DE2451016A1

DE2451016A1 - Anpassungsfaehige hybride schaltung

Info

Publication number: DE2451016A1
Application number: DE19742451016
Authority: DE
Inventors: Charles Mcdonald Puckette
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1973-10-29
Filing date: 1974-10-26
Publication date: 1975-04-30
Also published as: GB1492045A; NL7414049A; IT1025247B; CA1006280A; BR7409057D0; SE7413558L; FR2249508A1; JPS5080743A

Description

Dr. Horst Schüfe

Patentanwalt
6 Frankfurt/Main 1

Niddastr. 52

23. Oktober 19 WK/kr.

29O4-RD-66O1

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road
Schenectady, N.Y./U.S.A.

Anpassungsfähige hybride Schaltung.

Die Erfindung betrifft pinp anpassungsfähige hybride Schaltung zur Herstellung einer Schnittstelle zwischen einem 4-Draht-Kommunikations-Kanal (Datenübertragungskanal) mit pinem 2-Draht-Kommunikat ions-Kanal.

Verschiedene Arten von Kommunikationssystpmpn verwenden Kombinationen von Lpitungszügen mit 4 Drähten und 2 Drähten. Ein typisches Beispiel hierfür ist ein Telefon-Kommunikationssystem, bei dem die Telefon-Fernleitung allgemein als Voll-Duplex-Kanal bezeichnet wird und eine solche Leitung des 4-Draht-Typs ist. Dabei werden zwei Drähte zur Übertragung des Fernsignals oder Ferngesprächs in einer Richtung und die beidpn anderen Drähte zur Übertragung des Signals in der entgegengesetzten Richtung verwendet. Daher besteht der Voll-Duplex-Kanal aus vier Drähten. Andererseits besitzt ein Halb-Duplex-Kanal zwei Drähte zur Übertragung der Sig-

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nale in beiden Richtungen auf den Orts-Telefonleitungen. Ein anderes Beispiel für einen Voll-Duplex-Kanal ist ein Rundfunkgerät, das auf getrennten Frequenzen sendet und empfängt.

Für solche Kommunikationssysteme gemäß der vorstehenden Erläuterung ist als Bestandteil eine Schnittstelle zwischen dem Voll-Duplex-Kanal und dem HaIb-Duplex-Kanal erforderlich, um eine Umsetzung des 4-Draht-Kanals auf den 2-Draht-Kanal im Empfangsbetrieb und umgekehrt im Sendebetrieb zu erhalten. Der Zweck dieser Schnittstelle oder dieses Umsetzers von einem 4-Draht-System auf ein 2-Draht-System ist die Schaffung einer Trennung (Isolation) zwischen den Eingängen für den Voll-Duplex-Kanal für Empfang bzw. Senden. Dabei sollen die am Voll-Duplex-Kanal empfangenen Signale ungedämpft vom Voll-Duplex-Kanal zum Halb-Duplex-Kanal durchlaufen können. In ähnlicher Weise sollen die aus dem Halb-Duplex-Kanal empfangenen Signale ungedämpft zum Voll-Duplex-Sendekanal durchlaufen können. Die Trennung ist notwendig, um eine Schwingungserregung auf der 4-Draht-Leitung zu vermeiden, da Signale durch die Verstärker eines Voll-Duplex-Kanals auf einen Pegel verstärkt werden können, bei dem die Schleifenverstärkung (Verstärkungsgrad) (Loop gain) den Wert 1 übersteigt. Der konventionelle Lösungsweg für dieses Problem der Herstellung einer Schnittstelle besteht im Telefonbau in der Verwendung einer hybriden Schaltung (eines hybriden Kreises) mit Transformator. Die Trennung zwischen den Voll-Duplex-Empfangs- und Sendeeingängen des hybriden Kreises mit Transformator ist jedoch in starkem Maße abhängig von der Anpassung, welche zwischen der Eingangsimpedanz eines als Kompromiß gewählten Abschlußgliedes und der Eingangsimpedanz des Halb-Duplex-Kanals vorhanden ist, so daß solche hybriden Kreise ein variables Trennverhalten besitzen, wenn sie mit einem geschalteten 2-Draht-Netzwerk verwendet werden. Wenn der Halb-Duplex-Kanal festgelegte Kennwerte besitzt, ist es möglich, eine Trennung von 20 bis 30 db dadurch zu erreichen, daß man eine relativ genaue Anpassung zwischen der Impedanz des Netzwerkes und der Eingangsimpedanz des HaIb-Duplex-Kanals erzielt. In dem allgemeineren Fall, bei dem die Impedanz des HaIb-Duplex-Kanals variabel ist, wie dies für den Fall einer Telefon-Ortsleitung in 2-Draht-Ausführung gegeben ist,

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bei welcher die Leitungen gemäß der gewählten Nummer durchgeschaltet werden, kann jedoch dieses Abschluß-Netzwerk nur an einen Mittelwert der Impedanz-Kennwerte des HaIb-Duplex-Kanals angepaßt werden. Infolgedessen liegt die typische Güte der Trennung zwischen den Eingängen für Empfang und Senden bei einem Duplex-Kanal in der Größenordnung von 15 db oder darunter. Weiterhin ist zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und den 2-Draht-Eingängen ein Verlust vorhanden (dieser beträgt mindestens 3 db infolge der Leistüngsaufteilung in der hybriden Schaltung mit Transformator) und bedingt Begrenzungen des Signalpegels für das System, die nur schwerlich mit dem erreichbaren Grad der Trennung in Übereinstimmung gebracht werden können.

Ein anderer Lösungsweg führt zu einer Zwischenschicht zwischen einem Voll-Duplex-Kanal und einem HaIb-Duplex-Kanal,die nicht in starkem Maße von der Impedanzanpassung zwischen einem Abschlußnetzwerk und der Eingangsimpedanz des HaIb-Duplex-Kanals abhängig ist, wie dies bei der hybriden Schaltung mit Transformator der Fall ist. Dieser Lösungsweg verwendet eine aktive hybride Schaltung, Hierbei ist keine Entscheidung darüber erforderlich, ob gerade ein Signal an dem Empfangs eingang des 4-Draht-Kanals empfangen wird, wie sie bei der Schaltung nach der U.S. Patpntschrift 3 189 693 erforderlich ist. Die aktive hybride Schaltung verwendet elpktronische Rechenvprstärker (Operatorverstärknr) gemäß der Offenbarung in der U.S. Patentschrift 3 480 742 und der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P.. der Anmelderin. Die aktive hybride Schaltung gemäß der U.S. Patentschrift benötigt drei Verstärker. Dagegen benötigt die einseitige Ausftihrungsform der aktiven hybriden Schaltung gemäß der vorgenannten deutschen Patentanmeldung nur zwei Verstärker. Weiterhin erfordert die Schaltung nach der U.S. Patentschrift eine Impedanz, die ständig nachgestellt werden muß, um sie an die tatsächlich vorhandene Eingangsimpedanz des Halb-Duplex-Kanals anzupassen, wenn dieser eine variable Impedanz besitzt. Die von der Anmelderin in ihrer gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P.. offenbarte aktive hybride Schaltung ergibt eine Trennung zwischen den Empfangs« *" (unser Zeichen: 29O8-RD-6159)

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und den Sendeeingängen dps 4-Draht-Systpms, welchp mindpstpns um 6 db bpsspr als dip Trennung für einp konventionplle hybride Schaltung mit Transformator ist.

Obwohl sich die Leistungsfähigkeit der verbesserten aktiven hybriden Schaltung bei einer Vielzahl von Telefonsystemen als zufriedenstellend erwiesen hat, gestattet die Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Zwischenschicht (Übergangsstelle) (interface) zwischen einem Voll-Duplex-System und einem Halb-Duplex-System mit einem noch höheren Grad der Trennung zwischen dem entsprechenden 4-Draht-Empfangspingang und dem 4-Draht-Sendeausgang noch eine weitere Optimierung des Systems.

Fine anpassungsfähige aktive hybride Schaltung soll ein besseres Betriebsverhalten zeigen als die aktive hybride Schaltung, da dieser Aspekt der Anpassungsfähigkeit ein höheres Maß der Steuerung derjenigen Funktion der Schaltung gestattet, welche die Trennung zwischen den 4-Draht-Empfangs- und -Sende-Eingängen bewerkstelligt.

Im Stand der Technik wird eine anpassungsfähige hybride Schaltung mit Transformator offenbart in einem Artikel mit dem Titel ^HAn Adaptive Electronic Hybrid Transformer" von Stanley R. White in den IEEF-Transactions on Communications, December 1972, Seiten 1184 bis 1188. Die in diesem Artikel beschripbene hybride Schaltung verwendet ein spannungsgesteuprtes widerstands-Kondensatorglied. Im Gegensatz hierzu wprden in der Anordnung nach der vorliegenden Erfindung gemäß der nachstehenden Beschreibung ein Netzwerk mit einer mit Abgriffen versphenen Verzögerungsleitung und ein Impedanz-Pufferglied verwendet. Das Trennverhalten der hybriden Schaltung nach dem vorstehend genannten Artikel wird durch die Fähigkeit des Widerstands-Kondensatorgliedes bezüglich der Anpassung an die Eingangsimpedanz des Halb-Duplex-Kanals beschränkt.

Ein Netzwerk mit einer mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung ist ein allgemeines Netzwerk zum künstlichen Aufbau von Kennlinien (network synthesizer) und ist leicht imstande zur Anpassung

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an eine Vielzahl von Fingangsimpedanz-Kennwerten und gewährleistet dadurch ein bedeutend höheres Maß der Signal-Nullung an dem 4-Draht-Sendeausgang in der Anordnung nach der vorliegenden Frfindung, als dies bei einpr anpassungsfähigen hybriden Schaltung mit Transformator gemäß der Beschreibung in dem vorstehend genannten Artikel von White möglich ist. Weiterhin ist die Arbeitsweise der aktiven hybriden Schaltung dem Betriebsverhalten der konventionellen hybriden Schaltung mit Transformator bedeutend überlegen und daher muß das Netzwerk der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung in der anpassungsfähigen aktiven hybriden Schaltung gemäß der Erfindung nicht die gleiche Leistungsfähigkeit besitzen wie dies erforderlich wäre, wenn das Netzwerk mit der Verzögerungsleitung und Abgriffen lediglich zum Frsatz des Widerstands-Kondensatorgliedes verwendet würde. Daher wird durch die erfindungsgomäße anpassungsfähige hybride Schaltung eine bessere Leistung erzielt als sie sowohl mit der aktiven hybriden Schaltung oder auch mit der anpassungsfähigen hybriden Schaltung mit Transformator gemäß der Beschreibung in der vorstehenden Arbeit von White möglich ist.

In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird einp anpassungsfähige hybride Schaltung zur Herstellung einer Zwischenschicht zwischen einem 4-Draht-TJbertragungskanal mit einem 2-Draht-iJbertragungskanal vorgesehen, welche umfaßt:

einen ersten elektronischen Verstärker, bei dem ein erster Eingang über einen ersten Widerstand mit einem Empfangseingang eines 4-Draht-übertragungskanals verbunden ist, wobei der erste Widerstand einen solchen Widerstandswert besitzt, daß der 4-Draht-Fmpfangskanal mit seinem Wellenwiderstand abgeschlossen ist; eine Festimpedanz j die zwischen einen Ausgang des ersten Verstärkers und einen Eingang eines 2-Draht-Kanals zum Abschluss desselben mit seinem nominellen Wellenwiderstand geschaltet ist;

einen zweiten elektronischen Verstärker, bei dem pin erstes Signal an einem ersten Eingang zugpführt ist, das einen Probewert (sample) des am 4-Draht-Empfangskanal empfangenen Signals darstellt, wobei ein zweiter Fingang des zweiten Verstärkers mit der Pestimpedanz-Einrichtung zur Zuführung eines zweiten Signals an dem zweiten Fingang verbunden ist, das an dpr Festimpedanz vorhanden ist, wenn

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der 4-Draht-Empfangskanal in Betrieb ist, wobei das erste und zweite Signal eine Phasenverschiebung von 180 Grad untereinander besitzen und das einzige zum Eingang des zweiten Verstärkers durchgelassene Signal das zweite Signal von der Festimpedanz ist, wenn der 2-Draht-Kanal in Betrieb ist zum Durchlaß eines Signals vom. 2-Draht-Kanal zum 4-Draht-Sendekanal, ein Ausgang des zweiten Verstärkers über einen zweiten Widerstand mit einem Sende-Ausgang des 4-Draht-Kanals verbunden ist und dieser zweite Widerstand einen solchen Widerstand besitzt, daß der 4-Draht-Sendekanal durch seinen Wellenwiderstand abgeschlossen ist, wobei bei eingeschaltetem 4-Draht-Fmpfangskanal die an den beiden Eingängen des zweiten Verstärkers zugeführten Signale durch denselben nullbar sind, so daß der 4-Draht-Sende-Ausgang vom 4-Draht-Empfangseingang unabhängig von den Änderungen der Impedanz des 2-Draht-Kanals ist infolge der Signalverluste in der Festimpedanz getrennt, welche diese Impedanzänderungen unterdrücken (swamping out), und

ein Impedanz-Synthesizer-Netzwerk, das zwischen dem Ausgang des ersten Verstärkers und einen Eingang des zweiten Verstärkers geschaltet ist zur Erzeugung eines hohen Genauigkeitsgrades der Nullung am Ausgang des zweiten Verstärkers und einer verbesserten Trennung zwischen den 4-Draht-Eingängen für Empfang und Senden in der Größenordnung von 12 db oder darüber, verglichen mit der konventionellen hybriden Schaltung mit Transformator, ohne Notwendigkeit eines von außen einstellbaren Abschlußnetzwerkes,

Durch Verwendung der vorliegenden Erfindung wird eine Zwischenschicht zwischen einem Voll-Duplex-System und einem Halb-Duplex-System erzielt mit einem vorbesserten Trennverhalten zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 4-Draht-Sendeausgang, welches noch unabhängig ist von der Änderung der Impedanz-Kennwerte des HaIb-Duplex-Kanals. Die Zwischenschicht wird dabei ohne Notwendigkeit für ein von außen einstellbares Abschluß-Netzwerk erzeugt und ohne die Notwendigkeit einer Nachstellung eines solchen Netzwerkes jedesmal dann, wenn der Halb-Duplex-Kanal geändert wird, so daß das Verhalten der Zwischenschicht keine starke Abhängigkeit der Impe-

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danzanpassung zwischen diesem Netzwerk und dem Halb-Duplex-Kanal besitzt.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer verbesserten Zwischenschicht, deren Trennung unabhängig von dem empfangenen Signalpegel von dem 4-Draht-Empfangseingang ist.

Die verbesserte anpassungsfähige aktive hybride Schaltung besitzt einen einfachen Aufbau und führt zu einem stärkeren Trennungsgrad als eine aktive hybride Schaltung oder eine anpassungsfähige elektronische hybride Schaltung mit Transformator.

Ein besseres Verständnis der Erfindung, ihres Aufbaus und ihrer Arbeitsweise ergibt sich aus der nachstehenden Beschreibung bestimmter Ausführungsformen in Verbindung mit den Abbildungen. In diesen sind gleiche Teile in den verschiedenen Figuren mit der gleichen Bezugsziffer bezeichnet.

Figur 1 ist ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der anpassungsfähigen hybriden Schaltung mit abgeglichenem Ausgang (Gegentakt-Ausgang).

Die Figur 2 zeigt ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der anpassungsfähigen hybriden Schaltung mit Gegentakt-Ausgang.

Die Figur 3 zeigt ein Blockschaltbild eines Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes, welches für die anpassungsfähige hybride Schaltung verwendet werden kann.

Es wird nachstehend besonders Bezug genommen auf die Figur 1. Diese zeigt eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für die anpassungsfähige hybride Schaltung mit abgeglichenem Ausgang (Gegentakt-Ausgang), welche eine beträchtlich verbesserte Trennung zwischen den Voll-Duplex-Eingängen (in der Größenordnung einer Verbesserung von mindestens 12 db) gegenüber der konventionellen hybriden Schaltung mit Transformator und mindestens eine

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Verbesserung von 6 db gegenüber der aktiven hybriden Schaltung nach der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P.. der Anmelderin ergibt. Die vorliegende Erfindung ergibt die verbesserte Trennung ohne Notwendigkeit für ein von außen einstellbares Abschlußnetzwerk, wie im Falle der hybriden Schaltung mit Transformator und einen Verstärkungsgrad von 1 zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 2-Draht-Eingang. Dabei ist die Trennung zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 4-Draht-Sendeeingang relativ unabhängig von der Eingangsimpedanz des Halb-Duplex-Kanals. Daher ist die anpassungsfähige hybride Schaltung besonders geeignet für Anwendungsfälle, bei denen der Halb-Dup—1ex-Kanal geschaltet wird (d.h. die Eingangsimpedanz ist variabel), wie beispielsweise bei dem Anwendungsfall der konventionellen 2-Draht-Ortstelefonleitungen.

Die Primärwicklung eines ersten Transformators IO ist über den Voll-Duplex-Kanal-Empfangseingang geschaltet, welcher dem Empfangseingang der Ferntelefonleitung in einem Teleforisystem entspricht. Die Sekundärwicklung eines zweiten Transformators 11 ist über den Duplex-Sende-Eingang geschaltet, und die Primärwicklung eines dritten Transformators^ist über den Halb-Duplex-Kanal geschaltet. Die Transformatoren 10, 11 und 12 wirken als Gleichspannungs-Trennglieder für die anpassungsfähige hybride Schaltung. In einigen Anwendungsfällen wird eine solche Transformator-Zwischenschicht nicht benötigt und diese Transformatoren werden dann weggelassen. Alternative Methoden zur Ausführung der Zwischenschicht schließen ein die Verwendung von Kondensatoren oder elektronischen Verstärkern mit Differential-Eingängen, so daß man einen abgeglichenen Zwischenschichtkreis für die 2-Draht- und 4-Draht-Eingänge erhält.

Ein Ende der Sekundärwicklung des Transformators 10 ist durch den Widerstand 13 mit dem Eingangsanschluß negativer Polarität eines elektronischen Verstärkers 14 verbunden, der typischerweise ein Rechenverstärker (Operatorverstärker) sein kann. Das andere Ende der Sekundärwioklung dee Transformators 10 1st mit einem Bezugspotential (in diesem bestimmten Falle Erde) verbunden, das als

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Wechselspannungserde für die Schaltung dient. Ein Widerstand 15 ist vom Eingangsanschluß positiver Polarität des Verstärkers 14 mit Erde verbunden, um die Spannungsabweichung (offset voltage) des Verstärkers bei Temperaturgang gemäß der an sich bekannten Praxis der Konstruktion elektronischer Schaltungen auf ein Minimum zu bringen. De>r Transformator 10 wird auf diese Weise auch benutzt, um eine Zwischenschicht zwischen einem abgeglichenen Bereich und einem nicht-abgeglichenen Bereich zwischen dem 4-Draht-Kanal-Empfangseingang und der anpassungsfähigen hybriden Schaltung zu schaffen, da der Verstärker 14 einen einseitigen Signaleingang besitzt. Wenn der Verstärker 14 einen abgeglichenen oder Gegen-. takt-Eingang besitzt und der 4-Draht-Empfangskanal frei von Gleichspannungen ist, wie sie gewöhnlich in dem Telefonbau zur Signalgabe und Steuerung verwendet werden, dann kann der Transformator 10 weggelassen werden. Der Widerstand 13 erfüllt auch noch die Funktion eines Abschlusses des Empfangskanals mit seinem Wellenwiderstand. Ein variabler Widerstand 16 ist vom Ausgang des Verstärkers 14 zum Eingang negativer Polarität desselben geschaltet, um eine Gegenkopplung und eine Einstellung des Verstärkungsgrades zu erhalten, wobei der Verstärkungsgrad gleich dem Verhältnis der Widerstandswerte des Widerstandes 16 zum Widerstand 13 ist.

Das Eingangssignal im Empfangsteil des VoI1-Duplex-Kanals wird durch den Verstärker 14 verstärkt und um 180 Grad phasenverschoben und dieses verstärkte Signal dient zur Speisung eines Puffernetzwerkes 17 mit fester Impedanz, das einen Wellenwiderstand besitzt, der eine Anpassung an den Nennwert des Wellenwiderstandes des 2-Draht-Kanals ergibt. Das Netzwerk 17 für die Impedanz-Pufferung kann zweckmäßigerweise die Form eines abgeglichenen Netzwerkes mit Festwiderständen besitzen, das üblicherweise als H-Glied bezeichnet wird und aus Widerständen 17a und 17b mit gleichem Widerstandswert in einem Zweig und Widerständen 17c und 17d mit dem gleichen Wert im anderen Zweig besteht. Ein fünfter Widerstand 17e verbindet die beiden Zweige des Η-Gliedes an ihren Mittelpunkten untereinander. Ein Paar von Widerständen 18a und 18b besitzen jeweils einen Widerstandswert gleich der Hälfte des Nennwertes des Wellenwiderstandes des 2-Draht-Kanals (unter der

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Annahme, daß die Ausgangsimpedanz der Verstärker 14, 19 nahezu O ist). Sie sind zwischen die Ausgängedes Verstärkers 14 und eines zweiten Verstärkers 19 und den Eingang zum H-Glied 17 (resistive H pad network) an der Seite entgegengesetzt zum 2-Draht-Kanal geschaltet und dienen zum richtigen Abschluß des H-Gliedes und zur Erzeugung eines abgeglichenen oder Gegentakt-Spannungssignals an dem Verzweigungspunkt der Widerstände 18a, 18b, und dem Eingang des H-Gliedes 17. Dieses Spannungssignal wird dem 2-Draht-Eingang und auch noch einem Differential-Eingang eines dritten Verstärkers 20 zugeführt. Wenn der Verstärker 14 Differential-Ausgänge besitzt, dann kann der Verstärker 19 weggelassen werden und die Widerstände 18a und 18b werden dann mit den Differential-Ausgängen verbunden. Der Widerstandswert des Widerstandes 16 wird so eingestellt, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkprkreises 14 den Signalverlust in dem H-Glied 17 kompensiert und dadurch ein Verlust von O db zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 2-Draht-Fingang erhalten wird. Der in dem H-Glied 17 auftretende Signalvprlust unterdrückt effektiv die Schwankungpn dpr Eingangsimpedanz des 2-Draht-Kanals und macht daher die Trennung zwischen dem 4-Draht-Empfangspingang und dem 4-Draht-Sende-Eingang unempflindlich bezüglich der Impedanzändprung in dem 2-Draht-Kanal.

Der Verstärker 19 arbeitet als Umkphrvprstärkpr mit dem Verstärkungsgrad 1 zur Erzeugung eines Gpgentakt-Ausgangssignals zum 2-Draht-Eingang_; und sein Fingangsanschluß negativer Polarität ist mit Hilfe des Widerstandes 21 mit dem Ausgang des Verstärkers 14 verbunden. Ein Widerstand 22 mit dem glpichpn Widerstandswert wie der Widerstand 21 ist vom Ausgang des Verstärkers 19 zum Eingangsanschluß negativpr Polarität desselben geschaltet, um den Verstärkungsgrad 1 zu erhalten. Vom Eingangsanschluß positiver Polarität des Verstärkers 19 ist ein Widerstand 23 nach Wechselspannungserde zum gleichen Zweck wip der Widerstand 15 geschaltet. Wie bereits vorstehend festgestellt, kann der Verstärker 19 weggelassen werden, wenn der Verstärker 14 ein Verstärker mit Gegentakt-Ausgang ist. Das Gegentakt-Eingangssignal zum H-Glied 17

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wird über den Verzweigungspunkten zwischen dem Netzwerk 17 und den Widerständen 18a und 18b entnommpn und wird als Differential-Eingang dem Eingangsanschluß des Verstärkers 20 mit negativer und positiver Polarität mit Hilfe von Eingangswiderständen 24a und 24 b mit jeweils gleichem Widerstand zugeführt.

In der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P.. der Anmelderin wird ein um 180 Grad phasenverschobenes Signal entsprechend dem Voll-Duplex-Empfangssignal einem zweiten Eingang des Verstärkers 20 mit Hilfe eines Abgleichswiderstandes zugeführt und wird algebraisch mit dem an dem Verzweigungspunkt der Widerstände 18a und 18b und des H-Gliedes 17 entstehenden differentiellen Signal summiert. Der Abgleichwiderstand wird dann so eingestellt, daß man einen Abgleich der Eingangssignale des Verstärkers 20 und eine hieraus folgende Signalaufhebung an dem 4-Draht-Sende-Eingang erhält, wenn der 4-Draht-Empfangskanal betätigt ist, d.h. Signale erhält. Im Gegensatz zu dieser Anordnung wird bei der vorliegenden Erfindung zur Zuführung des Eingangssignals zum Eingangsanschluß negativer Polarität des Verstärkers 20 ein Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 verwendet. In Figur 1 erfolgt der Eingang zum Netzwerk 25 vom Ausgang des Inverters 19 (oder vom zweiten Ausgang des Verstärkers 14, wenn dieser ein Verstärker des Typs mit Gegentakt-Ausgang ist). Alternativ hierzu kann der Eingang zum Netzwerk 25 vom Ausgang des Verstärkers 14 erhalten werden (jedoch mit einer entsprechenden Phasenumkehr am Eingang zum Verstärker 20), oder von dem Verzweigungspunkt zwischen der Sekundärwicklung des Transformators 10 und dem Inverter 19. Der Vorteil des Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes 25 besteht darin, daß es ein bedeutend verbessertes Betriebsverhalten gegenüber demjenigen Betrieb ergibt, welchen man bei einem variablen Widerstand erhält, da dieses Netzwerk leicht an eine Vielzahl von Impedanz-Kennlinien (d.h. Phase und Amplitude) angepaßt werden kann und daher wird diese hybride Schaltung als anpassungsfähig bezeichnet, während andererseits ein variabler Widerstand lediglich die Amplitude steuert. Daher erhält man durch das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk eine Nullung der Signale

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am Ausgang des Verstärkers 20 mit einem viel höheren Genauigkeitsgrad als er mit einem variablen Widerstand erreichbar ist. Das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 wird als ein solches Netzwerk mit einer praktisch Null betragenden Ausgangsimpedanz betrachtet, so daß ein Widerstand 26 am Ausgang desselben als Eingangswiderstand zum Verstärker 20 zur Festlegung des Verstärkungsgrades für dieses bestimmte Eingangssignal dient. Ein Widerstand 27 ist vom Ausgang des Verstärkers 20 zu einem Eingangsanschluß negativer Polarität desselben geschaltet. Ein Widerstand 29 besitzt einen Widerstandswert gleich dem des Widerstandes 27 und ist vom Eingangsanschluß positiver Polarität des Verstärkers 20 nach Wechselspannungserde geschaltet und dient zur Erzeugung eines differentiellen Verstärkungsgrades für den Verstärkerkreis 20, welcher gleich dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 27 und 24 a ist. Die Widerstände 24a, 24b, 26, 27, 29 und der Verstärker 20 bilden eine "gewichtete" Summierungsschaltung, welche das Signal am Verzweigungspunkt der Widerstände 18a, 18b und dem H-Glied 17 mit einem Probesignal des im Voll-Duplex-Kanal empfangenen Signals summiert. Da diese beiden Signale eine Phasenverschiebung von 180 Grad untereinander besitzen, bewirkt das vorstehend beschriebene gewichtete Summierungs-Netzwerk eine Nullung der beiden Signale an dem 4-Draht-Sende-Eingang, d.h. es wird eine Signalaufhebung an diesem Eingang erreicht.

Das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 wird zur Erzielung des richtigen Gewichtes für das Verhältnis (Abgleichsteuerung) elektronisch nachgestellt, so daß die erwünschte Signalaufhebung erzielt wird und das an dem 4-Draht-Empfangseingang empfangene Signal nicht auf den 4-Draht-Sende-Eingang zurückgekoppelt wird oder zumindest sehr beträchtlich an dem Sende-Eingang abgedämpft wird. Das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 kann entweder automatisch oder anpassungsfähig sein, d.h. die Impedanz kann elektronisch am Beginn des Betriebs des Systems eingestellt werden und dann für die Dauer des Betriebes festgelegt sein oder es kann kontinuierlich während des Betriebes des Kommunikations-Systems nachgestellt werden. Die automatische Betriebsart wird dabei dadurch eingestellt! daß die Steuerfunktion durch normale Signalgabe-Sig-

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nale des Systems ausgelöst wird und man zuläßt, daß der Einstellvorgang des Netzwerkes während der erstpn paar Sekunden, in denen der 2-Draht-Kanal mit der hybriden Schaltung verbunden ist, auf einen Endwert konvergiert. Eine Zeitunterbrech_ungs-Schaltung (time-out circuit) würde dann die Werte für das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk während des übrigen Zeitraums der Signalverbindung festlegen. Die anpassungsfähige Betriebsart unterscheidet sich von der automatischen Betriebsart darin, daß man die Steuerfunktion kontinuierlich laufen läßt. Beispielsweise kann das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 hierbei ein Netzwerk in Form einer mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung gemäß der Abbildung in Figur 3 sein und die Wichtung der einzelnen Abgriffe kann mit Hilfe einer geeigneten Steuerfunktion eingestellt werden, wobei beispielsweise ein Korrelationsvorgang verwendet werden kann, der in einer Korrelationssteuerschleife 28 erzeugt wird, so daß die beiden an dem algebraischen Summierungsverstärker 20 zugeführten Signale im wesentlichen identisch sind. Die Korrelationssteuerschleife 28 besitzt ein erstes Eingangssignal (das "Eingangs"-Signal) welches vom Ausgang des Verstärkers 14 zugeführt wird, ein zweites Eingangs-Signal (das "Regplabweichungs""Signal ) vom Ausgang des Verstärkers 20 und ein drittes Eingangs-Signal von den Abgriffen an der Verzögerungsleitung und das Ausgangssignal wird den Abgriffswichtungs-Einrichtungen der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung 25 zugeführt. Die Einzelheiten eines typischen automatischen Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes und der Korrelationssteuerschleife sind in einer Arbeit mit dem Titel "An Automatic Equalizer for General Purpose Communication Channels" von R.W. Lucky und H.R. Rudin in Bell System Technical Journal, November 1967, Seiten 2179 bis 2208 beschrieben. Die Korrelationssteuerschleife ist ein Regelvorgang auf den Mindestwert des quadratischen Fehlers, welcher ausgeführt wird durch eine Korrelation des Regelabweichungs-Signals mit dem Eingangs-Signal.

Der Ausgang des Verstärkers 20 ist über einen Widerstand 30a mit einer Seite der Primärwicklung des Transformators 11 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 20 ist weiterhin über einen Eingangs-

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widerstand 31 mit einem Eingangsanschluß negativer Polarität des Verstärkers 32 verbunden, der als TJmk ehrverstärk er mit Verstärkungsgrad 1 arbeitet. Der Ausgang des Verstärkers 32 ist in Gegenkopplung mit dem negativen Eingangsanschluß desselben über einen Widerstand 33 verbunden, der zur Erzielung des Verstärkungsgrades 1 einen Widerstandswert gleich dem des Widerstandes 31 besitzt. Vom Eingangsanschluß positiver Polarität des Verstärkers 32 ist ein Widerstand 34 nach Wechselspannungserde für den gleichen Zweck wie die Widerstände 15 und 23 geschaltet. Der Ausgang des Verstärkers 32 ist mit dem zweiten Ende der Primärwicklung des Transformators 11 über einen Widerstand 30b mit gleichem Widerstand wie der Widerstand 30a geschaltet, um einen Gegentakt-Ausgang an dem 4-Draht-Sende-Eingang zu erhalten. Die Widerstände 30a und 30b besitzen jeweils einen Widerstandswert gleich der Hälfte des Wellenwiderstandes des 4-Draht-Sende-Kanals und dienen dazu, denselben mit seinem Wellenwiderstand abzuschließen. Wie vorstehend für den Fall des Verstärkers 14 erläutert, kann der Inverter 32 und seine Eingangs- und Rückkopplungswiderstände beseitigt werden, wenn der Verstärker 20 ein Verstärker mit Gegentakt-Ausgang ist.

Vorstehend wurde der Fall beschrieben, bei dem das Signal am 4-Draht-Empfangseingang vom 4-Draht-Empfangskanal empfangen wird und auf den 2-Draht-Fingang gekoppelt und von dem 4-Draht-Sende-Eingang isoliert wird. Im Falle eines am 2-Draht-Eingang von dem 2-Draht-Kanal empfangenen Signals wird nur das Signal vom Ausgang des Widerstandsgliedes 17 zum Eingang des Verstärkers 20 durchgelassen, da die Widerstände 18a und 18b praktisch mit einer Impedanz 0 abgeschlossen sind und hierdurch eine Kopplung eines Signals auf den Verstärker 20 über den Widerstand 26 und das Auftreten einer Nullung des Signals verhindern. Das erhaltene 2-Draht-Signal, welches an dem Verzweigungspunkt der Widerstände 18a, 18b und des Widerstands-H-Gliedes 17 entsteht, wird durch die Dämpfung in dem H-Glied 17 bezüglich seines Pegelwertes abgedämpft und wird dann durch den Verstärker 20 gemäß dem Verhältnis des Widerstandes 27 geteilt durch die Widerstände 24a,

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24b verstärkt (hierdurch ist ein Mittel zur Kompensation des Signalverlustes in dem Widerstands-H-Glied gegeben, wenn dies erwünscht ist). Da der nominelle Verlust im Η-Glied kleiner ist als der für die Einstellung der typischen Systemwerte bei einem Telefonsystem benötigten Verluste, wird der Verstärker 20 gewöhnlich mit dem Verstärkungsgrad 1 betrieben.

Es wird nachstehend auf Figur 2 Bezug genommen, die eine zweite Ausführungsform einer anpassungsfähigen hybriden Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung mit Gegentakt-Ausgang zeigt, die sich von der Ausführungsform nach Figur 1 dadurch unterscheidet, daß das automatische Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 zwischen den Ausgang des Verstärkers 3 4 und das Eingangsende des Abschlußwiderstandes 18a des Η-Gliedes geschaltet ist im Gegensatz zu einer Schaltung des Netzwerkes 25 zwischen den Ausgang des Verstärkers

19 und den Eingang des Verstärkers 20 in der Ausführungsform nach Figur 1. In allen anderen Einzelheiten sind die beiden Schaltungen identisch. Daher unterdrückt auch hier der Signalverlust in dem Widerstands-H-Glied 17 die Auswirkung der Eingangsimpedan ζ änderung en in dem 2-Draht-Kanal (dipser Verlust wird jedoch durch die Verstärkungseinstellung 16 kompensiert) und macht daher die Trennung zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 4-Draht-Sende-Eingang durch die anpassungsfähige hybride Schaltung unempfindlich bezüglich der Eingangs-Impedanzänderung des 2-Draht-Kanals, wie im Falle der Ausführungsform nach Figur 1. Der Gegentakt-Eingang zu dem H-Glied 17 von den Verstärkern 14 und 19 wird wiederum als ein differentieller zweiter Eingang dem Verstärker

20 mit richtiger Polaritätslage an dem Verstärkereingang zugeführt, um die erwünschte Nullung am Ausgang desselben zu erhalten. Wenn die Verstärker 14 und 20 solche Verstärker des Typs mit Gegentakt-Ausgang sind, können auch hier die Inverter 19 und 32 weggelassen werden. Alternativ kann das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 zwischen den Verzweigungspunkt der Widerstände 22 und 26 und das Eingangsende des Widerstandes 18b geschaltet werden. Wiederum wird das Netzwerk 25 das 2-Draht-Signal nicht beeinflussen, wenn dieses zu dem 4-Draht-Sende-Eingang geleitet

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Das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 in beiden Ausführungsformen nach Figur 1 und Figur 2 ergibt eine genaue Nullung am Ausgang des Verstärkers 20 und liefert damit eine Trennung zwischen dem Voll-Duplex-Empfangseingang und dem Voll-Duplex-Sende-Eingang, welche um mindestens 12 db verbessert ist gegenüber der konventionellen hybriden Schaltung mit Transformator und mindestens um 6 db verbessert ist gegenüber der in der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P.. beschriebenen aktiven hybriden Schaltung. Weiterhin ist diese Trennung unabhängig von der Impedanzänderung in dem 2-Draht-Kanal. Als typisches Beispiel beträgt für die Anwendung auf einer TeMonleitung der Wellenwiderstand des 2-Draht-Kanals und der 4-Draht-Kanäle für Senden und Empfang jeweils 600 Ohm, so daß der Widerstand der Widerstände 18a, 18b, 30a und 30b jeweils 300 Ohm beträgt. Jeder der Verstärker 14, 3 9, 20 und 32 besteht aus einer Hälfte eines Rechenverstärkers des Typs 747, hergestellt von Fairchild Semiconductor, einer Abteilung der Fairchild Camera & Instrument Company. Der Widerstand 13 beträgt 600 Ohm, der Widerstand 16 besitzt einen maximalen Widerstand von 5.000 Ohm, die Widerstände 17a bis d betragen jeweils 150 Ohm, der Widerstand 17e beträgt 422 Ohm, die Widerstände 21, 22, 24g, 24b, 27, 29, 33 und 33 betragen jeweils 10.000 Ohm, der Widerstand 15 ist 470 Ohm und die Widerstände 23 und 34 sind 4.700 Ohm. Die Leistungsanschlüsse für die Rechenverstärker sind typischerweise mit - 15 Volt verbunden; sie sind jedoch zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt.

Die Figur 3 zeigt ein typisches Verzögerungsleitungs-Netzwerk mit Abgriffen, welches als Impedanz-Synthesizer-Netzwerk 25 gemäß den Figuren 1 und 2 verwendet werden kann. Die mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung umfaßt eine Vielzahl von hintereinander geschalteten Verzögerungsabschnitten, welche in Figur 3 mit T₁, T₂, ... T_n bezeichnet sind, und die Verzögerungsleitung ist in den Intervallen T₁, T₀ ... T„ gemäß den Abschnitten mit Abgriffen versehen. Die mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung umfaßt weiterhin eine Vielzahl von einstellbaren Gewichten für die Abgriffe C₁, Cg ... C_n, C₁ und ein Summierungsnetzwerk E. Die Zeitverzögerungsabschnitte (Kreise) können solche Abschnitte des passiven Typs sein, wie beispielsweise eine LC-Verzögerungs-

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leitung; vorzugsweise sind sie jedoch solche Abschnitte des aktiven Typs, beispielsweise Ladungsübertragungs-Einrichtungen. Die einstellbaren Abgriffsgewichte, welche mit den Abgriffspunkten der Verzögerungsleitung verbunden sind, ergeben die variable Dämpfung in den Verbindungen zwischen den Abgriffen der Verzögerungsleitung und dem Eingang zu einem konventionellen Summierungsverstärker. Die einstellbaren Abgriffsgewichte sind konventionelle Dämpfungsglieder, welche beispielsweise jeweils einen Feldeffekt-Transistor und eine variable Widerstandsschaltung beinhalten können. Daher sind die Abgriffgewichte elektronisch gesteuerte Abgriffgewichte und ihre Steuerung wird erhalten durch die Ausgangssignale der Korrelationssteuerschleife In ähnlicher Weise werden die Signale an den Abgriffen der Verzögerungsleitung den Eingängen der Korrelationssteuerschleife zugeführt. In der Anpassungsbetriebsart des Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes 25 würden diese Abgriffsgewichte dann kontinuierlich gesteuert ..

Die vorstehend beschriebenen anpassungsfähigen hybriden Schaltungen ergeben ein Gegentakt-Ausgangssignal über dem Transformator 11 im Falle eines vom 2-Draht-Kanal erhaltenen Signals und ergeben ein ähnliches Gegentakt-Ausgangssignal über dem Transformator 12 im Falle eines ,4-Draht-Empfangseingangs-Signals mit der inhärenten Steigerung des dynamischen Bereiches von 6 db gegenüber dem dynamischen Bereich, den man bei Verwendung von Schaltungen des einseitigen Typs erhält. Die beiden Schaltungen gemäß den Figuren 1 und 2 können leicht in Ausführungsformen des einseitigen Typs (durch Weglassen der Inverter 19 und 32) durch den Fachmann umgewandelt werden und besonders unter Bezugnahme auf die Beschreibung der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung P

Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß die Erfindung eine verbesserte Zwischenschicht zwischen einem Voll-Duplex-Kanal und einem HaIb-Duplex-Kanal ergibt mit einem bedeutend verbesserten Trennverhalten gegenüber der konventionellen Hybridschaltung mit Transformator, der anpassungsfähigen Hybridschaltung mit Transformator und gegenüber der aktiven Hybridschaltung mit Transformator und gegenüber der aktiven Hybridschaltung, wie sie q.n der

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vorgenannten gleichzeitig hinterlegten Patentanmeldung der Anmelderin offenbart ist. Dabei ist das Trennverhalten unabhängig von der Impedanzänderung in dem Halb-Duplex-Kanal und von dem empfangenen Signal. Andere Hauptgesichtspunkte der Erfindung sind:

(1) Es wird kein von außen einstellbares Abschlußnetzwerk benötigt,

(2) es werden nur vier Verstärker (oder zwei Verstärker des Typs mit Gegentakt-Ausgang) in einer Ausführungsform mit Gegentakt-Ausgang benötigt, und es wird hierdurch eine gegenüber dem Stand der Technik bedeutend vereinfachte Schaltung geschaffen, und

(3) das Signal wird bei seinem Durchgang durch die hybride Schaltung nicht abgeschwächt.

Vorstehend wurden zwei Ausführungsformen der anpassungsfähigen hybriden Schaltung gemäß der Erfindung beschrieben. In Anwendung der hier gegebenen Lehre sind die verschiedenartigsten Abwandlungen und Änderungen möglich. Beispielsweise können die Transformatoren in bestimmten Anwendungsfällen durch Kondensatoren ersetzt werden oder in gewissen Anwendungsfällen nicht benötigt werden. Weiterhin müssen die elektronischen Verstärker 14, 19, 20 und 32 nicht notwendigerweise Rechenverstärker sein und können solche elektronische Verstärker der bekannten Bauart sein,beispielsweise konventionelle einstufige oder zweistufige Transistorverstärker. Infolge seiner hohen Eingangsimpedanz, seiner niedrigen Ausgangsimpedanz und anderer Eigenschaften wird jedoch der Rechenverstärker bevorzugt.

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Claims

- 19 Pat entansprüch e ;

Ij) Anpassungsfähige hybride Schaltung zur Herstellung einer Zwischenschicht (Übergangsstelle), eines 4-Draht-Übertragungskanals mit einem 2-Draht-Übertragungskanal, welche umfaßt:

einen ersten elektronischen Vertärker mit einem ersten Eingang, der über einen ersten Widerstand mit einem Empfangseingang eines 4-Draht-Übertragungskanals verbunden ist, wob^i der erste Widerstand einen solchen Widerstand besitzt, daß der 4-Draht-Empfangskanal durch seinen Wellenwiderstand abgeschlossen ist, . eine Festimpedanz, die zwischen einen Ausgang des ersten Verstärkers und einen Eingang eines 2-Draht-Kanals zum Abschluß desselben mit seinem Nennwert des Wellenwiderstandes geschaltet ist,

einen zweiten elektronischen Verstärker mit einem ersten Eingang, an dem ein erstes Signal entsprechend einem Probesignal des am 4-Draht-Empfangskanal empfangenen Signals zugeführt ist, wobei der zweite Verstärker einen zweiten Eingang besitzt, der mit der Fest impedanz zur Zuführung eines zweiten Signals zu dem zweiten Eingang verbunden ist, das bei der Betätigung des 4-Draht-Empfangskanals an der Festimpedanz vorhanden ist, wobei das erste und das zweite Signal untereinander um 180 Grad phasenverschoben sind und bei Betätigung des 2-Draht-Kanals zur Übermittlung eines Signals von dem 2-Draht-Kanal zum 4-Draht-Sendekanal nur das zweite Signal von der Festimpedanz zum Eingang des zweiten Verstärkers durchgelassen ist, und der zweite Verstärker noch einen Ausgang besitzt, der über einen zweiten Widerstand mit einem Sende-Fingang des 4-Draht-Kanals verbunden ist und einen solchen Widerstand besitzt, daß der 4-Draht-Sende-Kanal mit seinem Wellenwiderstand abgeschlossen ist, wob^i durch den zweiten Verstärker eine Nullung der an seinen beiden Eingängen zugeführten Signale erreichbar ist, wenn der 4-Draht-Empfangskanal in Betrieb ist, und der 4-Draht-Sende-Eingang von dem 4-Draht-Empfangseingang unab-

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hängig von der Änderung der Impedanz-Kennlinie des 2-Draht-Kanals infolge des Signalverlustes in der festen Impedanz getrennt ist, gekennzeichnet durch: ein Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25), das zwischen den Ausgang des ersten Verstärkers (14) und einen Eingang des zweiten Verstärkers (20) zur Einstellung eines hohen Ausmaßes der Genauigkeit der Nullung am Ausgang des zweiten Verstärkers und zur besseren Trennung zwischen dem 4-Draht-Empfangseingang und dem 4-Draht-Sende-Eingang verbunden ist, ohne Notwendigkeit für ein von außen einstellbares Abschlußnetzwerk.
2.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch Einrichtungen (16), die mit dem ersten Verstärker (14) verbunden sind zur Einstellung eines Verstärkungsgrades zur Kompensation des Signalverlustes in der Festimpedanz (17) am Durchgang des Signals vom 4-Draht-Empfangseingang zum 2-Draht-Eingang mit einem Verlust von O db zwischen den Eingängen.
3.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbare Verstärkungseinrichtung ein variabler dritter Widerstand

(16) ist, der vom Ausgang des ersten Verstärkers (14) mit dem ersten Eingang desselben verbunden ist, wobei der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstände des dritten Verstärkers und des ersten Verstärkers festgelegt ist.
4.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 3, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Widerstand (18) vom Ausgang des ersten Verstärkers (14) zu einem Eingang der Fest impedanz (17) geschaltet ist und der zweite Eingang des zweiten Verstärkers (20) mit dem Verzweigungspunkt des vierten Widerstandes (18) und der Festimpedanz

(17) verbunden ist.
5.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-

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Synthesizer-Netzwerk (25) einen Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbunden ist, und einen mit dem ersten Eingang des zweiten Verstärkers (20) zur Zuführung eines ersten Signals zu demselben verbundenen Ausgang besitzt.
6.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Impedanz-Synthpsizer-Netzwerkes (25) mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbunden ist und sein Ausgang mit einem Eingang der Fest impedanz (17) verbunden ist.
7.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch:

einen dritten elektronischen Verstärker (19), der als Phasenumkehr ν er stärk er mit Verstärkungsgrad 1 geschaltet ist und von dem ein Eingang mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbunden ist, wobei der Ausgang des dritten Verstärkers (19) mit der Festimpedanz (17) zur Zuführung eines Gegentakt-Eingangssignals zur Fest impedanz im Zusammenwirken mit der Verbindung des Ausgangs des ersten Verstärkers (14) mit derselben verbunden ist, der zweite Eingang des zweiten Verstärkers (20) Verbindungen mit Eingangsanschlüssen entgegengesetzter Polarität des zweiten Verstärkers vom Gegentakt-Eingang der Festimpedanz (17) umfaßt, und

ein vierter elektronischer Verstärker (32) als Phasenumkehr-Verstärker mit Verstärkungsgrad 1 geschaltet ist und ein Eingang desselben mil dem Ausgang des zweiten Verstärkers (20) verbunden ist, wobei ein Ausgang des vierten Verstärkers über einen dritten Widerstand (30b) mit dem Sende-Eingang des 4-Draht-Kanals verbunden ist und der zweite und dritte Widerstand jeweils einen Widerstand gleich der Hälfte des Wellenwiderstandes des 4-Draht-Sende-Kanals besitzen zur Bildung einer aktiven hybriden Schaltung mit Gegentakt-Ausgang.

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8.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 7, weiterhin gekennzeichnet durch Einrichtungen in Schaltungsverbindung mit dem ersten Verstärker (14) zur Schaffung eines einstellbaren Verstärkungsgrades desselben zur Kompensation der Signalverluste in der Festimpedanz (17) beim Durchgang des Signals vom 4-Draht-Empfangseingang zum 2-Draht-Eingang mit einem Verlust von O db zwischen diesen Eingängen.
9.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung für einstellbaren Verstärkungsgrad ein variabler Federwiderstand (16) ist, welcher vom Ausgang des ersten Verstärkers (14) zum ersten Eingang desselben So geschaltet ist, daß der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstände des vierten Widerstandes zum ersten Widerstand bestimmt ist.
10.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 9, weiterhin gekennzeichnet durch· einen fünften Widerstand, der vom Ausgang des ersten Verstärkers (14) mit einem ersten Eingang des Gegentakt-Eingangs der Festimpedanz (17) verbunden ist,

einen dritten Widerstand^der vom Ausgang des dritten Verstärkers (19) mit einem zweiten Eingang des Gegentakt-Eingangs der Fest-Impedanz (17) verbunden ist, wobei diese Fest-Impedanz (17) ein abgeglichenes Impedanz-Netzwerk ist, dessen Gegentakt-Eingänge mit dem fünften und sechsten Widerstand verbunden sind und noch einen Gegentakt-Ausgang besitzt, der mit dem 2-Kanal-Eingang verbunden ist, der zweite Eingang des zweiten Verstärkers (20) mit dem Verzweigungspunkt der fünften und sechsten Widerstände mit dem Gegentakt-Eingang der Fest impedanz (17) verbunden ist.
11.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ein gang zum zweiten Verstärker (20) über einen siebten Widerstand

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mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbunden ist, wobei der Eingangsanschluß des zweiten Verstärkers mit der gleichen Polarität mit dem Verzweigungspunkt des sechsten Widerstandes und des zweiten Einganges der Festimpedanz mit Gegentakt-Eingang verbunden ist.
12.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingang des zweiten Verstärkers (20) mit dem Ausgang des dritten Verstärkers (19) über einen siebten Widerstand verbunden ist, und daß dieser Eingangsanschluß die gleiche Polarität besitzt wie der Eingangsanschluß des zweiten Verstärkers, welcher mit dem Verzweigungspunkt des fünften Widerstandes und des ersten Einganges der Pestimpedanz (17) mit Gegentakt-Eingang verbunden ist.
13.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der fünfte und sechste Widerstand zusammen mit der Ausgangsimpedanz des ersten und dritten Verstärkers (14 und 19) jeweils einen " Widerstandswert gleich der Hälfte des Nennwertes des Wellenwiderstandes des 2-Draht-Kanals besitzen.
14.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) an einem ersten Eingang mit dem Ausgang des dritten Verstärkers (19) verbunden ist, der siebte Widerstand mit einem Eingangsende mit einem ersten Ausgang des Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes (25) und mit einem Ausgangsende mit dem ersten Eingang des zweiten Verstärkers (20) verbunden ist.
15.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 12, d a - · durch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) einen ersten mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbundenen Eingang und einen ersten

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mit einem Eingangsende des fünften Widerstandes verbundenen ersten Ausgang besitzt.
16.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des dritten Verstärkers (19) verbunden ist, und einen ersten Ausgang besitzt, der mit einem Eingang des sechsten Widerstandes verbunden ist.
17.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach einem der Ansprüche 14 oder 15, weiterhin gekennzeich net durch eine Korrelationssteuereinrichtung (28) mit einem ersten Eingang für ein Eingangssignal, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (14) verbunden ist, einem zweiten Eingang für ein Fehlersignal, der mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers (20) verbunden ist, einem dritten Eingang, der mit einem zweiten Ausgang des Impedanz-Synthesizer-Netzwerks (25) verbunden ist, und einem mit einem zweiten Eingang des Impedanz-Synthesizer-Netzwerkes (25) zur anpassungsfähigen Steuerung der Arbeitsweise desselben verbundenen Ausgang, so daß ein hohes Maß der Genauigkeit der Nullung am Ausgang des zweiten Verstärkeis (20) während des gesamten Betriebs der anpassungsfähigen hybriden Schaltung aufrechterhaltbar ist.
18.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) eine mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung ist.
19.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach einem der Ansprüche 8 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) eine mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung ist und der zweite Eingang zu diesem Impedanz-Synthesizer-Netzwerk (25) aus Signalen zur

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Steuerung des Abgriffgewichtes vom Ausgang der Korrelations-Steuereinheit (28) bestehen.
20.) Anpassungsfähige hybride Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 17 und 19, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, der zweite, der dritte und der vierte elektronische Verstärker (14, 20, 19, 32) elektronische Rechenverstärker sind.

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