drosseln oder große Energiespeicherungs- oder den Leistungsfaktor korrigierenden Kondensatoren. Die Steuerschaltung arbeitet im

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Prinzip so, daß der abgetastete Lampenstrom kontinuierlich mit einer vorgewählten Referenzsignal-Wellenform verglichen wird, um dadurch die hochfrequente Schaltrate des Leistungstransistors zu ermitteln und die gewünschte Lampenstrom-Wellenform zu erzeugen. In der bevorzugten Zerhackervorschaltanordnung gemäß den Figuren 3 bis 9 sind ferner andere wünschenswerte Betriebscharakteristiken enthalten, wie beispielsweise gute Regelbarkeit, gute Starterstrom-Wellenforra usw., wie es im folgenden noch erläutert werden wird.

Die einphasige.Leistungeschaltung gemäß Figur 1 umfaßt ein Paar Eingangβklemmen 20 und 21, die gemäß der Darstellung mit einer Wechselspannungsquelle von 277 V und 60 Hz verbunden sind. In Abhängigkeit von dem jeweiligen Anwendungsfall können aber auch andere Frequenzen und Spannungen verwendet werden. Ein Dioden-Brückengleichrichter 22, der mit den Wechselstrom-Eingangsklemmen verbunden ist, erzeugt eine voll gleichgerichtete sinusförmige Spannung, die der Zerhackerschaltung im wesentlichen ungefiltert zugeführt wird. Ein Hochfrequenzfilter, das beispielsweise durch eine in Reihe geschaltete Drossel 23 und einen parallel geschalteten Kondensator 2k gebildet wird, ist über die Ausgangsklemmen des Brückengleichrichters 22 geschaltet, aber diese Komponenten des Hochfrequenzfilters sind im wesentlichen dafür vorgesehen, die Hochfrequenzzerhackung von der 60 Hz-Leitung zu trennen. Es kann vorteilhaft sein, ferner einen zweiten parallelen Filterkondensator vorzusehen, der zwischen die Eingangsleitungen geschaltet ist. Ferner sind andere Abwandlungen möglich, die von dem Ausmaß der erforderlichen Leistungsfilterung abhängen. In der Zerhackerschaltung sind ein Leistungstransistor 25 und eine Freilauf- bzw. Auslauf-Leistungsdiode 26 der Wechselstrom-Versorgungsklemmen 27 und 28 der bei 120 Hz pulsierenden Hochspannung in Reihe gesehaltet, und eine Freilauf- bzw. Auslauf drossel 2.9 ist mit der Quecksilberlampe 30 in Reihe über die Auslaufdiode 26 geschaltet. Ein geeigneter Laststromsensor Jl, wie beispiels-

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weise ein kleiner Stromtransformator oder ein Abtastwiderstand, ist mit der Lampe JO in Reihe geschaltet und liefert kontinuierlich ein Eingangssignal an die Steuerschaltung, das ein Maß für die Größe des augenblicklichen Lampenstromes ist. Im Betrieb wird der Leistungstransistor 251 in der gleichen Weise wie bei einer Zeitverhältnis-Steuerschaltung, mit einer hochfrequenten Schaltrate ein- und ausgeschaltet. Während der leitenden Intervalle des Transistors 25 wird der Last 30 Leistung über die Auslaufdrossel 29 zugeführt, und während der nicht-leitenden Intervalle des Transistors 25 wird die Freilauf- bzw. Auslaufdiode 26 in Durchlaßrichtung vorgespannt und bildet einen Pfad für den Laststrom, wenn sich die in der Drossel 29 gespeicherte Energie entlädt. Die Schaltungsanordnung wird vorzugsweise in dem Frequenzbereich von einigen 10 KHz betrieben, bei dem vorliegenden Anwendungsfall in dem Bereich von etwa 10 bis ko IiHz. Bezüglich dieses Aufbaues der Leistungsschaltung sei darauf hingewiesen, daß von Natur aus eine kleine hochfrequente Welligkeit im Laststrom besteht.

Die Auslaufdiode 26 und der Leistungstransistor 25 sind vorzugsweise angepaßte Vorrichtungen, um zusätzliche Leistungskomponenten in dem Auslaufpfad zu eliminieren. In jeder Hochfrequenzschwingung, wenn der Leistungstransistor leitend gemacht ist, sperrt die Auslaufdiode nicht sofort aufgrund der gespeicherten Ladungen und des höheren als normalen Stromflusses im Leistungstransistor. Der während dieses transienten Überganges erzeugte Spitzenstrom wird begrenzt durch Verwendung einer Auslaufdiode mit kurzer Freiwerdezeit und durch Herstellung einer angemessen engen Anpassung der Einschaltzeit des Transistors 25 an die Freiwerdezeit der Auslaufdiode. Anstelle einer "Schnapp-"Diode (snap off diode) wird eine Diode mit gesteuerter Freiwerdezeit verwendet, um die Entwicklung großer transienter Spannungen über der Diode zu verhindern und um die Erzeugung

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von Hochfrequenzst-örungen zu verhindern.

Die Steuerschaltung erzeugt ein Referenzsignal, das grundsätzlich mit der angelegten Leitungsspannung in Phase ist und eine vorbestimmte Wellenform und Größe aufweist, um einen großen Leistungsfaktor zu erzielen und der Last eine gewählte Leistungsgröße zuzuführen. Wie bereits ausgeführt wurde, ermittelt in dieser Leistungsschaltung das Referenzsignal die Laststromform und somit die Leitungsstromform und die Eingangsleistung für eine gegebene Lampe. Die Wellenform des Referenzsignals kann auch gewählt werden, um zusätzliche wünschenswerte Merkmale zu erreichen, wie beispielsweise gute Regelbarkeit /ώα geeigneTi Laststromformen, um den Bereich der Lastbetriebsbedingungen zu erfüllen. Demzufolge hängt die genaue, ausgewählte Form des Referenzsignales von der Zusammenstellung der Merkmale ab, die erforderlich sind oder den besten Kompromiß darstellen, was von den jeweiligen Umständen abhängt. Um das Erfordernis für spezielle signalerzeugende Mittel zu eliminieren, wie beispielsweise Niederfrequenz-Oszillatoren, wird das Steuersignal direkt von den Wechselstrom-Eingangsleitungen abgeleitet und dann geformt entsprechend einer gewählten Steuerfunktion, um die gewünschte Referenzsignal-Wellenform zu erhalten. Das Referenzsignal ist dann ebenfalls in Phase mit der Leitungsspannung. Zu diesem Zweck ist ein Abwärtstransformator 32 über die Eingangsleitungen geschaltet und speist für diese Leistungsschaltung einen Dioden-Brückengleichrichter 33 t so daß die Eingangsgröße in einen Steuerfunktionsgenerator Jk eine lückenlos gleichgerichtete Gleichspannung ist. Allgemein ist die Steuerfunktion wie vorstehend beschrieben ausgewählt und kann einen konstanten Gewinn oder einen elektronisch variablen Gewinn haben oder eine quadrierende oder radizierende Schaltung usw. sein, was von der Lastart und der gewünschten Steuerung abhängt. Ferner sind in Figur 2 eng benachbarte

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Steuerbandgrenzen gezeigt, die zu dem Referenzsignal gehören und die auf wirksame Weise die Grenzen der Abweichung des Lampenstromes bestimmen, wie er durch die gesteuerte Schaltwirkung des Leistungstransistors 25 geformt wird. Das Steuerband wird auf wirksame Weise um das Bezugssignal herum angeordnet, oder es kann sich vollständig auf einer Seite des Bezugssignals oder in einem kleinen Abstand davon befinden. In jedem Pail sind die Steuerbandgrenzen eng an dem Referenzsignal oder fallen mit diesem zusammen und stimmen mit dessen Wellenform überein. Auch wenn andere Schaltungsanordnungen verwendet werden können, um die Steuerbandgrenzen zu erhalten, ist eine einfache und effektive Verwirklichung durch die Verwendung einer Vergleichsanordnung 35 mit Hysteresis zu erreichen. Die Hysterese-Charakteristik kann durch eine Rückkopplungsverbindung vom Ausgang der Vergleichseinrichtung zu dessen positiven Eingang erhalten werden, wie es noch in Verbindung mit Figur 7 beschrieben wird. Das Referenzsignal wird dem positiven Eingang der Vergleichseinrichtung 35 zugeführt, während die negative Eingangsgrösse ein Sensorsignal ist, das ein Maß für den augenblicklichen Lampenstrom ist und das durch den Stromsensor 31 erzeugt wird.

Die Ausgangsgröße aus der Vergleichseinrichtung 35 wird durch einen Verstärker 36 verstärkt und stellt ein Basistreibersignal zum Leistungstransistor 25 dar, um diesen in seine Sättigung zu treiben und ihn leitend zu machen. Unter der Annahme, daß der Lampenstrom in dem Auslaufpfad fließt und abnimmt und daß von der Vergleichseinrichtung 35 eine kleine Ausgangsgröße abgegeben wird, so daß der Leistungstransistor 25 abgeschaltet ist, so nimmt der Lampenstrom weiterhin ab, bis das Stromsensorsignal am negativen Eingang der Vergleichseinrichtung gleich und im Begriffe ist, unter die Bezugssignal-Steuerbandgrenze am positiven Eingang der Vergleichseinrichtung (d.h. Refe-

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renzsignal minus Hysteresis) abzufallen. Nun wird eine Ausgangsgröße der Vergleichseinrichtung erzeugt, die den Leistungstransistor 25 einschaltet und eine Zunahme des Lampenstromes bewirkt, da Strom von der Einspeisung gezogen wird. Das Referenzsignal schaltet nun auf seine obere Steuerbandgrenze um (Referenzsignal plus Hysterese), und die Ausgangsgröße der Vergleicheinrichtung bleibt hoch und der Leistungstransistor 25 bleibt leitend, bis der Lampenstrom zunimmt und das Stromsensorsignal gleich dem Wert der anderen Referenzsignal-Steuerbandgrenze wird. Die Ausgangsgröße der Vergleichseinrichtung sinkt dann ab, wodurch der Leistungstransistor 25 abgeschaltet und der Wert des Referenzsignales am positiven Eingang der Vergleichseinrichtung auf seine untere Steuerbandgrenze umgeschaltet wird. Der Lampenstrom hat deshalb eine kleine Welligkeit um den Nominalwert, der durch die Hysterese des Referenzsignals bestimmt wird. Die Zerhackungsfrequenz der Schaltungsanordnung ist nicht konstant während jeder Halbwelle d'er gleichgerichteten sinusförmigen Spannung, die der Zerhackerschaltung zugeführt wird. Die Zerhackungsfrequenz wird vorwiegend bestimmt durch den Wert der Auslauf- bzw. Freilaufdrossel 29, die augenblickliche Spannungsdifferenz zwischen der den Zerhacker speisenden, gleichgerichteten sinusförmigen Spannung und der tatsächlichen Spannung, der Speicherzeit des Transistors 25 und durch die Hysterese der Vergleichseinrichtung. Für die in Figur 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist die Zerhackungsfrequenz in der Mitte der Halbwelle beträchtlich größer als an ihren Enden, wo die Speisespannung klein ist. Diese periodisch variable Zerhackungsfre-quenz ist für gewisse Lasten wünschenswert, beispielsweise als ein Faktor bei der Eliminierung akustischer Resonanzprobleme in Quecksilberdampflampen, die unter gewissen konstanten Hochfrequenzzuständen auftreten können.

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Nachdem vorstehend die grundlegenden Prinzipien der Zerhackerschaltung und der Steuerung beschrieben wurden, wird nunmehr in Verbindung mit den Figuren 3 bis 9 das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung be schrieben. Die Leistungsschaltung gemäß Figur 3 ist derjenigen gemäß Figur 1 ähnlich und für Quecksilberlampen in dem Bereich von 75 bis 1000 W geeignet und ferner, ohne Modifikation, auch für andere Gasentladungslampen, die mit einer ungefilterten, vollständig gleichgerichteten Spannung von 120 Hz (oder 100 Hz) arbeiten, die in den Talbereichen zyklisch auf Null abfällt. Die bevorzugte Schaltungsanordnung wird in bezug auf eine Vorschaltanordnung für eine Quecksilberdampflampe von 250 W beschrieben, die typische Werte der Spannungen, Ströme oder anderer Parameter liefert, um das Ausführungsbeispiel deutlich zu beschreiben. Bei geeigneter Abwandlung kann die Vorsehaltanordnung auch noch mit anderen unterschiedlichen Typen von Gasentladungslampen verwendet werden, die eine Einspeisung von Lampenstrom in den Tälern erfordern, um eine ausreichende Lampenionisation beizubehalten, bis die 120 Hz-Welle auf einen brauchbaren Wert ansteigt. Innerhalb der gegebenen Lehren kann die Zerhackervorschaltanordnung in Wechselstromversionen ohne einen Vollweggleichrichter aufgebaut werden, imu-dem ein Paar antiparalleler Leistungsschalter und Auslaufvorrichtungen verwendet werden, um für eine Leitfähigkeit in zwei Richtungen zu sorgen. Dies ist in der vorstehend bereits erwähnten, gleichzeitig eingereichten deutschen Patentanmeldung

der Anmelderin P (Anmelderzeichen 2971-RD-6119)

ausführlicher beschrieben, worauf hiermit Bezug genommen wird. Anstelle des Leistungstransistors kann ein torabschaltbarer Thyristor verwendet werden, die beide generisch als gesteuerte Halbleiterschalter mit einer einzigen Elektrode zum Ein- und Ausschalten beschrieben werden. Die Leistungsschaltung wird vorzugsweise durch Leistungsmoduln

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hergestellt, während die Steuerschaltung unter Vervrendung integrierter und mikroelektronischer Techniken gefertigt wird.

In Figur 3 ist eine Hochfrequenzfilterung und ein transienter Spannungsschutz am Eingang zur Zerhackerschaltung vorgesehen und sowohl für die Leistungsschaltung als auch für die Steuerschaltung wirksam. Das eingangsseitige Hochfrequenzfilter dient hauptsächlich zur Begrenzung der Größe der Hochfrequenzstörung, die über der Leitung aufgrund des Betriebes des Zerhackers auftritt. Das FiI- ' ter umfaßt einen zweiten parallelen Kondensator 2^' und eine.:., in Reihe geschaltete Filterdrossel 23 > die nun einen kleinen Parallelwiderstand 40 aufweist, um ein Schwingen in der Filterschaltung aufgrund transienter Erregung zu verhindern. Die Filterinduktivität sorgt auch für eine ausreichende Reihenimpedanz, um für eine effektive transiente Leitungsspannungsunterdrückung für alle Leistungs- und Steuerschaltungskomponentai mittels eines einzelnen polykristallinen Varistors ^l zu gestatten, der zwischen die Eingangsklemmen des Diodenbrückengleichrichters 22 geschaltet ist. Die Eingangsspannung für die Steuerschaltung 22 wird zwischen diesen zwei gleichen Leitungen abgenommen. Beispielsweise kann der Varistor 4l ein unter dem Handels namen GE-MOV Varistor der Type V275LA2O sein. Das Hochfrequenzfilter enthält ferner den parallelen Kondensator 2k (der nun mit einem parallelen Belastungswiderstand kj versehen ist), um einen Zirkulationspfad für die hochfrequenten Stromkomponenten der Transistor-Zerhackerschaltung zu bilden. Somit ist die den Zerhacker speisende Spannung eine praktisch voll gleichgerichtete Leitungsspannung von 60 Hz.

Der Leistungstransistor 25 ist beispielsweise ein Transistor der Type 2SC1172A der Firma Toshiba, und eine geeig-

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nete angepaßte Auslauf- bzw. Freilaufdiode 26 ist eine Leistungsdiode der Type MR856, die von der Firma Motorola, Inc. gefertigt wird. Der Stromsensor ist ein kleiner Abtastwiderstand 31'i wie beispielsweise ein Widerstand von einem halben Ohm, der mit der Auslaufdrossel 29 und der Quecksilberlampe 3° in Reihe geschaltet ist. Die Auslaufdiode 26 ist allen diesen Elementen parallel geschaltet. Die Spannung über dem Abtastwiderstand 31' wird der Steuerschaltung 42 zugeführt und ist ein Maß für den augenblicklichen Lampenstrom. Dies ist in der vorliegenden Schaltungsanordnung eine negativ werdende Signalspannung. Die von der Leitung abgeleitete Eingangsspannung liefert Leistung an die Steuerschaltung 42 und sorgt auch für ein Steuersignal, das durch die gewählte Steuerfunktion modifiziert wird, um das Referenzsignal zu ergeben. Die Steuerschaltung 42 enthält ferner eine Doppelbasis-Treiberschaltung für den Leistungstransistor 25, die in der Lage ist, den Leistungstransistor einzuschalten, eingeschaltet zu halten sicher abzuschalten und abgeschaltet zu halten. Der Basistreiberstrom und die von der Steuerschaltung 42 gelieferte Spannung liefern die richtigen Bedingungen für den Zerhackerbetrieb mit einer vollständig gleichgerichteten Speisespannung. Wie noch näher ausgeführt werden wird, ist der Basissbrom dem Kollektorstrom im Leistungstransistor proprotional, und Elektrolytkondensatoren sind in der Basistreiberschaltung nicht erforderlich, genau so wenig wie in dem Steuerfunktionsgenerator und der Vergleichsschaltung.

Bezug nehmend auf die in Figur 4 gezeigten Wellenformen sei darauf hingewiesen, daß sich die Leitungsspannung unter normalen Bedingungen ändert. Das Referenzsignal e _ ist ein lückenlos gleichgerichtetes, abgeflachtes sinusförmiges Signal und die Steuerfunktion sorgt zusätzlich für eine elektro·

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nisch variable Gewinncharakteristik, so daß der Lampen-Strom trotz der Lei-H:ungsspannungsänderungen etwa konstand bleibt. Dies liefert eine gute Lamp ens tromreg elung für einen angemessenen Bereich der Leistungsspannungsänderungen. Eine Quecksilberlampe ist eine nicht-lineare Last mit einer negativen Widerstandscharakteristik bei kleinen Frequenzen und hat ferner gewisse- Charakteristiken einer Gegen-EMK-Last. Es besteht ein gewisser Lampenstrom am Anfang jedes Zyklus vor der Zündung und am Ende von jedem Zyklus, wenn die Leitungsspannung klein ist. Um das Konzept der Gegen-EMK-Last noch näher zu erläutern, sei angenommen, daß die Last dxirch eine Batterie geladen wird.Dann ist auf einfache Weise ersichtlich, daß der Batterie nur in splchen Abschnitten des Zyklus bzw. der Schwingung Leistung zugeführt wird, wenn die augenblickliche angelegte Spannung größer als die Batteriespannung ist. Beispielsweise wird bei einer Batterie von 100 V und einer lückenlos gleichgerichteten sinusförmigen Spitzenspannung von 400 V keine Leistung an die Batterie geliefert am Beginn und am Ende der Schwingung, wenn die Augenblicksspannung kleiner als 100 V ist. Die Lampenspannung zwischen den Klemmen üblicher Quecksilberdampflampen beträgt üblicherweise etwa 130 V. Ferner leuchtet ein, daß eine Impedanztransformation aufgrund des Betriebes der Zerhackerkreise vorliegt, so daß der'Lampenstrom und der Leitungsstrom nicht notwendigerweise die gleiche Wellenform oder Amplitude besitzen. Aus dem vorstehenden Beispiel ist ersichtlich, daß eine Spannungstransformation vorliegt, und in ähnlicher Weise ist auch eine Stromtransformation gegeben. Aufgrund der vorstehenden Analyse besteht ein gewisser Lampenstrom am Beginn und am Ende von jeder Halbschwingung, wenn die Speisespannung klein ist, und in dem Zwischenabschnitt von jedem Zyklus ist der Lampenstrom gezwungen, dem abgeflachten, sinusförmigen Referenzsignal zu folgen. Der geformte Leitungsstrom zieht einen erhöhten Strom aufgrund der Zündung der

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Lampe nahe dem Beginn der Halbschwingung, er kann aber als etwa konstant beschrieben werden im mittleren Abschnitt von jeder Halbwelle, wobei er am Ende des Zyklus in den Talbereichen der gleichgerichteten Versorgungsspannung abfällt. Diese Leitungsstromwelle ist in Phase mit der Lei^ungsspannung und liefert einen hohen Leistungsfaktor, der bequem über 90 liegt, mit einer guten Regelbarkeit des Lampenstromes und der Eingangsleistung.

Das abgeflachte und geregelte sinusförmige Referenzsignal ist tatsächlich negativ werdend, wie es in Figur 5 gezeigt ist. Der Lampenstrom hat eine hochfrequente Welligkeit um einen Nominalwert, und in den Wiederholungen von typischen oszillografischen Wellenformen des in Figur 6 gegebenen Lampenstromes ist die Welligkeit in dem geformten, abgeflachten Sinusförmigen Lampenstrom schematisch im vergröe·*· serten Maßstab dargestellt. Die Wellenform der Lampenspannung besitzt ebenfalls eine hochfrequente Welligkeit und zeigt die momentan höhere Spannung, die bei Wiederzündung zu Beginn von jeder Halbwelle gezogen wird. In den Tälern der lückenlos gleichgerichteten Versorgungsspannung entionisiert sich das Lampenplasma tatsächlich bis zu einem gewissen Maß, so daß gesagt werden kann, daß die Lampe in jedem Zyklus erneut zündet. Der minimale Lampenstrom in den Tälern erhält eine ausreichende Ionisierung für gute RückzündungsCharakteristiken aufrecht. Für eine Spannungsquelle von 277 bis 208 V bei einer Frequenz von 60 oder 50 Hz steigt die Versorgungsspannung auf einen genügend hohen Wert an nahe des Beginns der Halbwelle, um eine Wiederzündung zu gestatten.

Figur 7 ist ein detailliertes schematisches Schaltbild der Steuerschaltung 42 gemäß der Erfindung. Der Abwärtstransformator 45 wird durch dieauf hohe / ', gefilterte, durch einen Varistor geschützte Leitungsspannung gespeist und weist zwei Paare mit einer Mittelanzapfung versehene Sekun-

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das

darwicklungen auf, von denen / eine eine Leistung niedriger Spannung und hohen Stromes (typischerweise 12 V Spitzenwert, 1 Ampere Spitzenwert) für die Doppelbasistreiberschaltung des Leistungstransistors 25 liefert,während das andere Paar der Sekundärwicklungen mit Mittelanzapfung eine Leistung mit hoher Spannung und kleinem Strom (typischerweise 50 V Spitzenwert, 30 Milliampere Spitzenwert) für die Logikabschnitte der Steuerschaltung liefert. Ein geeigneter Transformatoraufbau, der eine kleine Kapazität zwischen der Primärwicklung und jeder Sekundärwicklung liefert, ist in Figur 8 gezeigt. Der Spulenkern k? ist auf dem Mittelschenkel des Magnetkerns ^liS angeordnet. Der Spulenkern k7 weist eine Struktur mit zahlreichen Winden auf, die eine Reihe axial beabstandeter Abteilungen für das Wickeln getrennter Transformatorwicklungen in der axialen Folge von Sl, S3, P, Sk und S2 bildet. Die Sekundärwicklungsbezeichnungen entsprechen denjenigen in Figur 7· Dieser eine kleine Kapazität ausbildende "scheibengewickelte¹¹ Aufbau ist wirksam, um die Kopplung von hochfrequenten Stromkomponenten zwischen den Sekundärwicklungen und zwischen den Sekundär- und Primärwicklungen zu verhindern, d.h. er sorgt für eine kleine Hochfrequenz-Kopplung. Die eine Mittelanzapfung aufweisenden Sekundärwicklungen Sl und S2 (siehe Figur 7) sind mit einem ersten Vollweg-Diodenbrückengleichrichter k9 verbunden und erzeugen eine positiv werdende gleichgerichtete sinusförmige Spannung an der einen Ausgangsverbindung und eine negativ werdende gleichgerichtete sinusförmige Spannung an der anderen Ausgangsverbindung 51· Diese negative gleichgerichtete sinusförmige Spannung mit einem typischen Spitzenwert von etwa 50 V wird dem Steuerfunktionsgenerator 3^ zugeführt, der das abgeflachte sinusförmige Referenzsignal mit automatischer Gewinnsteuerung erzeugt.

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Der Steuerfunktionsgenerator 3^ wird von einem Widerstands -Spannungsteiler gebildet, der zwischen den Knotenpunkt 51 und eine Referenz- oder Sammelschiene 52 geschaltet ist, die die Widerstände 53 - 56 umfaßt. Das erzeugte Referenzsignal wird an der Verbindungsstelle der Widerstände 55 und 56 abgenommen und dem positiven Eingang der Vergleichsschaltung 35 zugeführt. Die Abflachung des sinusförmigen Steuersignales wird durch einen kleinen Widerstand 57 und eine kleine Zenerdiode 58 durchgeführt, die zwischen dem Knotenpunkt der Widerstände 5^ und 55 und der Sammelschiene in Reihe geschaltet sind. Ein kleiner Teil des Stromes wird durch diese Schaltungsanordnung abgezweigt. Das sich auf die automatische Gewinnsteuerung beziehende Merkmal wird durch einen Metalloxydtransistor (MOS-Transistor) oder einen Feldeffekt Transistor (FET) mit isolierter Steuerelektrode erhalten, der in Reihe mit einem Potentiometer 60 dem Widerstand parallel geschaltet ist und als ein variabler Widerstand in dem Parallelzweig wirkt. Die Spitzenspannung der sinusförmigen Steuerspannung wird durch ein& Spitzendetektorschaltung abgetastet und bestimmt die Steuerspannung des FET 59. Zu diesem Zweck ist ein Potentiometer 62 mit großem Widerstand zwischen die Verbindungsstelle der Widerstände 53 und 5^ und den gemeinsamen Leiter 52 geschaltet, und die Spannung am Potentiometerschleifer wird über eine Sperrdiode 53 und einen slehr großen Widerstand 6'i dem Spitzendetektor 6l zugeführt, der von einem großen Widerstand und einem Kondensator gebildet wird, die zwischen dem Gatter des FET 59 und dem gemeinsamen Leiter 52 parallel geschaltet sind. In dieser Anordnung verhindert die Diode 63» daß sich der Kondensator schnell entlädt. Im Betrieb ändert der Spitzendetektor 6l die Steuerspannung und demzufolge den Widerstand des FET 59 und deshalb den Wert des parallelen Widerstandspfades in dem Widerstands-Spannungsteiler, so daß die Referenzspannung am Verbindungspunkt der Widerstände 55 und 56 etwa konstant ist

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trotz der Änderungen im Spitzenwert der Spannung aufgrund von Leitungsspannungsänderungen.

Eine zusätzliche wichtige Funktion der Spitzendetektorschal tung 6l zur Steuerung der Torspannung des FET 59 besteht darin, £ür eine verbesserte Anlaufstromform für die Lampe zu sorgen, um die Elektrodenzerstörung während der Lichtbogenbildung auf ein Minimum zu reduzieren. Die Zeitkonstante der RC-Reihenschaltung (vorwiegend Widerstand 6k und der Kondensator) ist relativ lang und hat die Wirkung, die Teilerwirkung für einige Sekunden zu verzögern. Das bedeutet, daß sich der Kondensator an der Steuerelektrode des FET 59 bei Erregung der Vorschaltanordnung langsam auflädt, mit dem Ergebnis, daß der FET-Widerstand am Anfang groß ist, wie der Wert der erzeugten Referenzspannung. Der Lampenanfangsstrom ist deshalb momentan relativ hoch, um die Kathode schnell zu erhitzen und den unerwünschten Betrieb voni>Glühen bis zum Überschlag zu vermeiden. Beispielsweise fällt für eine 250 W Quecksilberlampe der Starterstrom von 5 Ampere Spitzenwert auf die normalen 3 Ampere Spitzenwert in etwa 8 Sekunden ab. Weiterhin ist es möglich, die Schaltungsanordnung mit einer komplizierteren adaptiven Steuerung zu versehen, indem die Spannung an der Steuerelektrode des FET 59 gesteuert wird. Beispielsweise kann, wie in Figur 9, das umgebende Licht durch einen Fototransistor 65 oder einen anderen Foto-Halbleiter abgetastet und dazu verwendet werden, eine adaptive Hilfssteuerschaltung 66 zu betätigen,

die ihrerseits die Spannung an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors und infolge dessen die Größe der Referenzspannung bestimmen kann. Alternativ kann die Ausgangsgröße von der adaptiven Steuerschaltung direkt mit einem Komparatoreingang verbunden werden. Auf diese Weise kann eine Lampe automatisch ein - und ausgeschaltet werden in Abhängigkeit vom Umgebungslicht, oder es können Zeitsteuerungen verwendet werden, um die Betriebsleistung

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über irgendeine gegebene Zeitdauer zu steuern. Darüber hinaus bestehen noch weitere Möglichkeiten. Die adaptive Steuerschaltung 66 kann zur Steuerung der Leistung verwendet werden, die an die Lampe geliefert wird. Dies bedeutet, daß durch Abtastung der Lampenspannung und des gleichen des Lampenstromes, die abgetastete Lampenspannung zur Steuerung der Ausgangsgröße der adaptiven Hilfssteuerschaltung 66 verwendet wird. Das Referenzsignal wird dann modifiziert durch Steuerung der Steuerspannung des FET 591 um die Lampenleistung etwa konstant zu halten.

Der Komparator 35 ist vorzugsweise eine integrierte Schaltungskomponente wie die LM-311 Vorrichtung, die von der National Semiconductor Corp. hergestellt wird. Eine Quelle für eine kleine positive Spannung und eine Quelle für eine kleine negative Spannung erzeugen die entsprechenden Spannungen +V und -V für den Komparator. Diese Leistungsversorgungen werden durch Abkappen der großen positiven und negativen Spannungen an den Ausgängen des Brückengleichrichters k^ erzeugt und vermeiden das Erfordernis für Elektrolytkondensatoren. Zwar steht keine Leistung für den Komparator 35 während der Täler der lückenlos gleichgerichteten 120 Hz-Spannung zur Verfügung, aber zu diesen Zeiten ist auch keine Leistung erforderlich, da während der Talbereiche der Lampenstrom nicht durch den Komparator ermittelt wird. Ein gewisser Lampenstrom wird durch einen nachfolgend erläuterten anderen Mechanismus geliefert. Die für eine positive niedrige Spannung sorgende Leistungsquelle wird von einem Wider stand 67 und einer kleinen Zenerdiode 68 gebildet, die zwischen dem Drückenausgangsanschluß 50 und der Mittelan- " zapfung zwischen den sekundären Transformatorwicklungen Sl und S2 in Reihe geschlatet sind. Von einem Transistor 69 ist der Kollel-ntor-Basisabschnitt über den Widerstand geschaltet, während der Emitter mit den geeigneten Stiften

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■^;m Komparator 35 verbunden ist. Dies wird als ein Serienpass-Trnnsistorregler betrachtet. Wenn die Spannung am Punkt ansteigt, wird Strom durch den Widerstand 67 zur Zener .diode 68 und zum Basis-Emitterübergang des Transistors geleitet. Nachdem die Zenerdiodo die Basisspannung festhält, wirkt die Schaltungsanordnung als ein Serienspannungsregler, wobei die Spannung am Emitter des Transistors 69 etwa +5 V beträgt. Die für eine niedrige negative Spannung sorgende Einspeisung an der anderen Seite des Brückengleichrichters 49 ist ähnlich, wobei entsprechende Komponenten mit der entsprechenden Bezugszahl mit einem Strich versehen sind. Weiterhin sei darauf hingewiesen, daß ein Hochfrequenz-Filterkondensator 70 zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 53 und 5^t und dem gemeinsamen Leiter 52 geschaltet ist, um unerwünschte hochfrequente transiente Übergänge in der Steuerspannung auszufiltern. Um ferner für eine Filterung der Komparator-Leistungseinspeisung zu sorgen, sind kleine Kondensatoren 71 und 71' auf entsprechende Weise zwischen die Schienen +V und -V und den gemeinsamen Leiter 52 geschaltet.

Die Minusklemme des Abtastwiderstandes 31' ist, wie bereits erwähnt wurde, mit dem negativen Eingang des !Comparators gekoppelt, während die Plusklemme zu der Mittelanzapfung zwischen den zwei Sekundärwicklungen Sl und S2 des Transformators ^5 in Bezug gesetzt ist, die der gemeinsame Punkt ist. Um schnelle Schaltübergänge zu eliminieren, die eine falsche Identifizierung eines Lampenspitzenstromes ergeben konnten, ist ein RC-Filter aus einem Widerstand 72 und einem Kondensator 73 dem Abtastwiderstand parallel geschaltet. Der positive Eingang ist über einen Widerstand lh mit dem Verbindungspunkt der Widerstände und 56 verbunden, wo das abgeflachte sinusförmige Referenzsignal erzeugt wird. Um für eine Komparator-Hy&teresecharakteristik zu sorgen, ist ein relativ großer Widerstand 75 in einen Rückkopplungspfad zwischen dem Ausgang

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und dem positiven Eingang des !Comparators geschaltet tind wirkt mit dem Widerstand 74 als ein Spannungsteiler. Die Größe der Rückkopplungsspannung oder des Rückkopplungsstromes an dem positiven Eingang hat zwei Werte, was davon abhängt, ob die Komparatorausgangsgröße hoch oder niedrig ist. Die resultierende Ausgangsspannung am positiven Eingang wird somit durch den Augenblickswert des negativ werdenden abgeflachten sinusförmigen Referenzsignals und durch die Größe der Rückkopplungsspannung ermittelt. Aufgrund des normalen Betriebes der Zerhackerschaltung, der vorstehend beschriebenwurde, wird das sich ändernde Stromsensorsignal in der Logikschaltung am negativen Eingang des !Comparators abwechselnd verglichen mit den zwei Steuerbandgrenzen des Referenzsignals. Hierauf wird später noch Bezug genommen.

Die Ausgangsgröße des !Comparators 35 > die typischerweise eine kleine Ausgangsgröße von -5 V und eine große Ausgangsgröße von +5 V hat, steht mit einem Ausgangstransistor 76 in Verbindung, der die Zwischenstelle (interphase) zwischen der Logikschaltung und der Leistungstransistor-Trciberschaltung bildet. Genauer gesagt, ist der Komparatorausgang mit der Verbindungsstelle der zwei Widerstände 77 und 78 verbunden, die zwischen die Basis und einen Emitterwiderstand 93 für den Transistor 76 geschaltet sind, wobei der Widerstand 93 ferner mit

der -V, -Sammelleitung verbunden ist. Beim Auftreten de

einer hohen Komparatorausgangsgröße wird dem Transistor Strom zugeführt, wodurch dieser leitend gemacht wird. Der daraus resultierende Effekt besteht, wie bereits ausgeführt wurde, darin, daß der Leistungstransistor 25 ausgeschaltet wird.

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Eine eine relativ kleine Spannung und einen großen Strom aufweisende lückenlos gleichgerichtete Spannung von 120 Hz wird der Leistungstransistor-Treiberschaltung durch einen zweiten Diodenbrückengleichrichter 80 zugeführt, der durch das zweite Paar von Sekundärwicklungen S3 und S¹I des Transformators k5 gespeist wird. Ein Paar relativ kleiner Energiespeicherungskondensatoren 8l und 82 sind auf entsprechende .Weise zwischen die Mittelanzapfung der Sekundärwicklungen S3 und Sk und die positiven und negativen Gl ei chsp annungslcl emraen 83 und 84 der Gleichrichterbrücke 80 gekoppelt. In jeder Halbwelle speichern diese Kondensatoren Energie, die in den Talbereichen der gleichgerichteten 12o Hz-Welle für eine Entladung zur Verfügung steht, wodurch eine Quelle für einen Basisstrom für den Leistungstransistor 25 in den Talbereichen gebildet wird, wenn die Steuerlogik nicht arbeitet. Diese Kondensatoren bilden auch eine kleine Impedanz aufweisende Quelle, so daß schnell ansteigende Stromwellen entwickelt werden können, um den Leistungstransistor 25 richtig zu treiben. Die Basistreiberschaltung des Leistungstransistors ist in wechselweise arbeitende positive und negative Basistreiberschaltungen 85 und 86 unterteilt, die dazu dienen, den Leistungstransistor 25 einzuschalten, eingeschaltet zu halten, sicher auszuschalten und ausgeschaltet zu halten. Die Größe bzw. Amplitude des positiven Basisstromes variiert als eine zerhackte Sinushalbwelle, da nur eine Hochfrequenzfilterung durch die Kondensatoren 8l und geliefert wird, und deshalb der Kollektorstrom im Leistungstransistor 25 dem Basisstrom im Transistor 25 proportional ist. Somit wird der Basisspitzenstrom (1 Ampere) nur geliefert, wenn er absoltit erforderlich ist am Punkt des höchsten Kollektorstromes, während zu ,allen anderen Zeiten der Basisstrom vermindert ist, wodurch ein großer Wirkungsgrad erhalten wird. In der positiven Basistreiberschaltung 85 sind die Kollektoren von einem Transistorpaar

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in einem Darlington-Verstärker 87 über ein Paar paralleler Widerstände 88 mit der positiven Drückenaus gangs klemme 83 verbunden, während der Emitter des Darlington-Verstärkörs mit der Basiselektrode 89 des Leistungstransistors gekoppelt ist. Die Basis des ersten Transistors ist über einen Vorspannwiderstand 90 mit der Klemme 83 gekoppelt mit dem Ergebnis, daß der Darlington-Verstärker 87 normalerweise leitend ist und Basisstrom an die Basiselektrode 89 liefert. Die "negative Basistreiberschaltung enthält einen zweiten Darlington-Verstärker 91» der von einem Paar entgegengesetzter Transistoren gebildet ist, deren Emitter und Kollektoren auf entsprechende Weise miteinander verbunden und mit der Basiselektrode 89 gekoppelt sind. Der Emitter des Darlington-Verstärkers 91 ist über einen Widerstand 92 mit der negativen Brückenspeiseklemme Sk gekoppelt, und die Basis des Darlington-Verstärkers ist direkt mit dem Kollektor des Transistors 76 und ferner direkt mit der Basis des anderen Dai'lington-Verstärkers 87 verbunden. Mit dieser Anordnung schaltet eine positive Ausgangsgröße von Komparator 35 den Transistor 76 ein, der seinerseits wirksam ist. urn den Darlington-Verstärker' 87 in der positiven Basistreiberschaltung auszuschalten, während gleichzeitig der Darlington-Verstärker 91 der negativen Basistreiberschaltung leitend gemacht wird. Eine Erregung der negativen Basistreiberschaltung 86 macht selbstverständlich den Loisttmgstransistor 25 nicht leitend. Bei Zufuhr des negativen Baas treibers tromee zur Basiselektrode wird die gespeicherte Ladung in der Basis des Leistungstransistors 25 abgezogen und dieser wird ausgeschaltet. Während des Restes der Ausschaltzeit bleibt der Transistor 76 leitend, da Strom durch den Widerstand fließt und die kleine negative Spannung an dem Knotenpunkt vom Widerstand 90 und dem Kollektor des Transistors 76, mit dem die Basis des Darlington-Verstärkers 91 verbunden ist, wirksam ist, die Leitfähigkeit des Darlington-

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Verstärkers 91 aufrechtzuerhalten und eine negative Vorspannung an die Basiselektrode 89 anzulegen, die den Lei-stungstransistor 25 sicher ausgeschaltet hält. Mit dieser Anordnung sind die Klemmdioden zwischen der Basis und dem Emitter des Leistungstransistors 25 nicht erforderlich, da die Basiselektrode 89 über den Transistor 76 und den Widerstand 93 wirksam an die -V -

Einspeisimg geklemmt ist. In den Talbereichen der pulsierenden eingerichteten Spannung von 120 Hz entlädt sich der Energiespeicherungskondensator 8l, um für einen kleinen Strom durch die Widerstände. 88 und 90 und den Darlington-Verstärker 87 zu sorgen, um die Leitfähigkeit des Leistungstransistors 25 in den Talbereichen aufrechtzuerhalten. Der Wert des Hochfrequenz-Filterkondensators 2^li in der in Figur 3 gezeigten Leistungsschaltung ist genügend groß (beispielsweise 3 /*F für die hier beschriebene Schaltungsanordnung), um einen gewissen Lampenstrom in den Tälern der erregenden Netzspannung beizubehalten, ein Zustand, der für gute ¥iederzündungscharakteristiken wünschenswert ist.

Die Arbeitsweise der Quecksilberlampen-Zerhackervorschaltanordnung wird nur kurz anhand der Figuren 3 bis 7 beschrieben. Da nur eine Hochfrequenzfilterung der Leitungsspannung in der Leistungsschaltung vorgesehen ist, ist die der Transistor-Zerhackerschaltung zugeführte Spannung im wesentlichen eine pulsierende, lückenlos gleichgerichtete Sinusspannung mit einer Frequenz von 120 Hz bzw. doppelter Netzfrequenz. Die Lei tungsspannung wird mittels des Abwärtstransformators 45 auch der Steuerschaltung k2 zugeführt. In der Steuerschaltung (siehe Figur 7) wird die negative lückenlos gleichgerichtete, relativ hohe Spannung am Ausgangsanschluß 51 des ürückengleichrichters 49 als eine Steuerspannung für den Steuerfunktionsgenerator Jk verwendet. In dieser Unterschaltung hat ein

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Spannungsteiler, der durch Widerstände 53-56 gebildet wird, eine variable Widerstandskomponente, die durch den FET 59 gebildet wird, dessen Zweig in Reihe mit dem variablen Widerstand 6θ dem Widerstand 56 parallel geschaltet ist. Das sich auf eine automatische Gewinnst euertmg beziehende Merkmal wird erhalten, da die Steuerspannung, die durch den Spitzenwert-Detektor 6l bestimmt wird, dem Spitzenwert der gleichgerichteten Steuerspannung proportional ist. Wenn die Größe dieser Spannung beispielsweise abfällt, hat der Feldeffekttransistor 59 die Neigung abzuschalten und vergrößert den variablen Widerstand in dem Spannungsteiler, so daß das Referenzsignal, das an dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen 55 und 56 abgenommen wird, selbst bei Änderungen der Leitungsspannung etwa konstant bleibt. Die sinusförmige Steuerspannung wird ferner etwas abgeflacht durch eine kleine Stromsenke durch den Widerstand 57 und die Zenerdiode 58· Das geregelte, abgeflachte sinusförmige Referenzsignal, das dem positiven Eingang des !Comparators 35 zugeführt wird, hat eine gute Lampenstromregelbarkeit und eine leichte Verminderung des Spitzenstromes zur Folge, die der Leistungstransistor 25 leitet (im Vergleich zu dem Fall eines nicht-abgeflachten Sinusstromes).

Bei Erregung des Vorschaltkreises leitet die positive Basistrexberschaltung 85 automatisch und liefert Basisstrom an den Leistungstransistor 25·. wodurch die Leitungsspannung an die Lampe angelegt wird. Für eine Leitung von 208 bis 277 V ist die Spitzenspannung ausreichend, um eine Quecksilberlampe zu starten. Der startende Lampenstrom ist momentan relativ hoch, da das Referenzsignal anfangs groß ist aufgrund der langen IiC-Zeitkonstante des Widerstandes 6^lt und des Widerstandes und dem Kondensator in der Spitzendetektorschaltung 6l. Der große Starterstrom erhitzt schnell die Kathode der Lampe, um den unerwünschten Betrieb zwischen Glühen und Lichtbogen zu vermeiden.

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und der Strom fällt typischerweise von einem Spitzenwert von 5 Ampere auf einen normalen Spitzenwert von 3 Ampere in etwa 8 Sekunden ab. Der Aufbau des Lampenstromes wird durch den abtastenden Widerstand 31' abgefühlt und als ein negativ werdendes Sensorsignal dem negativen Eingang des Komparators 35 zugeführt. Das RC-Filter 72, 73 verhindert daß schnelle transiente Schaltübergänge ein falsches Signal für einen Lampenspitzenstrom ergeben. Unter der Annahme, daß die Leitungsspannung hoch genug ist, um eine Zündung der Quecksilberlampen zu bewirken (siehe Figuren k und 6), wird der Lampenstrom anschließend gemäß der abgeflachten, sinusförmigen Referenzspannung geformt bis nahe dem Ende der Halbwelle im Talbereich der pulsierenden Gleichspannung von 120 Hz.Im stationären Zustand ist der Basisstrom des Leistungstransistors 25 zu allen Zeiten proportional zum Kollektorstrom, dessen Einhüllende sich etwa als Sinushalbwelle ändert. Es sei daran erinnert, daß der Komparator 35 eine Hysterese-Charakteristik hat, und daß eine Polaritätsumkehr besteht, da das Referenzsignal negativ wird, während der Lampenstrom positiv ist. Unter der Annahme, daß der Leistungstransistor 25 leitend ist und der Lampenstrom zunimmt, wobei eine kleine Ausgangsgröße vom Komparator 35 vorliegt, nimmt der Lampenstrom zu, bis das Stromsensorsignal gleich der Referenzsignal-Steuerbandgrenze ist, die dem maximalen Strom entspricht (siehe Figur 5)- Die Ausgangsgröße des Komparators 35 wechselt nun zu einer großen Ausgangsgröße und macht den Transistor 76 leitend, der das Zwischenglied (interface) zwischen der Logikschaltung und der Leistungstransistor-Baiistreiberschaltung ist, wodurch die negative Basistreiberschaltung 86 leitend gemacht wird, während gleichzeitig die positive Basistreiberschaltung 85 abgeschaltet wird. Der Leistungstransistor 25 ist nun nicht-leitend und der Lasts.trom zirkuliert nun durch den Pfad, der durch die in Durchlaß-

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richtung vorgespannte Leistungsdiode 26 gebildet ist, und beginnt abzufallen. In der Zwischenzeit hat sich die Größe der Rückkopplungsspannung vom Ausgang des Komparators 35 zum positiven Eingang geändert, wodurch die Vergleichsbasis auf die- andere Referenzsignal« Steuerbandgrenze umgeschaltet wird, die dem minimalen Stromwert entspricht. Wie bereits ausgeführt wurde, schaltet der Transistor 25 vor dem Ende der Hochfrequenzschwingung ab und wird in dem nicht-leitenden Zustand durch die Tatsache gehalten, daß der Transistor und der Darlington-Verstärker 91 leitend bleiben, um an die Basiselektrode 89 des Leistungstransistors 25 ein negatives Potential anzulegen. Wenn das abfallende Stromsensorsignal gleich der anderen Steuerbandgrenze wird, sinkt die Ausgangsgröße des Komparators 35t wodurch der Interface-Transistor 76 und die negative Basistreiberschaltung 86 abgeschaltet werden, während die positive Basistreiberschaltung 85 leitend gemacht wird.

Vorwiegend weil die Geschwindigkeit des Anstieges des Laststromes variabel ist, da sie hauptsächlich durch die Differenz zwischen der augenblicklichen sinusförmigen Speisespannung (etwa 4t00 V Spitzenwert) und der Lampenspannung (etwa 130 V konstant außer für den schnellen Anstieg und Abfall bei Zündung) bestimmt ist, variiert die Schaltfrequenz des Leistungstransistors 25 automatisch von etwa 10 KHz bis 30 KHz und zurück auf 10 KHz über eine vollständige Halbwelle. In einer Quecksilberlampen-Vorschaltanordnung unterstützt dieser Durchlauf durch den Frequenzbereich, der automatisch auftritt und dem Betrieb der Schaltungsanordnung innewohnt, die Eliminierung akustischer Resonanzprobleme. Wie vorstehend bereits ausgeführt wurde, liefert das andere Paar der mit einer Mittelanzapfung versehenen Sekundärwicklungen S3 und Sk des Transformators k5 über den zweiten Brücken-

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gleichrichter 80 eine relativ kleine lückenlos gleichgerichtete, mit 120 Hz pulsierende eingerichtete Spannung bei hohem Strom (12 V Spitzenwert, 1 Ampere Spitzenwert) an die Transistorbasis-Treiberschaltung. In
den Talbereichen, wenn die Versorgungsspannung der Leistungsschaltung klein wird, arbeitet der Komparator 35 und die zugehörige Steuerlogik nicht, und der eine begrenzte Energie speichernde Kondensator 8l entlädt sich, um Basisstrom über die Widerstände 88 und 90 und den
Darlington-Verstärker 87 zur Basiselektrode 89 des Leistungstransistors 25 zu leiten. ' Diese Aufrechterhaltung des Lampenstromes in den Talbereichen ist für
eine gute Lampenwartung wünschenswert. Die positive und negative Leistungsversorgung bei niedriger Spannung für den Komparator 351 die durch die Serienpaß-Transistorregler mit den Elementen 67-69 und 67'-69' gebildet wird, arbeitet nicht, und somit arbeitet auch der Komparator in den Talbereichen nicht, wenn die vom Brückengleichrichter 49 gelieferte Steuerspannung klein wird. Dies
macht jedoch keinen Unterschied, da die **etzspannung
klein ist und der Leistungstransistor im leitenden Zustand gehalten ist.

Indem der Lampenstrom in eine abgeflachte sinusförmige Wellenform geformt und gedrückt wird, wie sie in Figur gezeigt ist, ist der Leitungsstrom in Phase mit der Leitungsspannung und er wird elektronisch geformt, um einen großen Leistungsfaktor von mehr als 90 % zu erhalten.
Indem die Größe des Referenzsignales gemäß der gewünschten Leistung richtig ausgewählt und eine Steuerfunktion verwendet wird, um einen elektronisch variablen Gewinn zu erhalten, wird der Lampenstrom für eine nominelle .Leitungsspannung von 277 V auf weniger als 1/2 % geregelt für Leitungsspannungsänderungen von plus oder minus 10 %. Die Größe der hochfrequenten Welligkeit in dem Lanvpenstrom (siehe Figur 6) ist vorgewählt und kann variabel

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sein, und für das hier beschriebene Ausführungsbeispiel dor Erfindung ist eine Welligkeit von etwa 0,25 Ampere um den Nominalwert vorgesehen. Der grundlegende Zerhacker kann somit für Quecksilberdampflampen mit unterschiedlichen Leistungen verwendet werden, indem die Widerstände 88 und 92 in der Basistreiberschaltung richtig angepaßt werden, der Wert des Abtastwiderstandes 31' verändert wird und indem die Werte der entsprechenden Widerstände in dem Steuerfunktionsgenerator 3k eingestellt werden, damit sie die Größe des Referenzsignals gemäß der Größe der gespeisten Lampe ändern.

Mit dieser Halbleiter-Vorschaltanordnung wird der Lampenbetrieb bis runter zu 65 % der Leitungsnennspannung aufrechterhalten. Andere vorstehend bereits erwähnte Vorteile bestehen darin, daß die Zerhackungsfrequenz automatisch variabel ist, um die Vermeidung akustischer Resonanzeffekte und die Vermeidung des Lampenflimtnerns zu unterstützen.

Indem ein minimaler Lampenstrom in den Talbereichen des 120 Hz-Lampenstromes aufrechterhalten wird, ist die daraus resultierende Wellenform der Lampenspannung geeigneter für eine Wiederzündung der Lampe in jeder Halbwelle und fördert die längere Lebensdauer der Lampen. Die Maßnahme eines momentan hohen Starterstromes für die Queck-,. silberlampe vermindert die Elektrodenabtragung (Degradation) während der Lichtbogenzündung auf ein Minimum und vermeidet den unerwünschten Betrieb zwischen Glühen und Lichtbogenzündung. Der Betrieb zwischen dem Glühen und dem Sidien eines Lichtbogens legt eine hohe Spannung an die Kathode und zieht einen großen Strom. Die, Zerhacker-Vorschaltanordnung arbeitet über einem Umgebungstempera turbereich von -30⁰C bis + 85 °e. Diesbezüglich und für die mögliche kommerzielle Attraktivität der Vorschaltan-

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Ordnung ist die Tatsache wichtig, daß der Betrieb der Ilochfrequenzanordnung mit minimaler kapazitiver Energiespeicherung erreicht wird, um so Elektrolytkondensatoren und die damit verbundenen Probleme zu vermeiden. Weiterhin arbeitet diese Schaltungsanordnung betriebssicher unter entweder Kurzschluß- oder Leerlaufbedingungen der Lampenlast. Falls ein Kurzschluß in der Lampe auftritt, arbeitet die Schaltungsanordnung von Natur' aus so, daß der Strom im Leistungstransistor 25 innerhalb der Steuergren zen gehalten wird, und bei einem Leerlauf wird die Spannung kontinuierlich an die Lampenklemmen angelegt, so daß die Schaltungsanordnung automatisch wieder startet, wobei angenommen sei, daß die Quecksilberlampe kalt ist oder genügend abgekühlt ist, so daß sie sofort wieder startet.

Zusammenfassend ist die Zerhacker-Vorsehaltanordnung gemäß der Erfindung insbesondere geeignet für den Betrieb von Quecksilberdampflampen an einer kommerziell verfügbaren einphasigen Leitungsspannung von 50 bzw. 60 Hz in einer vorteilhaften Transistor-Gleichetrotnzerhackeranordnung, die das Erfordernis für massige Transformatoren, Drosseln, große Korrektur- und Energiespeicherkondensatoren, unerwünschte Elektrolytkondensatoren und Netsfrequenzfilterung vermeidet. Hebender Grundforderung eines großen Leistungsfaktors und einer guten Regelbarkeit liefert die Schaltungsanordnung eine Wellenform für den Lampenstrom, die für Quecksilber- und andere Gasentladungslampen besonders geeignet ist, die mit einem eine hochfrequente Welligkeit aufweisenden Strom, mit einer guten Starterstrom-Wellenform, einem automatischen Durchlaufen der Zerhackerfrequenz zur Eliminierung akustischer Resonanzprobleme und mit einem minimalen Lampenetrom in den Talbereichen der pulsierenden Erregerspannung für eine verbesserte /Wiederzündung betrieben werden. Die Zerhacker-Vorschal t anordnung gemäß der Erfindung ist ökonomisch, besitzt ein geringes Gewicht und ein kleines Volumen und

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kann mit bekannten Festkörper- bzw. Halbleitervorrichtungen aufgebaut werden.

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Claims

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Ansprüche

1.) Festkörper-Vorschaltanordnung für Gasentladungslampen, gekennzeichnet durch eine Festkörper-Zerhackerschaltung, die durch eine niederfrequente Leitungswechselspannung gespeist ist und ein Hochfrequenzfilter (23i24) und eine gesteuerte Schalteinrichtung (25) und eine Auslauf- bzw. Freilaufvorrichtung (26,29) aufweist, die wechselweise leitend sind zur Zufuhr von Lampenstrom über eine Freilaufdrossel (29) zu einer Gasentladungslampe (30) 1 einen Stromsensor (31)1 der zur Abtastung des augenblicklichen Lampenstromes und zur Erzeugung eines Sensorsignales angeschlossen ist, das ein Maß für den Lampenstrom ist., eine Steuerschaltung (32-3^) niit einer Erzeugervorrichtung (^5) zum Erzeugen einer vorgewählten Referenzsignal-Wellenform zur Ermittlung der Leistungsgröße und zum Formen des Lampenstromes und deshalb des Leitungsstromes, mit einer Vergleichseinrichtung (35) zum Vergleich der Sensor- und Referenzsignale und zum Erzeugen eines Ausgangssignales, und mit einer durch das Ausgangssignal betätigten Vorrichtung (36) zum Zuführen von Ein- und Ausschaltsignalen zur Betätigung der gesteuerten Schaltvorrichtung (25) bei einer variablen hochfrequenten Zerhackungageschwindigkeit und zum Formen des Lampenstromes gemäß dem Referenzsignal,

wobei die Steuerschaltung ferner Mittel zum temporären Formen des Referenzsignals beim Starten aufweist zur Erzielung eines großen Lampenstarterstromes und die Steuer- und Zerhackerschaltungen ferner Mittel umfassen zur Zufuhr eines minimalen Lampenstromes während der Niederspannungsbereiche der Leitungsspannung in jedem Zyklus, wenn die Vergleichseinrichtung (25) nicht wirksam ist zur Formung des Lampenstromes.

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2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erzeugereinrichtung durch Mittel (32,33), die durch die niederfrequente Leitungsspannung gespeist sind zum Ableiten einer Steuerspannung in Phase mit der Leitungsspannung, und einen Steuerfunlctionsgenerator (3k) gebildet ist zum Formen der Steuerspannung gemäß einer vorbestimmten Steuerfunktion, um das Referenzsignal zu erzeugen, wobei der Steuerfunktionsgenerator (3k) ferner Mittel umfaßt zum temporären Formen des Referenzsignals beim Starten, um den großen Lampenstarterstrom zu erhalten.

3· Vorschaltanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum temporären Formen des Referenzsignals beim Starten durch eine RC-Schaltung mit großer Zeitkonstante gebildet ist zum temporären Modifizieren des Betriebe» des Steuerfunktionsgenerators (3*0 .

k. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3> dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtung einen Komparator (35) mit Hysterese aufweist und der Komparator eine Leistungsversorgung mit kleiner Spannung aufweist, die durch die Vorrichtung zum Ableiten einer Steuerspannung geliefert ist, die dem Komparator (35) eine geregelte Spannung zuführt, außer während der Niederspannungsbereiche der Leitungsspannung.

5. Vorschaltanordnung nach einem dder mehreren der Ansprüche 2 bis k, dadurch gekennzeich net, daß die Erzeugereinrichtung durch einen Transformator (45) gebildet ist, der durch die niederfrequente Leitungsspannung zum Ableiten einer Steuerspannung erregt ist.

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6. Vorsehaltanordnung nach einem öder mehreren der Ansprüche 1 bis 5i dadurch gekenn ze i c hn e t, daß zusätzlich eine adaptive Steuerschaltung (66) vorgesehen ist, die mit der Erzeugereinrichtung (32) verbunden ist, zur weiteren Formung des Referenzsignalee gemäß einer gewählten Steuerung.

7· Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch g ekennzei c hn et, daß die Auslauf- bzw. Freilaufeinrichtung eine Freilaufdiode (26) ist.

8. Vorechaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß&ie Erzeugereinrichtung (32) ferner einen Brückengleichrichter (33) aufweist, der durch die niederfrequente Leitungsspannung gespeist ist, zum Ableiten der gleichgerichteten Steuerspannung.

9· Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, dadurch' gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtung eine durch den Transformator gespeiste Niederspannungs-Leistungsversorgungsschaltung aufweist, die die gleichgerichtete Spannung auf einem gewählten niedrigen Spannungswert festhält und der Vergleicheeinrichtung Leistung zuführt, außer während der Niederspannungsbereiche der gleichgerichteten pulsierenden Netzspannung.

10. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, dadurch g e k e nnze i c hn e t, daß die Vorrichtung zur Lieferung von Ein- und Ausschaltsignalen an den gesteuerten Festkörperschalter (25) durch den Transformator gespeist ist und Speicherkondensatoren (dl,82) für eine begrenzte Energie aufweist, die zur Entladung während der

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Niederspannungsbereiche während der Leitungsspanmmg angeschlossen sind, wobei die Hochfrequenz-Filtereinrichtung einen Lampenstrom während der Niederspannungsbereiche der gleichgerichteten pulsierenden Netzspannung liefert.

11. Vorsehaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Festkörper-Zerhackerschaltung einen Vollweggleichrichter und ein Hochfrequenzfilter zur Lieferung einer gleichgerichteten sinusförmigen Netzspannung und ferner einen Leistungstransistor (25) und die Auslauf- bzw. Freilaufvorrichtung (26,29-) umfaßt, f<riie wechselweise leiten und den Lampenstrom über die Freilaufdrossel (29) der Gasentladungslampe (3°) zuführen, und die Steuerschaltung mit der Erzeugereinrichtung einen Transformator (45) mit einem ersten Brückengleichrichter (49) , der durch die niederfrequente Leitungsspannung zum Erzeugen der lückenlos gleichgerichteten sinusförmigen Steuerspannung gespeist ist, einen Steuerfunktionsgenerator zum Formen der Steuerspannung und zum Erzeugen einer Referenzsignal-Wellenform, die zur Ermittlung der Leistunggröße und zur Herbeiführung der Formung des Lampenstromes und deshalb des Leitungestromes ausgewählt ist, um einen großen Leistungsfaktor zu erzielen, wobei die Vergleichseinrichtung eine Hysterese besitzt zum Vergleichen der Sensor- und Referenzsignale und zum Erzeugen eines Ausgangssignales, ferner mit einem zweiten Brückengleichrichter (BO), der mit dem Transformator (45) verbunden ist, zum Ableiten einer lückenlos gleichgerichteten sinusförmigen Basistreiber-Versorgungsspannung, eine positive und negative Basistreiberschaltung (85,86), die mit dem zweiten Brückengleichrichter (80) verbunden ist zur Lieferung abwechselnder Einschalt- und Ausschalteignale an den Leistung«-

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transistor (25) und Mittel aufweist zum Verbinden des Komparatorausgangssignales für eine Einschaltung der negativen Basistreiberschaltung (86) und zur Abschaltung der positiven Basistreiberschaltung (85) derart, daß der Leistungstransistor (25) bei einer variablen hochfrequenten Zerhackerrate betreibbar ist und den Lampenstrom formt., wie es durch die Referenzsignal-Wellenform bestimmt ist.

12. Vo rs ehalt anordnung nach Anspruch. 11. dadurch gekennzeichnet. daß der Komparator eine durch den Transformator gespeiste Niederspannungs-Leistungsversorgung aufweist;—<lie die lückenlos gleichgerichtete Steuerspannung auf einem gewählten kleinen Spannungswert festhält und dem Komparator Leistung zuführt außer während der Täler der gleichgerichteten sinusförmigen Netzspannung.

13» Vorsehaltanordnung nach Anspruch 12, dadurch g e k e η η ζ ei c h η e t, daß die Niederspannung-Leistuttgsversorgung einen Seriennaß-Transistorregler (67 bis 69) aufweist.

lk» Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, dadurch g e k e η η % e i c h η et, daß der SteuerfunktIons generator dui~ch einen Widerstands -Spannungsteiler gebildet ist der einen Zweig mit einem variablen Widerstand aufweist, der durch einen Feldeffekttransistor (59)

mit isolierten Gritter gesteuert ist.

15. Vorsehaltanordnung nach Anspruch 1^, d a d u r c h gokennz eich net. daß ferner ein Steuerspannungs--Spitzendetektor vorgesehen ist zur Ermittltxng der Steuerspanrmng und deshalb dos Widerstandes des Feldeffekttransistors (59) derart, daß eine automatische Gewinnsteuer·-!!=.^· des Referenzsignales zur Regelung des Lamoeiistromes gebildet ist, wobei der Spitzendetektor eine große Zeitkonstante besitzt, wodurch

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die Vorrichtung zum temporären Formen des Referenzsignales bei Starten für einen großen Lampenstarterstrom gebildet ist.

16. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die positive Basistreiberschaltung (85) mit dem zweiten Brückengleichrichter (80) verbunden ist, so daß dieser bei Fehlen des Komparatorausgangssxgnales normalerweise leitend ist.

17. Vorsehaltanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhackerschaltung ein Eingangsklemmenpaar aufweist und das Hochfrequenzfilter einen Parallelkondensator und eine Reiheninduktivität umfaßt, die zwischen die Eingangs klemmen und den Vollweg-Gleichrichter geschaltet ist, und ein polykristalliner Varistor zwischen die Eingangsklemmen des Vollweg^-Gleichrichters geschaltet ist, wobei der Transformator gleichfalls mit einer Primärwicklung zwischen die Eingangsklemmen des Vollweg-Gleichrichters geschaltet ist, so daß für eine Filterung und einen Schutz sowohl der Steuerschaltung als auch der Zerhackerschaltung gesorgt ist.

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