DE2317597C3 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Entzerren eines nach Übertragung mittels Phasenmodulation mit linearen Verzerrungen behafteten Signals vor der Demodulation - Google Patents
Verfahren und Schaltungsanordnung zum Entzerren eines nach Übertragung mittels Phasenmodulation mit linearen Verzerrungen behafteten Signals vor der DemodulationInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Entzerren eines nach Übertragung
mittels Phasenmodulation mit linearen Verzerrungen behafteten Signals vor der Demoduladon, bei
welchem das aufgenommene Signal einem Transversalfilter mit variabler Übertragungsfunktion zum Entzerren
zugeführt, ein Fehler-Regelsignai durch Vergleich
des Entzerrer-Ausgangssignals mit einem Bezugssignal zu durch den Abtasttakt bestimmten Zeitpunkten mit
Übertragungsfrequenz erzeugt und die Übertragungsfunktion des Transversalfilters so nachgeregelt wird,
daß das Fehler-Regelsignal verschwinde*.
Bei Phasenmodulaiionsübertragung wird die Trägerfrequenz durch die zu übertragenden Daten moduliert.
Die am meisten benutzte Phasenmodulationsart ist derzeit die Modulation mit Phasenumtastung (PSK). und
zur Übertragung wird die ständig ausgestrahlte oder übertragene Trägerfrequenz für jedes Datenelement
oder jeder Gruppe von Datenelementen einer Phasenverschiebung unterzogen. Stellt die sich ergebende
Phase der Trägerfrequenz unmittelbar das Datenelement dar, so handelt es sich um eine direkte
PSK-Modulation. Wenn die Phasenverschiebung der Trägerfrequenz in bezug auf die vorhergehende Phase
das Datenelement darstellt dann rinnt man diese
PSK-Modulation differentielle Phasenmodulation. In der Praxis wird die zweite Methode bevorzugt, da sie
keinen absoluten Phasenbezugspunkt benötigt, der an der Empfangsseite für das übertragene Signal meist
schwierig darzustellen ist.
Mit der ständige Erhöhung der Geschwindigkeit, mit
der Daten übertragen werden, ergeben sich aus den ■ durch das Übertragungsmedium eingeführten Verzerrungen
beachtliche Schwierigkeiten. Um diese Schwierigkeiten zu beseitigen, hat man Schaltungen zur
Korrektur des aufgenommenen Datensignals vor der Gleichrichtung vorgeschlagen, um dabei die vom
Übertragungsmedium eingeführten linearen Verzerrungen auszugleichen. Solche Schaltungen sind als Entzerrer-Schaltungen
oder Entzerrer-Netzwerke bekannt. Kurz gesagt ist eine Entzerrer-Schaltung ein Netzwerk
mit variabler Übertragungsfunktion, die durch die Ausdrücke eines Fehlersignals einstellbar ist, das sich
aus einem Vergleich des Ausgangssignals der Entzerrer-Schaltung mit einem Bezugssignal ergibt. Die am
meisten heute verwendete Entzerrer-Schaltung ist eine automatische Querentzerrer-Schaltung, die in dem Buch
von R. W. Lucky, J. Salz und E. J. Weldon Jr., »Principles of Data Communications«, Kapitel VI, das bei Mc
Graw-Hill Book Company, 1968 erschienen ist, beschrieben ist. Diese Beschreibung bezieht sich auf
Amplitudenmodulations-Übertragungssysteme, bei denen das Datensignal entweder im Basisband übertragen
oder vor der Entzerrung wieder in das Basisband hinein transformiert wird. Das Fehlersignal ergibt sich aus
einem Vergleich der Amplituden des aufgenommenen Signals mit Bezugsamplituden, die aus Prüfsignalen
abgeleitet werden, die vor der eigentlichen Datenübertragung
ausgesendet wurden.
Das gleiche Prinzip wurde auch für die Datenübertragung mit Phasenmodulation angewandt Man hat
tatsächlich sogar schon vorgeschlagen, das PSK-Modulationsverfahrei.
als Äquivalent zu einer Amplitudenmodulationsübertragung über zwei Kanäle mit zwei um 90°
phasenverschobenen Trägern anzusehen. Somit wird die Entzerrung, wie oben beschrieben, in jedem Kanal
durchgeführt unter Berücksichtigung einer möglichen Wechselwirkung zwischen den beiden Kanälen. Natürlich
muß vor der eigentlichen Entzerrung das aufgenommene Signal durch die beiden um 90° gegeneinander
phasenverschobenen Träger demoduliert werden. Eine genauere Beschreibung dieses Verfahrens findet sich im
CCITT Beitrag Nr. 171 der Studiengruppe Sp-A vom Dezember 1971.
Aus der DE-OS 20 27 544 i>t außerdem ein automat*- .i>
scher Entzerrer für phasenmodulierte Datensignale mit einem Transversalfilter mit variabler Übertragungsfunktion
bekanntgeworden, bei welchem das zu entzerrende phasenmodulierte Signal vor der Entzerrung
einer Frequenzumsetzung durch Einseitenbandmodulation unterzogen wird. An den äquidistanten
Anzapfungen des Transversalfilters ist ein Korrelationsrechner angeschlossen, über den die in den Ausgangsleitungen
der einzelnlen Abschnitte oder Teile des Transversalfilters liegenden Einstellglieder nachgeregelt
werden können, so daß die in einer Summierschaltung zusammengefaßten Ausgangssignale des Transversalfilters
als entzerrtes Ausgangssignal erhalten werden. Diese bekannte Schaltung ist relativ aufwendig und
beruht auf einem anderen Prinzip, das sich auch für aus einzelnen Teilfiltern zu Filterketten zusammengesetzte
Entzerrfilter eignet.
Ferner ist in der DE-PS 22 55 821 ein adaptiver Transversale.itzerrer mit einer angezapften Verzögerungsleitung
beschrieben, an deren in gleichmäßigen Abständen angeordneten Anzapfungen einstellbare
Dämpfungsglieder angeschlossen sind. Zur Vergrößerung der Genauigkeit bei der Ermittlung der Phasenverschiebungen
der phasenmodulierten Signale anhand der Nulldurchgange erfolgt vor der Demodulation eine -t->
Aufwärtstransformation auf eine Zwischenfrequenz. Das dabei entstehende untere Seitenband wird unterdrückt.
In einem digitalen Demodulator werden dann die Phasenabweichungen von Bandintervall zu Band
Intervall in Form von mehrstelligen binären Zahlen ermittelt, die zur Nachregelung der einzelnen einstellbaren
Dämpfungsglieder verwendet werden. Dabei werden sowohl die Phasenwinkelabweichungen zwischen
unmittelbar benachbarten Winkeln als auch zwischen nicht benachbarten Winkeln ermittelt bzw.
berechnet. Aus den höchstwertigen Bits dieser Binärzahlen wird durch Codierung nach einem Gray-Code
und durch Serienumwandlung das Datenausgangssignal des Demodulators gebildet, da bei fehlenden Übertragungsverzerrungen
unmittelbar den übertragenen Da- ao ten entspricht. Auch dies ist ein Prinzip, das mit dem der
Erfindung zugrunde liegenden Prinzip nicht übereinstimmt.
Eine derartige Demodulation ist aus vielerlei Gründen, zumindest vor der Entzerrung nicht erwünscht.
Insbesondere er/ordert eine solche Demodulation, wenn digitale Verfahren benutzt werden, eine
Vervielfachung der Analog- nach Digital-Umsetzungen und umgekehrt, da einige Operationen an dem Signal
vor der Demodulation durchgeführt werden müssen, wie z. B. Abtrennen der Pilotfrequenz, die möglicherweise
zusammen mit den Daten übertragen werden kann, so daß die Taktfrequenz des Trägers abgeleitet
werden kann. Einführen von Verzögerungen zur Kompensation von durch Hilfsschaltungen verursachten
Verzögerungen bei Wiedergewinnung eines adequaten Trägers usw., während andere Verfahren, wie
z. B. die Entzerrung nach der Demodulation durchgeführt werden müssen· Die DE-PS 22 64 124 der
Anmelderin gibt eine Anzahl von Verfahren an, wie man ein aufgenommenes Signal ohne vorherige Demodulation
entzerren kann. Das allgemeine Prinzip besteht dabei darin, daß die Entzerrung in dem Frequenzbereich
durchgeführt wird, in dem die Übertragung stattfand, d. h. ohne Modulation oder Demodulation vor der
Entzerrung. Andererseits wird dabei die Erzeugung des Fehlersignals, mit dem der Entzerre, .;instelibar ist, in
einen! anderen Frequenzbereich duriiig^führt, der so
gewählt ist, daß sich darin das Bezugssignal am einfachsten definieren läßt.
Die Anpassung des in der obengenannten Patentanmeldung
offenbarten allgemeinen Prinzips an ein Phasenmodulations-Übertragungssystem wirft daher
folgendes Problem auf: Wie kann man am Ausgang des Entzerrers ein Fehlersignal ableiten, um damit die
Einstellung des Entzerrers selbst zu steut rn ?
Aufgabe der Erfindung ist es also, ein Verfahren und
eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Fehlersignals am Ausgang eines Entzerrers in einem
Phasenmodulations-Übertragungssystem anzugeben, bei dem der Entzerrer unmittelbar in dem Frequenzbereich
arbeitet, in dem die Übertragung selbst stattfindet.
Dabei soll das neue Verfahren zur Erzeugung eines Fehlersignals für die Einstellung eines Entzerrers für
Phasenmodulations-Übertragungsverfahren so vereinfacht
werden, daß digitale Schaltungen benutzt werden können. Dies wird erfindungsgemäß durch die folgenden
Verfahrensschritte erreicht:
a) Messen der Amplitude der Einhüllenden des Entzerrer-Ausgangssignals zu durch der Abtasttakt
bestimmten Zeitpunkten,
b) Vergleichen der Amplitude der Einhüllenden des Entzerrer-Ausgangssignals mit einer Bezugsamplitude
zur Erzeugung des Einhüllenden-Fehlersignals.
c) Multiplizieren dieses Einhüllenden-Fehlersignals mit dem Entzen er-Ausgangssignal zur Erzeugung
des Fehler-Regelsignals.
We;»cre Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung basiert dabei auf der Analyse des am
Ende einer Phasenmodulationsübertragur.g dem Datensignal anhaftenden Fehlers. Benutzt man das in Fig. I
gezeigte Fresnel-Diagramm zur Darstellung des Phasenmodulationsprir.iiips.
dann wird_ ein gegebenes Datenelement durch einen Vektor OTin einem System
orthogonaler Achsen dargestellt, bei dem die horkonta-Ie
Achse einen bestimmten Phasenbezugswert darstellt und die vertikale Achse die um 90° verschobene Phase.
Ein solcher Vektor zeigt ein Phasenargument ΦΟ und eine Amplitude RO. Das zum Abtastzeitpunkt am
anderen Ende des Übertragungsmediums aufgenommen ne entsprechende Signal kann durch einen Vektor OX
dargestellt werden, dessen Argument Φ und dessen Modul Λ ist.
Wenn s = R cos Φ und S- Rim Φ, dann sind s und s
repräsentativjür die Komponenten des aufgenommenen Vektors OA"auf beiden Achsen des Diagramms.
Soll während der Übertragung einer vollständigen Nachricht eine Folge von Vektoren OX betrachtet
werden, dann müssen 5, s, R und Φ als zeitabhängig
angesehen werden.
Der zeitabhängige Fehler, den man mach^wenn man die Vektoren OX anstelle der Vektoren OT aufnimmt
kann durch die beiden Komponenten ds und ds ausgedrückt werden, die sich nach Vereinfachung
schreiben lassen:
ds = cos Φ dR - R<]nΦdΦ und
d + s = sin Φ dR + R cos Φ u f>.
d + s = sin Φ dR + R cos Φ u f>.
wobei R, Φ. dR. d Φ. ds und ds natürlich zeitabhängig
sind. Führt man die Ausdrücke s und s wieder ein, dann erhält man:
ds =
dR
R
R
s d Φ
II)
Es darf darauf hingewiesen werden, daß die Achsen in
dem Diagramm ziemlich willkürlich gewählt sind, daß s als das von der Leitung aufgenommene Signal und s als :~.
das dazu um 90' phasenverschobene Signal angesehen werden kann. d. h.. das aufgenommene Signal, das um
einen Winkel von 90° gedreht ist.
Ausgehend von dieser theoretischen Untersuchung schlägt die Erfindung ein Verfahren und eine Schal- in
tungsanordnung zum Entzerren phasenmodulierter Übertragung und insbesondere zur Erzeugung eines
Fehlersignals zum Nachstimmen der Entzerrerschaltung vor. Versuche haben gezeigt, daß sie aus den
beiden Fehlerkomponenten ds und ds ableitbare r. Information tatsächlich in hohem Maße redundant ist
und daß es möglich ist, eine zufriedenstellende Nachregelung des Entzerrers zu erzielen, wenn man nur
einen Teil dieser Information benutzt. Mit anderen Worten, es wurde festgestellt, daß die Entzerrerkonver- w
genz (d. h. die Möglichkeit einer zufriedenstellenden
-»« rinKarna ♦ II»
rator bestimmt sind, der Signale mit der Datenübertragungsgeschwindigkeit
erzeugt, die Übertragungsfunktion des Transversalfilters wird derart eingestellt, daß
das F.instellfehlersignal kompensiert wird.
Zur Erzeugung des Einstellfehlersignals sind folgende Schritte erforderlich:
Messen der Amplitude der Einhüllenden des entzerrten Signals an vom Abtasttaktgenerator
bestimmten Zeitpunkten,
Vergleich der Amplitude der Einhüllenden mit einer Bezugsamplitude zur Erzeugung des Einhüllenden-Fehlersignals
und
Multiplizieren zu vom Abtasttaktgenerator bestimmten
Zeitpunkten des Fehlersignals der Einhüllenden mit dem entzerrten Signal zur Erzeugung
des Einstelifehlersignals.
Insbesondere wird der Amplitudenfehler dadurch gemessen, daß das entzerrte Signal in seiner Frequenz
transponiert wird, die Zeit, wenn das so transponierte Signal während eines Abtastimpulses mit Datenübertragungsgeschwindigkeit
das erste Mal durch Null geht, die Amplitude des transponierten Signals eine Viertelperiode
nach dem Nulldurchgang gemessen und diese Amplitude mit einer Bezugsamplitude verglichen wird.
Die Erfindung bezieht sich in gleicher Weise auch auf die dazu verwendete Schaltung zum Umsetzen des
aufgenovumenen entzerrten Signals nach einer höheren
Frequenz, Gleichrichtung des so transponierten Signals und Vergleichsschaltungen zum Vergleich des aufgenommenen,
gleichgerichteten und transponierten Signals mit einem Bezugsamplitudensignal zu bestimmten
Zeitpunkten zur Erzeugung eines binären Signals, das das Vorzeichen der Differenz angibt sowie auf
Vorzeichenschaltungen, die aus dem entzerrten Signal ein binäres Signal für das Vorzeichen dieses Signals
ableiten und auf binäre Multiplizierschaltungen, in denen das von der Vergleichsschaltung gelieferte Signal
zur Bildung eines Fehlersignals in der Form eines binären Pegels dient.
Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausfüh-
i~-u: ι..
einen Teil dieser Information benutzte und den Rest der
Information benutzt, um die Konvergenzgeschwindigkeit zu erhöhen, d.h. um die Zeit zu verkürzen, die
notwendig ist, bis der Entzerrer eine ausreichende Nachstellung erreicht hat.
Erfindungsgemäß ergibt sich daher das Fehlersignal
eii) = s
wobei s das entzerrte Signal und -^- der relative
Amplitudenfehler, gemessen an der Einhüllenden des entzerrten Signals, ist.
Ganz allgemein bezieht sich also die Erfindung auf ein Verfahren zum Entzerren einer phasenmodulierten
Übertragung auf einem Übertragungsmedium, das lineare Verzerrungen in den übertragenen Signalen
hervorruft, welches aus folgenden Verfahrensschritten besteht: Das von dem Übertragungsmedium aufgenommene
verzerrte Signal wird der Einwirkung der variablen Übertragungsfunktion eines Transversalfilters
ausgesetzt, wodurch man ein entzerrtes Signal erhält,
ein Einstellfehlersignal wird dadurch erzeugt, daß man das entzerrte Signal mit einem Bezugssignal zu
Zeitpunkten vergleicht, die durch einen Abtasttaktgenenäher beschrieben. Dabei zeigt
F i g. 1 ein Fresnel-Diagramm zur Darstellung der Phasenmodulation,
F i g. 2 ein Blockschaltbild einer automatisch arbeitenden Querentzerrerschaltung, in der die Fehlersignalerzeugung
gemäß der Erfindung anwendbar ist,
F i g. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Fehlersignals und
F i g. 4 Impulsdiagramme der verschiedenen in der Schaltung nach F i g. 2 auftretenden Signale.
Für die nachfolgende Beschreibung ist angenommen, daß für die Übertragung der Phasenmodulationsverfahren
mit η diskreten Phasen einer Trägerfrequenz Fp benutzt wird mit η — 2*. In der Praxis kann k = 2,3 oder
4 sein, d. h., man benutzt eine Phasenmodulation mit 4,8
oder 16 verschiedenen Phasen.
Fig.2 zeigt schematisch ein Blockschaltbild eines
automatisch arbeitenden adaptiven Entzerrers, der im Prinzip bekannt ist und der zusammen mit einer
Schaltung zur Erzeugung eines Fehlersignals gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt werden kann. Das
allgemeine Prinzip eines solchen Entzerrers ist in Kapitel VT des vorgenannten Buches von Lucky. Salz
und Weldon Jr. beschrieben. Die besondere hier benutzte Ausführungsform findet sich unter dem Titel
(»Modified Zero Forcing«) in dem Artikel von Hirsch
und Wolf in den Wescon Technical Papers 1969. Teil IV.
•\bscliniu 11.2. veröffentlicht durch Wescon IKEC mit
dem Titel »A Simple Adaptive Equalizer for Efficient
Data Transmission« (ein einfacher adaptiver Entzerrer
für wirksame Datenübertragung).
Das von der (-bcrtnigungsleituiig kommende Signal
wird dr- Eingangsklemnie I: in F i g. 2 zugeführt und
durchlauf; eine Schaltut-g zur automatischen Verstärkungsregelung
I, um die Signalamplitude auf einen vorgegebenen Wert zu bringen. Das se normierte n
Mgnal. das mit x(t) bezeichnet wird, wird durch eine
Delta-Codierschaltung 2 in digitaler Form codiert. Das A'isgangssignal der Codicrschaltung 2 liegt am Eingang
einer digitalen Verzögerungsleitung 3, die in gleichen
/eitstanden angeordnete Anzapfpunkie Pbis /'vinii
einer Verzögerung von r zwischen zwei benachbarten Anzapfpunkten aufweist. Digitale Multiplizierstufcn mit
variablem Koeffizienten Λ/ι bis Mx sind ieweils an den
Anzapfungen P] bis /\ angeschlossen, und die Aus
gangssignale dieser Multiplizierstufen werden der. :"
Eingängen einer Addierstufe 4 zugeführt. Das Ausgangssignal der Addierstufe 4 wird einer Decodierstufc
5. beispielsweise einer Delta-DecodiersUife zugeführt,
die das Signal wieder in seine analoge Form bringt.
Das Ausgangssignal der automatischen Vcrstär- :, kungsregelungsschaltung 1 wird über ein Verzögerungsglied
6 einer Begrenzerstufe 7 zugeführt, die eine binäre Information über das Vorzeichen des Signals liefert. Das
Ausgangssignal der Begrenzerstufe 7 liegt am Eingang eines Schieberegisters mit η gleichen Anzapfpunkten m
mit einer zeitlichen Verzögerung von r zwischen zwei benachbarten Anzapfpunkten und einer Verschiebefrequenz
von Fs. die über einen Taktgenerator 15 zugeführt wird. Die π Ausgangssignale des Schieberegisters
werden n-Korrelatoren Q bis Cn zugeführt, die π
außerdem das Signalvorzeichen e(t) aufnehmen, dessen Erzeugung noch beschrieben wird. Die Ausgangssignale
der Korrektoren bestimmen die Einstellung der Koeffizienten der Multiplizierstufen Mi bis Mn- Diese
Einstellung wird, wie in dem obengenannten Aufsatz »> von Hirsch und Wolf gezeigt, vorgenommen, um die
luigeiiue tCui iciauuiiMutikuon des Korreiators Ci zu
einem Minimum zu machen.
ρ, = T vorz. ν(ί - /τ) ■ vorz. e{t) di .
vorz. = Vorzeichen -f oder —
wobei T einem gegebenen Integrationsintervall entspricht.
Bis hierher wurde eine automatische Transversalentzerrerschaltung üblicher Bauart beschrieben. Die
Erfindung bezieht sich aber auf die Erzeugung des Fehlersignals e (t), und dieser Vorgang wird nunmehr im
Zusammenhang mit F i g. 3 beschrieben.
Das in seine analoge Form zurückverwandelte entzerrte Signal, das mit s(t) bezeichnet wird, kommt
vom Digitalanalogumsetzer 5 und liegt an dem Modulator 9 zur Modulation eines Trägers Fp, der im
Oszillator 10 erzeugt wird. Das vom Modulator 9 kommende Signal wird einem Filter 11 zugeführt, das
ein Modulationsseitenband abtrennt Dieses gefilterte Signal, mit S(t) bezeichnet, wird einer Impulsformstufe
für Rechteckinipulse 12 zugeführt und gelangt dann an die Detektorstufe 13 für den Nulldurchgang. Außerdem
liegt das Signal SjfrJ an dem Vollweggleichrichter 14, der
die Schaltung 15 für die Wiedergewinnung der
65 Taktimpulse sitiien. Diese Schaltungen erzeugen ein
Abtastsignal mit der Frequenz der Datenübertragung χFc das am Eingang einer Koinzidenzdetektorstufe 16
liegt. Der andere Eingang der Detektorstufe 16 nimmt
das Alisgangssignal der Detektorsuife 13 für den
Nulldurchgang auf. Das Ausgangssignal des Detektors 16 liegt am Eingang einer Phasendiskriminatorschaltung
17. Ui(1SU Schaltungen werden im einzelnen nicht
besprochen, da sie in ihrem Aufbau bekannt sind und keinen Teil der Erfindung bilden. Diese Schaltungen
ermitteln die vom Signal S(t) niitgeführte Phaseninformation
Lind legen diese an die Dekodierschaltung 18 an. die an ihrem Ausgang 19 die wiedergewonnenen
übertragenen digitalen Daten abgibt.
Das Ausgangssignal des Gleichrichters 14 wird einer
Amplitudenvergleichsstufe 20 zugeführt, die außerdem ein Bezugsamplitudensignal An,,,- und ein Steuersignal
von der .Steiiersrhaltunp 21 aufnimmt. Dirsp .Stpiirrsehaltung
21 nimmt ein Bezugsfrequenzsignal aus dem Oszillator 22 auf und wird durch das Ausgangssignal der
Koinzidenzdetektorschaltung 16 angesteuert. Am Ausgang der Vergleichsslufe 20 tritt ein Signalvorzeichen
dK auf, das einer Exklusiv-Oder-Schaitung 23 zugeleitet
wird. Die andere Eingangsklemme der Exklusiv-Oder-Schallung
23 nimmt das Signal »Vorzeichen 5« von der Begrenzerstufe 24 auf Diese Begrenzerstufe 24 nimmt
das Signal s(t) über das Verzögerungsglied 25 auf. Die Exklusiv-Oder-Schaltung 23 arbeitet zu den durch die
Taktschaltung 15 mit Datenübertragungsgeschwindigkeit bestimmten Zeitpunkten, und zwischen zwei
aufeinanderfolgenden Taktzeiten wird das Ausgangssignal gehalten, wodurch das Signal »Vorzeichen e(i)«
entsteht, das den Korrelatoren Ci bis Cv in Fig. 2
zugeleitet wird.
Die Arbeitsweise dieser Schaltungen zur Erzeugung des Fehlersignals wird nunmehr beschrieben. Das
entzerrte Signal wird in seine analoge Form s(t) umgewandelt und in üblicher Weise im Modulator 9 in
seiner Frequenz transponiert, um ein besseres Arbeiten des Phasendetektors sicherzustellen und um den
Taktimpuls aus der Einhüllenden besser ableiten zu können, ts ist dabei allgemein bekannt, dal3 die
Einhüllende eines Signals durch eine Frequenztransponierung nicht modifiziert wird.
Die Frequenzumsetzung wird im Modulator 9 vorgenommen, dem die Umsetzungsträgerfrequenz Fp
aus dem Oszillator 10 zugeführt wird. Das Tiefpaßfilter 11 entfernt ein Modulationsseitenband des Ausgangssignals
des Modulators 9 und liefert das Signal S(t). das das Signal s(t) in einer höheren Frequenzlage ist. Wegen
des Tiefpaßfilters hat das Signal S(t) ein Frequenzspektrum, das um die Mittenfrequenz des
F(t)-Fp-Fp
zentriert ist, wobei Fp die für die Übertragung benutzte
Trägerfrequenz und Fp die für die Frequenzumsetzung benutzte Trägerfrequenz ist. Das Signal S(t) wird der
impulsformstufe 12 zugeführt, die das Signal S(t) in
Rechteckimpulse umwandeln soll.
Das Signal S(t) wird im Vollweggleichrichter 14 gleichgerichtet. Aus dem gleichgerichteten Signal wird
über die Taktimpuls-Wiedergewinnungsschaltung 15 die Datenübertragungsfrequenz Fc gemäß üblicher Verfahren wiedergewonnen (vgl. z. B. CCITT Beitrag mit
Bezug auf COM SpA, Nr. !43-URSS, Oktober 1967. Band VIII, Frage 1-A, Punkt Z von Seite 4 bis Seite 12).
Die Schaltung 15 liefert einen Abtastimpuls mit der Frequenz Fa der ausreichend lang ist. daß alle
möglichen Nulldurchgänge dor vom Signal S(t) milgcfiihrten
Information zur betrachteten Abtast/eit innerhalb der Zeitdauer dieser Impulse liegen. Dies wird
dadurch erreicht, daß der Abtastimpuls eine etwas größere Länge erhall, als die halbe Periode der
Basisfrequenz des Signals S(I). niimlich eine zeitliche Dauer =
Ein solcher Impuls ist bei ,*\ in I ι g. 4 gezeigt. Rr wird ah
Startsignal für die Koinzidenzdetektorschaltung \b benut/t.
Die Schaltung 15 liefert außerdem ein Signal mit der
Frequenz f's. einem Vielfachen von !■[■ zur Verwendung
im Schieberegister in F i g. 2. Die Funktion dieser Frequenz F^ wird noch beschrieben. Der Detektor 16
nimmt andererseits auch vom Detektor 12 Information über die aufeinanderfolgenden Nulldurchgänge des
Signals S(t) nach Umwandlung in ein Rechtecküignal in
der Impulsformstufe '2 auf.
Der Detektor 16 liefert also dann ein Signal, wenn das
Signal S(t) zum ersten Mal während der Dauer eines Abtastimpulses durch Null geht (Zeile B in Fig.4).
Dieses vom Detektor 16 erzeugte Signal gelangt an die Phasendiskriminatorschaltung 17, die als Phasendeteklor
arbeitet und die Daten gemäß bekannter Verfahren, die nicht zur Erfindung gehören, dekodiert.
Es ist allgemein bekannt, daß bei Phasenmodulationsverfahren,
wenn während der Übertragung keine Verzerrung auftritt, die Einhüllende des Datensignals
durch Punkte konstanter Amplitude geht, unabhängig davon, was für Daten übertragen werden, und diese
Funkte treten mit der Datenübertragungsfrequenz auf. Diese Eigenschaft ist es. die auch eine Wiedergewinnung
der Datentaktfrequenz aus der Einhüllenden des Signals gestattet. Die während der Übertragung über
das Übertragungsmedium auftretenden Verzerrungen bewirken ein Verwaschen dieser Punkte, solange die
Übertragung nicht vollständig entzerrt ist. Das Messen
J „ U -._ A'. ~ T? ■■ ι ■
sobald sie durch ein vom Detektor 16 kommenden Impuls betätigt ist, m/4-Perioden der vom Oszillator 22
kommenden Schwingung abzählt. Beim Erreichen der Zahl "-' liefert die Schaltung 21 einep Steuerimpuls an die
Vergleichsstufe 20 (Zeile C in F i g. 4). Die Vergleichsstufe 20 vergleicht dann die Amplitude des gleichgerichteten
Signals S(t) aus dem Vollweggleichrichter 14 mit der Bezugsamplitude Ajc/. um eine binare Anzeige über
das Vorzeichen der Differenz zu liefern. Diese binäre Anzeige wird mit »Vorzeichen <XR«bezeichnet.
Vor der Beschreibung ac Arbeitsweise sollen noch
einige Bemerkungen gemacht werden. Der Wert der Bezugsamplitiide 4«tv ist von geringer Bedeutung, chi
die Bezugsamplitude festliegt. Außerdem ist der Absolutwert der Amplitude der Hinhüllenden nicht von
Bedeutung, da dieser Wen zu den gegebenen Zeitpunkten immer gleich ist. In der Praxis wird -4/>,v so
gewählt, dall· man in der L.ntzerrerschaltung eine
.Signalamplitude erhält, die mit dem dynamischen Verhalten der Schaltungen des Entzerrers verträglich
ist. Ferner sollte es klar sein, daß dann, wenn man statt nur mit Phasenmodulation mit einer Kombination aus
Phasenmodulation und Amplitudenmodulation zu arbeiten wünscht, eine Anzahl von Amplitudenbezugspegeln
benutzt werden muß, was eine etwas komplizierte aufgebaute Vergleichsschaltung erfordert, ohne daß
dabei vom erfindungsgemäßen Prinzip abgewichen werden muß. Im letzteren Fall muß natürlich das
Ausgangssignal der Vergleichsstufe 20 in Kombination mit der Phasendiskriminierung in den Dekodierschal
tungen 18 zur Wiedergewinnung der Daten dekodiert werden.
Man erhält damit ein Signal »Vorzeichen dR« am Ausgang der Vergleichsstufe 20, das das Vorzeichen des
durch die Einhüllende des Signals S(t) gegebenen Amplitudenfehlers darstellt, und zwar in bezug auf einen
oder mehrere feste Schwellwerte. Diese Information ist natürlich mehrdeutig, da die Funktion S(t) vor dem
Vergleich gleichgerichtet wurde und man nur den Absolutwert des Amplitudenfehlers erhält. Lie Bedeu-
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king eines Fehlersignals für die Entzerremachsteliung
möglich. Es ist schwierig, die Amplitude einer Einhüllenden an solchen Punkten, den Abtastzeitpunkten,
entsprechend genau zu messen. Man erhält jedoch eine sehr gute Annäherung, wenn man bedenkt, daß der
Punkt, an dem die Einhüllende eine konstante Amplitude aufweist, dem Maximum des transponierten
Signals in der Umgebung der Abtastzeitpunkte entspricht. Auf dieser Grundlage wird die Messung des
Amplitudenfehlers durchgeführt.
Die Erzeugung des Amplitudenfehlersignals benutzt
das vom Vollweggleichrichter 14 kommende gleichgerichtete Signal und vergleicht zu bestimmten Bezugszeitpunkten die gleichgerichtete Signatemplitude mit
einer Bezugsamplitude A in der Amplitudenvergleichsstufe 20.
Die gewählten Vergleichspunkte sind diejenigen, bei denen die Amplitude des gleichgerichteten Signals S(t)
ein Maximum ist, d. h. die den Maxima der Trägerfrequenz Ft entsprechen. Es ist bekannt, daß diese Maxima
eine Viertelperiode der Trägerfrequenz nach dem Nulldurchgang auftreten. Sobald daher der Nulldurchgang
durch ein Ausgangssigna! der Koinzidenzdeiektorschaltung 16 angezeigt wird, wird die SK-jfe 21
betätigt, die zusätzlich eine vom Oszillator 22 erzeugte Schwingung mit der Frequenz m Ft aufnimmt und,
vom tatsächlichen oder echten Wert von S(t) zum gleichen Zeitpunkt ab. Diese Mehrdeutigkeit wird
4) jedoch durch die Exklusiv-Oder-Schaltung 25 beseitigt,
die die Information des Signals »Vorzeichen dR« einerseits und das Signal »Vorzeichen s(t)« andererseits
erhält, und zwar über das Verzögerungsglied 25 und die Begrenzerschaltung 24. Das Verzögerungsglied 25 dient
",ο der Kompensation der durch die Schaltungen zur
Erzeugung des Signals »Vorzeichen dR« eingeführten Verzögerung (hauptsächlich durch das Tiefpaßfilter 11),
so daß das an der Exklusiv-Oder-Schaltung 23 zugeführte Signal »Vorzeichen s(t)<
< den gleichen Signalabschnitt s(t) betrifft, wie der, der zur Erzeugung
des Amplitudenfehlers betrachtet worden war. Eine solche Verzögerung hängt daher von den verwendeten
Schaltungen ab und läßt sich in einer bestimmten Ausführungsform leicht ermitteln. Der Begrenzer 24
to verleiht dem Signal s(t) eine Rechteckform und macht
daher die Bestimmung des Vorzeichens des Signals leichter. Die Exklusiv-Oder-Schaltung 23 liefert dann
das Produkt aus »Vorzeichen s«r · »Vorzeichen dftnind
liefert damit das Fehlersignalvorzeichen e(t), das in
üblicher Weise zur Einstellung der Koeffizienten für den Entzerrer dient Dieses Produkt wird zu jedem
Abtastzeitpunkt, der durch die Taktschaltung 15 bestimmt ist, erzeugt und sein Wert wird zwischen
aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkt gehalten. Ls soll
darauf hingewiesen werden, daß die Mehrdeutigkeit der ■ nformation »Vorzeichen aR« am Ausgang der
Exkltisiv-Oder-Schaltung 23 beseitigt ist. da dier-e das
entsprechende Vorzeichen von 5(fj mitberücksichtigt.
Die Nachstell- oder Regelschaltung in F i g. 2 arbeitet nun wie folgt. Jeder der Korrelatorstufen G bis Cv wird
das Fehlersignal »Vorzeichen e(t) und ein anderes Ausgangssignal des Schieberegisters 8 zugeführt. Im
Schieberegister 8 wird die das Vorzeichen des Datensignal betreffende Binärinformation zii aufeinanderfolgenden
Zeitpunkten zugeführt. Für diesen Zweck wird das aufgenommene und in Stufe 1 normierte
Datensignal zunächst im Verzögerungsglied 6 verzögert.
Damit wird die Laufzeil des Signals über den Hauptsignalstron kreis kompensiert. Die Verzögerung
im Verzögerungsglied 6 v/ird experimentell aus der Laufzeit des Signals im Hauptsignalstromkreis ermittelt,
wobei diese ZpU von den benutzten Schaltelementen
abhängt. Die?"? Zeit ist gleich der Verzögerung im
Verzögerungsglied 25 + der Verzögerung des Signals im Hauptsignalstromkreis des Entzerrers. Das so
verzögerte Signal wird der Begrenzerstufe 7 zugeführt, deren Ausgangssignal am Schieberegister 8 liegt. Dieses
tastet das Ausgangssignal der Begrenzerstufe 7 mit der Frequenz Fs ab. Es muß hier bemerkt werden, dall die zu
einem bestimmten Zeitpunkt im Schieberegister 8 enthaltenen Abtastwerte mit dem Fehlersignal von der
Vergleichsstufe 20 korreliert werden. Da dieses Fenlersignal zu durch die Datenfrequenz F. bestimmten
Zeitpunkten entnommen wird, müssen die vom Schieberegister 8 kommenden Abtastwerte dem gleichen
Abschnitt des Datensignals entsprechen, wie die Teile. die zur Definition des Fehlersignals führen, um eine
brauchbare Korrelation durchzuführen. Aus diesem Grund muß die Verschiebefrequenz des Schieberegisters
8 (d. h. die Abtastfrequenz der Ausgangssignale der Begrenzerstufe 7) ein gemeinsames Vielfaches der
Datenfrequenz Fc und von - sein, wobei - die
Einheitsverzögerung der Verzögerungsleitung 3 und
leicht durchführen und der Taktgenerator 15, der bereits die Frequenz Fc liefert, liefert auch das notwendige
Vielfache von F^ das hier als F>
bezeichnet wird.
Somit wurde also eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung offenbart, die sich vollständig aus
digitalen Schaltungen aufbauen läßt. Natürlich können auch analoge Schaltungen genau so gut benutzt werden.
Somit kann man beispielsweise statt nur das Vorzeichen des Amplitudenfehlers in der Vergleichsstufe 20 zu
berücksichtigen, den relativen Wert des Amplitudenfeh-
lers —· messen und mit dem Vorzeichen von s(t) zum
entsprechenden Ab.astzeitpunkt in einer Muitipliziarsttife
multiplizieren, die anstelle der Exklusiv-Oder-Schaltung 23 benutzt werden könnte. Man würde somit
ein Analogsignal e(t) erhalten, das dann analogen Korrelationsschaltungen C\ bis Gv zugeführt würde (die
dann natürlich als Multiplizierstufen und Analogintegrierstufen aufgebaut sind), um die entsprechenden
Lntzcrrcranzapfungcn nachzuregeln. Mit dieser Annahme wäre natürlich das Verzögerungsglied als Analogschaltung
aufzubauen und der Analog-Digital-Wandler 2 sowie der Digital-Analog-Wandler 5 können wegfallen.
Das Eingangssignal der Korrelatorstufen G bis Gv wären nicht langer das Vorzeichen von x(i — rc),
sondern dieses Signal (t-ir) würde unmittelbar an der entsprechenden Anzapfung der Verzögerungsleitung 3
abgenommen werden. Diese Lösung hätte den Vorteil, daß eine raschere Konvergenz der Entzerrung erreichbar
wäre. Dies würde jedoch mit dem Verlust erkauft werden, auf den einfachen Aufbau digitaler Schaltungen
verzichten zu müssen.
Der relative Fehler 1^- könnte außerdem am Ausgang
der Vergleichsstufe 20 erzeugt und mit dem Wert von s(t)\n der Exklusiv-Oder-Schaltung 23 zum betrachteten
Zeitpunkt multipliziert werden. Die übrigen Schaltungen wären dann die gleichen wie im vorangegangenen
Beispiel. Auch hier wäre die Konvergenzgeschwindigkeit des Entzerrers höher, allerdings auf Kosten der
gröi3eren Komplexität der zur Erzeugung des Fehlersignals benutzten Analogschaltungen.
Es muß ferner noch darauf hingewiesen werden, daß das zum Messen der Amplitude der Einhüllenden
benutzte Verfahren nur ein mögliches Beispiel für ein
solches Meßverfahren ist. Dem Fachmann ist ohne weiteres klar, daß auch andere Meßverfahren anwend-
Wert unmittelbar aus der Einhüllenden vom Sign -' S(t)
durch Gleichrichtung und Durchlaufen von Bandpaßfiltern entsprechend gemäß üblicher Verfahren abgeleitet
wird und durch Messen der echten Amplitude der Einhüllenden in der Nachbarschaft der Abtastzeitpunkte.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (8)
1. Verfahren zum Entzerren eines nach Übertragung mittels Phasenmodulation mit linearen Verzerrungen
behafteten Signals vor der Demodulation, bei welchem das aufgenommene Signal einem
Transversalfilter mit variabler Übertragungsfunktion zum Entzerren zugeführt, ein Fehler-Regelsignal
durch Vergleich des Entzerrer-Ausgangssignals mit einem Bezugssignal zu durch den Abtasttakt
bestimmten Zeitpunkten mit Übertragungsfrequenz erzeugt und die Übertragungsfunktion des Transversalfilters
so nachgeregelt wird, daß das Fehler-Regelsignal verschwindet, gekennzeichnet
durch folgende Verfahrensschritte:
a) Messen der Amplitude der Einhüllenden des Entzerrer-Ausgangssignals zu durch den Abtasttak.
jestimmten Zeitpunkten,
b) Vergleichen der Amplitude der Einhüllenden
des Entzerrer-Ausgangssignals mit einer Bezugsamplitude zur Erzeugung des Einhüllenden-Fehlersignals,
c) Multiplizieren dieses Einhüllenden-Fehlersignals
mit dem Entzerrer-Ausgangssignal zur Erzeugung des Fehler-Regelsignals.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß zum Messen der Amplitude der
Einhüllenden das entzerrte Signal nach einer höheren Free xnz umgesetzt und die Amplitude der so
Einhüllenden des umgesetzten Signals gemessen wird.
3. Verfahren nach Ansprach .?. dadurch gekennzeichnet,
daß das Abtastintervall «us dem Abtasttakt bestimmt, der erste Nulldurchgang des umgesetzten
Signals innerhalb des Abtastintervalls bestimmt und die Amplitude des umgesetzten Signals einer
Viertelperiode nach dem ersten Nulldurchgang dieses Signals gemessen wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet,
daß vor der Messung das umgesetzte Signal gleichgerichtet und die Messung der Einhüllenden
an dem gleichgerichteten Signal vorgenommen wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4. dadurch gekenn- v, zeichnet, daß beim Amplitudenvergleich zwischen
der Einhüllenden und der Bezugsspannung der Wert der Differenz der beiden Amplituden durch den
Wert der Amplitude der Einhüllenden dividiert und das Fehlersignal der Einhüllenden ermittelt wird. ,0
6. Verfahren nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet,
daß das Vorzeichen der Amplitudendifferenz zur Erzeugung des Fehlersignals der Einhüllen
den dient.
7. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch ϊϊ
gekennzeichnet, daß das Vorzeichen des entzerrten Signals mit dem Fehlersignal der Einhüllenden zu
den vom Abtasttakt bestimmten Zeitpunkten multipliziert wird
8. Schaltungsanordnung zur Durchführung eines <,o
Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzumsetzung nach
einer höheren Frequenz ein Oszillator (10) und eine Modulatorstufe (9) vorgesehen sind, deren Ausgangssignal
über eine Gleichrichterschaltung (14) an *, >
einer Amplitudenvergleichsstufe (20) liegt, in der das gleichgerichtete Signal mit einem Bezugssignal
(Abv) vergleichbar ist um ein binäres Signal für das
Vorzeichen der Amplitudendifferenz zu liefern, daß eine Begrenzerschaltung (24) vorgesehen ist, die aus
dem entzerrten Signal unmittelbar ein Vorzeichensignal ableitet, das einer Multiplizierstufe (Exklusiv-Oder-Schaltung
23) zusammen mit dem binären Vorzeichen der Amplitudendifferenz (Vorzeichen dR) zugeführt wird, weiche ausgangsseitig das binäre
Fehlerkorrektursignal für die Entzerrerschaltung (3, Af1 bis Mn. Cx bis Cn) liefert
Applications Claiming Priority (1)
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DE2317597C3 true DE2317597C3 (de) | 1981-03-12 |
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