DE2408151A1

DE2408151A1 - Verfahren zur fernsteuerung ueber ein starkstromnetz und vorrichtung zur ausfuehrung des verfahrens

Info

Publication number: DE2408151A1
Application number: DE19742408151
Authority: DE
Inventors: Urs Dipl Ing Oehrli
Original assignee: Zellweger Uster AG
Current assignee: Zellweger Uster AG
Priority date: 1973-05-18
Filing date: 1974-02-20
Publication date: 1974-12-05
Also published as: CH566086A5; GB1468035A; DE2408151C3; FR2230106B1; DE2408151B2; AU6915074A; JPS5018949A; ATA368074A; US3986121A; JPS5620345U; FR2230106A1; AT341037B; ZA742586B

Description

Z 2001

ZELLWEGER USTER AG 2 0 F h

Gh. 8610 Uster-Schweiz ' ' *

Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz und Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz und auf eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens. Es sind bereits verschiedene Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz bekannt. Grosse Verbreitung hat beispielsweise die sogenannte Rundsteuerung gefunden, bei welcher mittels einer vorzugsweise in einem Unterwerk eines Energieversorgungsnetzes vorgesehenenSendeeinrichtung Steuerbefehle in der Form von V/echselstromsignalen bzw. -ImpulsSequenzen einem zugehörigen Starkstromnetz überlagert werden. An beliebigen Orten des Starkstromnetzes können die genannten Steuerbefehle von an das Starkstromnetz angeschlossenen Empfängern selektiv empfangen werden. Mittels solcher Rundsteuereinrichtungen können bestimmte Gruppen von Stromverbrauchern, wie Boiler, Strassenbeleuchtungen usw. ferngesteuert eingeschaltet oder ausgeschaltet werden. Auch können mit solchen Rundsteuereinrichtungen Sonderbefehle beispielsweise für die Feuerwehr oder für Luftschutz usw. übertragen werden.

Obwohl sich die genannten Rundsteuerverfahren im allgemeinen

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gut "bewährt haben, treten mitunter erhebliche Schwierigkeiten dadurch auf, dass die einem Starkstromnetz überlagerten Steuerbefehle sich nicht nur nach vorwärts, d.h. in Richtung des Energieflusses zu den dem betreffenden Unterwerk zugeordneten Verbrauchern ausbreiten, sondern · dass sie rückwärts über Speisetransformatoren des betreffenden Unterwerkes in ein übergeordnetes Hochspannungsnetz übertreten und über dieses übergeordnete Hochspannungsnetz und über weitere Speisetransformatoren unerwünschterweise in ein einem benachbarten Unterwerk zugeordnetes Starkstromnetz gelangen. Dieser Störungsfall tritt besonders bei Verwendung relativ tiefer Sendefrequenzen, beispielsweise etwa 300 Hz, auf, da die genannten Speisetransformatoren in den Unterwerken für so tiefe Frequenzen nur eine relativ kleine Dämpfung aufweisen. Im Hinblick darauf, dass das übergeordnete Starkstromnetz, welches den störenden Uebertragungsweg darstellt, beispielsweise eine Spannung von 50 KV oder mehr aufweist und für hohe Leistungen ausgelegt ist, versteht es sich von selbst, dass frequenzselektiveSperrmittel sehr kostspielig werden und auch aus Gründen der starkstromtechnischen Betriebssicherheit unerwünschte Elemente darstellen. Ohne solche Sperrmittel besteht jedoch zufolge dieses unerwünschten Signalübertrittes in ein benachbartes Starkstromnetz die Gefahr des fälschlichen Ansprechens von Rundsteuerempfängern in einem benachbarten Netz auf netzfremde Steuerbefehle.

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Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde ein Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz und eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens zu schaffen, bei welchem der erwähnte Störeffekt, nämlich das unerwünschte Ansprechen von Empfängern auf gleichfrequente Störsignale, welche aus einem benachbarten Starkstromnetz in das eigene Starkstromnetz übertreten, -in der Fachsprache als "spill-over" oder "Beeinflussung" bezeichnet, nicht in Erscheinung tritt.

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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass die Steuerbefehle auf der Sendeseite als ■winkelmodulierte Signale einer Starkstromleitung des Starkstromnetzes überlagert und an beliebiger Stelle des Starkstromnetzes demselben entnommen werden, um sie nach ihrer Momentanfrequenz bzw. -phase zu diskriminieren und anschliessend auszuwerten.

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Die Erfindung "betrifft auch eine Vorrichtung zur Ausführung des genannten Verfahrens, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass auf der Sendeseite ein mit der den Steuerbefehlen entsprechenden Information in seiner Frequenz bzw. Phase niodulierbarer Sender vorgesehen ist, welcher über sendeseitige Kopplungsmittel an eine Starkstromleitung des für die Uebertragung vorgesehenen Starkstromnetzes gekoppelt ist, sowie dass an mindestens einer beliebigen Stelle des Starkstromnetzes mindestens ein Empfänger angeschlossen ist, welcher Empfänger Selektionsmittel für dievempfangenen Signale und einen diesen nachgeschalteten Frequenz- bzw. Phasendiskriminator sowie eine dem Diskriminator nachgeschaltete Auswerteeinrichtung aufweist.

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-· ⁶ - 2A081

Im folgenden wird die Erfindung anhand der "beiliegenden Zeichnung beispielsweise erläutert. Dabei zeigt

Pig. 1 ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen Energieversorgungsnetzes;

Pig. 2 ein Blockschaltbild einer Sendeeinrichtung;

Pig. 3 ein Schaltbild eines Codierers;

Pig. 4 Impulsdiagramme;

Pig. 5 ein Schaltbild eines Taktgebers;

Pig. 6 den Aufbau eines Modulators;

Pig. 7 eine Tabelle über Parameter des Modulators;

Pig. 8A ein Schaltbild eines in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators;

Fig. 8B ein weiteres Schaltbild eines in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators;

Fig. 9 ein Schaltbild, eines Phasendiskriminators;

Fig. 10 Impulsdiagramrae des Phasendiskriminators;

Fig. 11 ein Schaltbild eines umschaltbaren Frequenzteilers;

Pig. 12 eine Wahrheitstabelle;

Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel für eine Serieeinkopplung des Sendesignals in eine Starkstromleitung;

Fig. 14 ein Schaltbild einer Empfangseinrichtung Fig. 15A eine Durchlasscharakteristik eines Empfangsfilters;

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Pig. 15B Durchlasscharakteristiken eines RC- und eines N-Pfad-Filters;

Fig. 16 ein Schaltbild eines Begrenzers; Fig. 17 ein Schaltbild eines Diskriminators; Fig. 18 ein Schaltbild einer Auswerteeinrichtung.

In allen Figuren sind sich entsprechende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

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Vorgängig der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels wird anhand der Fig. 1 das der Erfindung zugrunde liegende Problem näher erläutert. Die Fig. 1 zeigt ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen Energieversorgungsnetzes . Der Einfachheit halber ist das Schaltbild einphasig gezeichnet. Ueblicherweise sind solche Netze jedoch dreiphasig aufgebaut, was jedoch für die nachfolgende Erläuterung belanglos ist.

Eine beispielsweise 50 KV" führende Hochspannungsleitung a speist zwei Unterwerke b und c. In jedem dieser Unterwerke ist ein Speisetransformator d bzw. e vorgesehen, welcher die Spannung von 50 KV auf beispielsweise 15 KV transformiert. Ein solcher Speisetransformator hat beispielsweise eine Leistung von 25 MVA. Der Speisetransformator d bzw. e ist mit seiner Primärseite an die 50 KV Hochspannungsleitung a angeschlossen. Seine Sekundärseite ist über einen in einer Starkstromleitung k bzw. m angeordneten Kopplungstransformator f bzw. g mit der Sammelschiene k* bzw. m* des betreffenden Unterwerkes b bzw. c verbunden. An diese Sammelschiene k* bzw. m* sind die dem betreffenden Unterwerk b bzw. c zugehörigen Mittelspannungs- Starkstromleitungen des ihnen zugehörigen Starkstromnetzes angeschlossen. Ueber den Kopplungstransformator f werden die von einer Sendeeinrichtung h stammenden^, die Steuerbefehle darstellenden, Steuersignale in das vom Unterwerk b versorgte Starkstromnetz eingekoppelt. Die Sendeeinrichtung h besteht im wesentlichen aus einer Befehlseingabevorrichtung hj, einem von ihr gesteuerten Modulator h₂ und einem vom Modu-

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lator h.p beeinflussten Sender h~. In entsprechender V/eise ist an den Kopplungstransformator g des Unterwerkes c eine Sendeeinrichtung i angeschlossen. Auch die Sendeeinrichtung i besteht aus einer Befehlseingabeeinrichtung i,, einem Modulator 1„ und einem Sender i~.

Aus verschiedenen Gründen, so insbesondere auch aus Gründen der Frequenzökonomie werden in benachbarten Unterwerken üblicherweise die gleichen Sendefrequenzen benützt. Die auf der Sekundärseite f_? durch die Sendeeinrichtung h erzeugte Spannung U₀ addiert sich zu der von der Sekundärseite des Speisetransformators d gelieferten Netzspannung. Es ist o zu -beachten, dass zufolge der Spannung Uq auch ein signalfrequenter Strom fcs über den Speisetransformator d zum übergeordneten Hochspannungsnetz, d.h. . zur Hochspannungsleitung a sfefliesst. Dies ist durch einen Pfeil η angedeutet. Ein Teil dieses Stromes, in der Figur 1 έο einem Pfeil n¹ angedeutet, fliesst über die Hochspannungsleitung a und gelangt schliesslich über den Speisetransformator e in das Starkstromnetz des Unterwerkes c, was in Figur 1 durch einen Pfeil n" angedeutet ist. Hierdurch · ■ tk entsteht nun in dem an das Unterwerk c angeschlossenen Starkstromnetz eine fernsteuerfrequente Störspannung. Diese kann gegebenenfalls an das Starkstromnetz des Unterwerkes c angeschlossene Empfänger fälschlicherweise auch auf aus dem Unterwerk b stammende Steuerbefehle ansprechen lassen. Das Entsprechende gilt natürlich auch für Steuerbefehle aus dem Unterwerk c, welche rückwärts, über den Spei-

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setransformator e, die Hochspannungsleitung a und den Speisetransformator d in das Starkstromnetz des Unterwerkes "b eindringen können. Die praktische Erfahrung ' zeigt, dass die Dämpfung für solcher Art übertragene Störsignale für Frequenzen unter etwa 300 Hz nur etwa 10 db beträgt. Im Hinblick auf die praktisch stets vorhandenen'Toleranzen des -Anspreehpegels der verschiedenen Empfänger einerseits und der in einem Starkstromnetz möglichen Pegels chvjankungen der Pernsteuersignale, beinpieloweise zufolge Spannungsüberhöhungen anderseits, ist es leicht verständlich, dass es zufolge dieser beschriebenen Störung zu fälschlichem Ansprechen von Empfängern auf Steuerbefehle aus einem benachbarten Starkstromnetz kommen kann. Wie bereits erwähnt, ist die Anordnung von Sperrmitteln in der Hochspannungsleitung a aus verschiedenen Gründen unerwünscht, so dass man bisher die genannte als "spillover" bezeichnete Störung in Kauf nehmen musste.

In bekannten Pernsteuersystemen, insbesondere Rundsteuersystemen, welche eine Starkstromleitung bzw. ein Starkstromnetz als Uebertragungskanal benutzen, wird mit ton- " frequenten Steuersignalen gearbeitet, wobei die Al - Modulation zur Anwendung kommt. Das Ausgangssignal des Fern-, steuersenders ist daher in seiner Amplitude im Rhythmus der zu übertragenden Impulssequenzen getastet. Die Information wird durch die beiden binären Vierte 1 und 0 dargestellt, wobei die Information in an sich beliebiger V.^rei.^rje kodiert sein kann.

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Im Hinblick auf den Störpegel des Starkstromnetzes sowie des Empfängers und insbesondere im Hinblick auf dip möglichen Schwankungen des Störpegels muss bei Anwendung der Al - Modulation ein so hoher Signalpegel verwendet werden, dass sich auch im ungünstigsten Fall der binäre Wert 1 noch mit ausreichender Sicherheit vom binären Wert 0 unterscheidet. Dem Empfänger wird eine Ansprechschwelle zugeordnet, derart, dass alle Signale unterhalb dieser Schwelle als binär 0 und Signale oberhalb derselben als binär 1 gewertet werden. Es erfolgt a3so eine Amplitudenbewertung des empfangenen Signals. Eine allgemeine Erhöhung des Sendepegels erlaubt zwar eine Verbesserung bezüglich des eigenen Störpegels des Starkstromnetzes, dagegen ist sie wirkungslos bezüglich der früher genannten "spill-over" - Störung, da durch die entsprechende Erhöhung des Sendepegels im Nachbarunterwerk eine entsprechend erhöhte Uebertrittspannung entsteht und dadurch diese "spill-over" - Störung selbstverständlich nicht vermindert wird.

Gejnäss vorliegender Erfindung wird nun für die Signalübermiitlung über eine Starkstromleitung bzw. ein Starkstromnetz die Winkelmodulation angewendet. Darunter fallen sowohl die Frequenz- als auch die Phasenmodulation. Beide Modulationsarten sind bekanntlich miteinander verwandt. Die im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele beziehen sich auf Frequenzmodulation. Die allfälligen Unterschiede gegenüber der Phasenmodulation können als für den Fac'hmann.bekannt vorausgesetzt worden.

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Bisher wurde die Anwendung der Frequenzmodulation für Fernsteuersysteme über das Starkstromnetz als unrealistisch betrachtet, beispielsweise weil im Hinblick auf die zur Verfugung stehenden Frequenzbänder unter Berücksichtigung der Störspektren insbesondere der Netzfrequenz-Harmonischen kein praktikables System denkbar war. Genauere Untersuchungen haben nun aber gezeigt, dass bei •Einhaltung ganz bestimmter Voraussetzungen ein Fernsteuersystem, welches auf der Winkelmodulation, insbesondere •der Frequenzmodulation, beruht, durchaus realisierbar ist und sogar entscheidende Vorteile gegenüber bekannten A 1 - Modulationssystemen aufweist. Ein ganz entscheidender Vorteil liegt dabei insbesondere darin, dass hierdurch das erwähnte "spill-over" - Problem einwandfrei gelöst werden kann. Bei geeigneter Auslegung des Sende- und insbesondere Empfangsteiles ist ein frequenzmoduliertes Fernsteuersystem praktisch vollständig immun gegenüber gleichfrequenten Störungen der genannten Art, indem nämlich bereits Pegelunterschiede von nur etwa 1 ...2 db ausreichen, um ein gleichfrequentes Störsignal zu unterdrücken. Yfeitere Vorteile werden aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen ersichtlich.

Im folgenden wird zunächst eine Sendeeinrichtung für eine mit Frequenzmodulation arbeitende Fernsteuervorrichtung der genannten Art beschrieben. Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild dieser Sendeeinrichtung. Diese besteht aus einem

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Λ . ■

Codierer 1, welcher das für die Sendung benötigte Impulstelegramm "bildet. Der Codierer 1 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel dazu vorgesehen, ein Impulstelegramm zu bilden, welches aus einem Startbit und vier anschliessenden Informationsbit besteht. Dementsprechend weist der Codierer 1 eine Starttaste St und vier Umschalter 2, 3₅ 4 und 5 auf, mittels welcher den zugehörigen Klemmen 2' , 3'> 4¹ und 5' des Codierers je nach der Einstellung der genannten Umschalter 2...5 entweder das Nullpotential oder eine positive Spannung U.,, welche an einer Klemme 6 liegt, zugeführt werden kann. Eine ausführliche Beschreibung des Codierers erfolgt später anhand der Fig. 3> 4 und 5.

Bezüglich der Art und Weise wie gemäss den Schalterstellungen des Codierers 1 ein Impulstelegramm geformt werden kann, können sehr viele Woge beschritten werden. Die Fachliteratur weist viele diesbezügliche Veröffentlichungen auf. Es sei nur darauf hingewiesen, dass mit grossem Vorteil Code benützt werden, welche eine Redundanz aufweisen. Diese Redundanz kann dann zur automatischen Fehlerkorrektur verwendet werden. In diesem Zusammenhang wird auf den Artikel von R.W. Hamming: Error detecting and correcting codes, Bell Syst. Techn. Journal, April 1950, S. 147...160 und auf das Buch von Vi.W. Peterson: Prüfbare und Korrigierbare Codes, Verlag Oldenbourg, 1967, hingewiesen. Eine weitere Möglichkeit der Bildung definierter Impulsbilder ist beispielsweise beschrieben in der Deutschen Offenlegungsschrift 2 ,.226,339.

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Der Codierer 1 gibt nach Betätigung der Starttaste St an seinem Ausgang 7 ein mit einem Startbit beginnendes Impulstelegramm ab, in welchem die Lage der Impulse und Impulslücken durch die Stellung der Umschalter 2...5 bestimmt sind.

Das genannte Impulstelegramm wird vom Ausgang 7 des Codierers 1 über eine Leitung 8 einem Steuereingang 9 eines Modulators 10 zugeführt. Der Aufbau und die Wirkungsweise

des Modulators 10 wird später anhand der Fig. 6 12

noch näher erläutert. Vorerst sei lediglich erwähnt, dar;; der Modulator 10 an seinem Ausgang 11 ein frequenzschübgetastetes Impulstelegramm abgibt. Das frequenzschübgetastete Impulstelegramm am Ausgang 11 des Modulators 10 weist die gleiche Taktsequenz auf wie das Impulstelegraiiun am Ausgang 7 des Codierers 1. Der Modulator 10 ordnet den ihm an seinem Steuereingang 9 zugeführten Impulstelegramm eine Frequenz f.. bzw. f„ zu, je nach dem, ob das Impulstelegramm an seinem,Eingang 9 den logischen Wert 1 bzw. 0 aufweist.

Vorzugsweise werden die Frequenzen f_ und f„ je in eine bestimmte feste Beziehung zur lletzfrequenz f„ des Starkstromnetzes gebracht, wie dies später noch näher erläutert wird. Zu diesem Zwecke wird einem weiteren Eingang 12 des Modulators 10 ein an eine Klemme 13 geführtes Referenzsignal U„ mit der Netzfrequenz f^ zugeführt.

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JS

-·μ - 2Α08151

Die Wahl der "beiden Frequenzen f., und fp soll einervseits im Hinblick auf eine sinnvolle Frequenzplanung und anderseits im Hinblick auf nachrichtensysterntechnische Gesichtspunkte erfolgen-. Um einerseits eine grosse Anzahl von Nachrichtenkanälen zu ermöglichen, wäre ein möglichst geringer Frequenzschub erwünscht,· damit nämlich die Systembandbreite möglichst klein gehalten werden kann. Andererseits wäre ebenfalls aus systemtechnischen Gründen ein grosser Frequenzschub erwünscht,, dies um einen möglichst hohen Modulationsindex zu erreichen. Gründe für einen

^beispielsweise^,

grossen Frequenzschub sind^einerseits die geringeren Anforderungen an die Frequenzpräzision im Sende- und Empfängst eil und anderseits die geringere Störung durch sogenannten Freqtienzjitter, d.h. sporadische Frequenzsprünge, wie sie bei den Frequenzen f, und f_? aus Gründen der technischen Unvollkommenheit der betreffenden Geräte auftreten können. Bei grossem Frequenzschub wird jedoch die erforderliche Kanalbreite für praktische Bedürfnisse unter Umständen zu gross. Es ist nämlich zu bedenken, dass man bei über das Starkstromnetz arbeitenden Fern-

_vvorzugsweise _f
steuereinrichtungerr jeweils im Frequenzbereich zwischen zwei benachbarten Netzfrequenzharmonischen arbeite»

Nach neuesten Erkenntnissen (vgl. NTZ 1972 Heft 11 S 497 502, Fehlerwahrscheinlichkeit binärer Frequenzmodulation, F-. Leitl) kann man nun für gute Resultate auch mit sehr kleinem KLodulationnindex, vorzugsweise -kleiner als 1, arbeiten, wo-

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bei man mit der Systembandbreite bis zur Nyquist-Bandbreite heruntergehen kann. Zufolge der dann geringen Bandbreite ist die Störungsaufnähme ebenfalls klein, so dass trotz kleinem Modulationsindex eine hohe Uebertragungssicherheit bzw. kleine Fehlerwahrscheinlichkeit erreicht wird.

Für das vorliegende Ausführungsbeispiel wurden folgende Systemparameter angenommen:
Tabelle I;
"Netzfrequenz f„ = 50 Hz

Sendefrequenz für Bit "log. 0" f = 124,333 Hz

Sendefrequenz für Bit "log. 1" f_g = 125,667 Hz

Bitdauer T₁ = 0,6 Sek.

Modulationsfrequenz (höchste) = 0,833 Hz

Schrittgeschwindigkeit =1,6 Baud

Modulationsindex m = 0,8

Systembandbreite B = 1,6 Hz

wobei die Frequenzen f^ und f_? in fester Beziehung zur Netzfrequenz f~ gehalten werden. Selbstverständlich wäre es auch möglich die Frequenzen f-, und f_ aus einem frequenzkonstanten Oszillator, beispielsweise einem Quarzoszillator zu gewinnen. Im Hinblick auf mögliche Schwankungen der Netzfrequenz f„ und damit des zugehörigen Rasters von Harmonischen der Netzfrequenz erweist es sich jedoch als vorteilhafter die Sendefrequenzen f₁ und fp in fester Bindung an die Netzfrequenz zu erzeugen. Durch diese Bindung der Sendefrequenzen an die Netzfrequenz liegen diese auch

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1%

bei schwankender Netzfrequenz immer relativ gleich zwischen den Harmonischen der Netzfrequenz.

Der Modulator 10 gibt das von ihm erzeugte frequenzschubgetastete Impulstelegramm von dessen Ausgang 11 über eine Leitung 12 an einen Steuereingang 13 eines Senders 14· Als Sender 14 eignet sich beispielsweise ein Verstärker ausreichender Leistung oder ein durch das frequenzschubgetastete Impulstelegramm gesteuerter statischer Wechselrichter. Das Blockschaltbild der Fig. 2 ist nur für eine Phase dargestellt. Selbstverständlich kann in an sich bekannter Weise aus dem Impulstelegramm des Codierers 1 oder des Modulators 10-ein dreiphasiges Steuersignal gewonnen werden.

Die zufolge der gewählten Systemparameter, vgl. vorstehende Tabelle I, gegenüber bekannten mit Al - Modulation arbeitenden Fernsteuersystemen über Starkstromnetze beträchtlich gesteigerte Uebertragungssicherheit sowie insbesondere die hohe Immunität gegenüber der "spill-over" - Störung gestatten gegenüber den bekannten Fernsteuersystemen auf Starkstromnetzen mit einem um etwa 20 - 30 db tieferen Spannungspegel zu arbeiten. Dadurch ergibt sich ein weiterer Vorteil des vorliegenden neuen Systems. Während nämlich beispielsweise in einem 25 MV/ Starkstromnetz bisher etwa 25... 50 kV/ Signalleistung vorgesehen werden musste, genügt beim

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vorliegenden System eine wesentlich kleinere Leistung von beispielsweise einigen Hundert Watt. Dies.bei Verwendung einer Einkopplungseinrichtung mit hohem Wirkungs-.grad und etwa 1...2 kW bei einer Einkopplungseinrichtung mit einem relativ kleinen Wirkungsgrad.

Als Sender 14 kann beispielsweise ein statischer Wechselrichter bekannter Art benutzt werden. (Vgl. beispielsweise Schweizer Patent ITo. 486'141). Die vom Sender 14 erzeugte Sendeleistung wird von dessen Ausgang 15 über eine Leitung 16 einem Eingang 17 einer Einkopplungseinrichtung 18 zugeführt, welche später anhand der Fig. 13 nahör erläutert wird. Die Einkopplungseinrichtung 18 ist einerseits an den Sender 14 angeschlossen und.andererseits in die von der Sekundärseite des Speisetransformators d zur Sammelschiene k* des Unterwerkes b führenden Leitung k eingeschaltet, vgl. hierzu auch Fig. 1.

Die Fig. 3 zeigt ein Sehaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Codierers 1 (vgl. auch Fig. 2). Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird angenommen, dass ein Impulstelegramm zu erzeugen ist, welches insgesamt fünf Intervalle umfasst. Im ersten Intervall I soll ein Startimpuls liegen, im II. eine Impulslücke, im III. und IV. Intervall je ein Impuls und im V. Intervall »wieder eine Impalslücke. Ein solches Impulstelegramm ist in Fig. 4, Zeile A, dargestellt. Um ein solches Impulstelegramm gemass Fig. 4, Zeile A, zu erzeugen, weist der Codierer 1 folgenden in Fig. 3 dargestell-

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ten Aufbau auf.

Eine Eingabeeinrichtung 100 weist den Intervallen II ... V zugeordnete Eingabeschalter 2, 3> 4 und 5 auf, deren Kontaktfinger entweder an das Nullpotential einer Klemme 101 oder an eine positive Hilfsspannung U-. an einer Klemme

102 angelegt werden kann.

Der Codierer 1 enthält weiter ein Schieberegister 103 mit insgesamt ebensovielen Schieberegisterzellen als Intervalle in dem zu bildenden Impulstelegramm vorgesehen sind. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel weist das Schieberegister

103 die Schieberegisterzellen Ί04, 105, 106, 107 und 108 auf.

Zwischen der Eingabeeinrichtung 100 und dem Schieberegister 103 ist eine Durchschalteeinrichtung 109 angeordnet. Sowohl das Schieberegister 103 als auch die Durchschalteeinrichtung 109 werden von einem Taktgeber 110 mit Taktimpulsen bzw. Steuersignalen versorgt.

Zur Einleitung der Abgabe eines Impulstelogrammes ist weiterhin eine Starttaste St vorgesehen mittels welcher Starttaste der Taktgeber 110 in Gang gesetzt werden kann.

Zum Aufbau des Schieberegisters 103 können beispielsweise integrierte Schaltungen des Typs SNT474 N der Firma Texas Instruments USA vorgesehen sein. Es handelt sich hierbei um Flip-Flop. Die Schiebercgisterzellen 104...108 bzw. ihre

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IO

Flip-Flop sind in Kaskade geschaltet, indem jeweils der D-Eingang eines Flip-Flops mit dem Q-Ausgang des benachbarten Flip-Flops verbunden ist. Dom D-Eingang des Flip-Flops der letzten Schieberegisterzelle 108 wird das Nullpotential zugeführt. Der Q-Ausgang des Flip-Flop:-; 'der ersten Registerzelle 104 ist mit der Ausgangi-kleniriic 7 des Codierers 1 verbunden.

Der Taktgeber 110, welcher später anhand der Fig. 5 noch näher erläutert wird, gibt an seinem Ausgang ll'l ein impulsförrniges Steuersignal ab, dessen zeitlicher Verlauf in Figur 4₅ in Zeile B dargestellt ist. Dieses Steuersignal (vgl. Fig. 4, Zeile B) wird über eine Leitung 112 den Setz-Eingängcn S der Flip-Flop, der fünf Schieberegisterzellen 104··.108 zugeführt, wodurch diese einheitlich in den gleichen Zustand versetzt werden und alle an ihrem Q-Ausgang das Signal logisch 1 führen. Ein weiterer Ausgang 113 des Taktgebers 110 gibt ein Steuersignal, dessen zeitlicher Verlauf in Figur 4, in Zeile C dargestellt, ist, an eine Leitung 114 ab. Die Leitung 114 führt zu je einem ersten Eingang je eines jedem der Eingab es ehalt er 2...¹J zugeordneten NAFD-Gatters 115...118, wobei jeweils ein weiterer Eingang über Klemmen 2'...5' mit dem Kontaktfinger des zugehörigen Eingabeschalters 2...5 der Eingabevorrichtung 100 leitend verbunden ist. Mit Hilfe dieses Steuersignals (vgl. Figur 4, Zeile C) wird nach Betätigung der Starttaste St und nach Ablauf einer Zeitspanne^ die durch die jeweilige

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Stellung der Eingabeschalter 2...5 zum Ausdruck gebrachte Information über die Durchschalteeinrichtung 109 dem Schieberegister 103 zugeführt. Zu beachten int, dass die Durchschalteeinrichtung 109 nur während der kurzen Impulsdauer des Signales gemäss Figur 4, Zeile 0 durchlässig geschaltet ist und dadurch das am Kontaktfinger jedes der Eingabeschalter 2...5 liegende Potential über die NAND-Gatter 115··-118 der Durchschalteeinrichtung 109 invertiert an die Löscheingänge L der Flip-Flop in den Schi eberegistorzoll lon 105...108 zuführt. In der übrigen Zeit ist die Eingabeeinrichtung 100 vom Schieberegister 103 getrennt. Der Lo c, ehe Ingang L den Flip-Flops der ersten Schieberegistorzelle 104 ist dauernd an die positive Spannung U-. der Klemme 102 gelegt, dies um zu erreichen, dass im ersten Intervall jedes Impulrjtelegrarnms stets ein Impuls als Startirnpuls gebildet wird.

An einem weiteren Ausgang 119 gibt der Taktgeber 110 über eine Leitung 120 eine Folge von Taktirtipulsen an die Takteingänge T der Flip-Flop in den Schieberegisterzellen 104·.. 1OS des Schieberegisters 103 ab. Der zeitliche Verlauf dieser Taktfolge am Ausgang 119 des Taktgeber?; 110 ist in Figur 4, in Zeile D dargestellt. Vorzugsweise beginnt diese Taktfolge nach einer Zeitspanne in nach Betätigung der Starttaste St, wobei Zy _> 2^ ·

Vorzügsweise ist'der Taktgeber 110 so ausgebildet, dass er an einem weiteren Ausgang 12Ö¹ ein Steuersignal mit einem

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zeitlichen Verlauf gemäss Fig. 4₅ Zeile E, abgibt. Dieses Signal gemäss Fig. 4, Zeile E, markiert die ganze Dauer eines Impuls te leg r armns und dieses Signal kann daher auch dazu verwendet werden, einen für die'Aussendung des Impuletelegramms vorgesehenen Sender temporär in Botrieb nehmen.

Um die Impulse bzw. Steuersignale des Taktgebers 110 in ihrem zeitlichen Ablauf koordinieren und in eine starre Beziehung zur Netzfrcquenz bringen zu können, wird an einen Eingang 121 des Taktgebers 110 ein netzfrequentes Signal U_n angelegt.

Die Fig. 5 zeigt ein Schaltbild eines Ausführuügsbeispiels eines Taktgebers 110 (vgl. hierzu auch Fig. 3)· An die Klemme 122, an welche auch die Starttastc St angc;.~c:hlr.r:::eiist, sind drei in Kaskade geschaltete Verzögerungcgiieier 123, 124 und 125 angeschlossen. Mit Hilfe der diesen zugeordneten Widerstände 126 bzw. 127 bzw. 128 und der Kondensatoren 129 bzw. 130 bzw. 131 lassen sich die Ver^ögeruiigszeiten der Verzö^erungrglieder 123 bzw. 124 bzw. 12·^· <V;. f die gewünschten Vierte einstellen. Die Verzögerungszeii de.^r; Verzögerungsgliodes 129 ist Lj, die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedos 124 istc^'t/ '^d diejenige des Verzcgerungsgliedes 125 ist Cj (vgl. hierzu Fig. 3)· Die Verzögerungsglieder 123·'. .125 bewirken die Verzögerung des Startbefehls L^ , wie er durch Betätigung der Starttaste St gegeben "wird. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind für die Verzögerungsgiieder 123.'. .125 Konoflops des Typs SlT 74121 N

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der Firma Texas Instruments USA, vorgesehen. In der Figur 5 sind in den diese Monoflops darstellenden. Blöcken die Anschlussbezeichnungen der genannten Bausteine von Texas Instruments eingetragen. Der Klemme 122 wird über einen ¥iderstand 132 eine positive Hilfsspannung von der Klemme 102 zugeführt. Wenn die Starttaste St "betätigt wird, v;ird die Klemme 122 geerdet, wodurch an der Klemme 122 eine negative Flanke entsteht, welche den Monoflop des Verzögcrungnglied.es 123 startet. An dessen Ausgang Q und Klemme 111 erscheint dann ein Signal entsprechend Zeile C in Abbildung 3· Dieses Signal startet auch den Monoflop des nachfolgenden Verzögerungsgliedes 124 wodurch, an dessen Ausgang Q ein Signal gemäss Zeile D in Figur 4 entsteht. Das am Ausgang Q des Verzögerungsgliedes 124 erscheinende Signal startet den Monoflop des nächsten Verzögerungsgliedes .125.

DJc Aiu-.gangs spannung des dritten Verzögerungsgliedes 125 ist an die Klemme 113 geführt (vgl. Figur 3)· Mit dem am Ausgang Q des Verzögerungsgliedes 125 auftretenden Impuls wird-aber auch ein Taktaufbereitungovorgang gestartet zur Erzeugung der weiteren im fost=sodierer 1 benötigten Taktbzw. Steuersignale (vgl. Figur 4).

Der Taktgeber 110 weist ein Flip-Flop 132 auf. AIo Flip-Flop 132 eignet sich ein sogenanntes D-Flip-Flop, beispielsweise "Typ · SNY474N" der zitierten Firma Texas Ins tr orient s . Dem- Flip-Flop 132 wird von der Klemme 102 über eine Leitung

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133 die positive Spannung U₁ als logisches Signal 1 an seinen Dateneingang 134 zugeführt. Ein Takteingang 135 des Flip-Flops 132 ist über eine Leitung 136 mit dem Q-Ausgang des letzten Verzögerungsgliedes 125 verbunden, über welche Leitung dem Flip-Flop 132 das am Q-Ausgang des Verzögerungsgliedes 125 auftretende Signal (vgl. Fig. 4»

(Js/

Zeile C) zugeführt wird. Beim Eintreffen des um t ψ verzögerten Startbefehls wird das Flip-Flop 132 gesetzt. Dies bedeutet, dass dessen das inverse Ausgangssignal führender Ausgang 137 auf logisch 0 geht. In dieser Position verbleibt das Flip-Flop 132 bis seinem Löscheingang 138 über eine Leitung 139 ein Löschimpuls zugeführt wird.

An den Eingangskleinmen 140 und 121 des Taktgebers 1.10, we3-che mit dem Null-Leiter 0 bzw. dem Phasenleiter P eines Starkstromnetzes von beispielsweise 220 V, 50 Hz verbunden sind, ist ein Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 141 und 142, angeschlossen. Mittels dieses Spannungsteilers wird die Netzspannung U„ mit der Frequenz f,, auf einen für die elektronischen Bauteile des Taktgebers 110 zuträglichen Wert reduziert.

Die am Spannüngiiteilpunkt 343 auftretende Wechselspannung erzeugt über eine D.iode 144 an einem Widerstand 145, welchem eine Zenerdiodo 146 parallel geschaltet iot, positive Impulse. Diese positiven Impulse werden über einen Widerstand 147 einem·Eingang'148 eines mit einem Schmitt-Trigger kombinierten NAND-Gatters 149 zugeführt. Als NAND-Gatter 149

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IS

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eignet sich beispielsweise der Typ SN7413N der zitierten Firma Texas Instruments, welcher den genannten Schmitt-Trigger bereits enthält.

Ein zweiter Eingang 150 des NAND-Gatters 149 ist über eine leitung 151 mit dem nicht-invertierenden Ausgang 152 des Flip-Flops 132 verbunden. Das NAND-Gatter 149 lässt nun
zufolge dieser Verbindung mit dem Flip-Flop 132 nur während der Dauer T¹ (vgl. Figur 4, Zeile E) eines Impulstelegramms netzfrequente Impulse von seinem Ausgang 153
über eine Leitung 154 zu einem Eingang 155 einer Zähleinrichtung 156 gelangen.

Die Zähleinrichtung 156 dient der Erzeugung der genannten Bit-Dauer bzw. Taktzeit von in unserem Beispiel 0,6 Sekunden, aus den ihr zugeführten netzfrequenten Impulsen. Diese
netzfrequenten Impulse folgen sich bei einer 50 Hz Netzspannung mit einem Rhythmus von 0,02 Sekunden. Ausserdem muss wie früher erwähnt , der Beginn des ersten Taktimpulses verzögert werden, in unserem Beispiel um 0,2 Sekunden (vgl. Figur 4, Zeile D).

In einem Teiler 157 werden zunächst zehn vom NAND-Gatter 149 kommende Impulse bzw. fallende Impulsflanken abgezählt. Als Teiler 157 eignet sich beispielsweise der Typ SN749O von Texas Instruments. Der zehnte Impuls bzw. die zehnte fallende Impulsflanke erscheint an einem Ausgang 158 des Teilers 157. Dieser zehnte Impuls wird über eine Leitung

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159 einem Eingang 160 eines dreistufigen asynchronen Zählers 161 zugeführt. Für den Aufbau des asynchronen Zählers 161 eignen sich beispielsweise drei Flip-Flop 162, 163 und 164 des Typs SF7474N der zitierten Firma Texas Instruments. Die Flip-Flop 162, 163 und 164 sind über Verzögerungsglieder, dargestellt durch Invertergruppen 165 und 166 gekoppelt. Die für solche Bauteile übliche Bezeichnung ihrer Anschlüsse ist in den in Figur 5 diesem asynchronen Zähler 161 darstellenden Blöcken eingetragen. Hieraus ergibt sich die erforderliche Schaltungsanordnung für den Aufbau des asynchronen Zählers 161. Das den Eingang. 160 zugeführte Signal wird auch über einen Inverter 167 dem K-Eingang 168 des ersten Flip-Flops 162 des asynchronen Zählers 161 zugeführt. Die Impulse am Ausgang 158 des ersten Teilers 157 bilden nach ihrer Inversion und Verzögerung in zvjei in Serie geschalteten Invertern 169 und 170 die Schiebetakte für den asynchronen Zähler 163.. Diese Schiebetakte werden über eine Leitung 171 den Takteingängen 172, 173 und 174 der Flip-Flop 162, 163 und 164 zugeführt.

Der nach den ersten zwanzig Eingangsimpulsen des Teilers 157 an seinem Ausgang 158 erscheinende Impuls wird über eine Leitung 175 einem Takteingang 176 eines D-Flip-Flops 177 zugeführt. AIs₁D-FIiP-FlOp eignet sich beispielsweise' der Typ SN7474N der zitierten Firma Texas Instruments. Dem Dateneingang 178'des D-Flip-Flops 177 wird von der Klemme .102 die positive Spannung U-. als Signal logisch 1 dauernd

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zugeführt. Das Flip-Flop 177 wird durch den zwanzigsten Impuls gesetzt und gi"bt an seinem s'ein invertiertes Ausgangssignal führenden Ausgang 178 einen ersten Schiebetakt ab, welcher über eine Leitung 179 an die Ausgangsklemme 119 des Taktgebers 110 geführt wird. Vom invertierten Ausgang 180 des Flip-Flops 164 wird ein Löschsignal über eine Leitung 181 sodann dem Löscheingang 182 des D-Flip-Flops 177 zugeführt so dass dieses durch das Ausgangssignal des asynchronen Zählers 161 wieder zurückgesetzt wird. ·

Im weiteren Verlauf erscheint nun nach je 0,6 Sekunden ein Schiebetakt an der Ausgangsklemme 119·

Die Schiebetakte an der Klemme 119 werden über eine Leitung 185 auch einem Takteingang 184 eines 5-Bit-Zählers 185 zugeführt. Als 5-Bit-Zähler 18b eignet sich beispielsweise der Typ SN7496N der zitierten Firma Texas Instruments. Ein Löscheingang 186 des 5-Bit-Zählers 185 ist an die Leitung 151 angeschlossen. Dadurch wird der 5-Bit-Zähler 185 am Anfang eines Impulstelegramms zunächst gelöscht. Nach fünf zugeführten Schiebetakten gibt er an seinem Ausgang 187 ein Signal logisch 1 ab. Dieses Signal logisch 1 wird in einem Inverter 188 invertiert, so dass ein Signal logisch 0 als Löschsig'nal über die Leitung 159 dem D-Flip-Flop zugeführt wird. Dadurch wird das D-Flip-Flop 132 nach den fünf Schiebetakten an der Klemme 119 wieder zurückgestellt und'am Aus-gang 137 erscheint ein positiver Impuls, welcher

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liber eine Leitung 189 der Ausgangsklemme 120 des Taktgebers 110 zugeführt wird. Ausserdem wird dieser dem Löscheingang 190 des ersten Teilers 157 zugeführt. An der Ausgangsklemme 120 erscheint eine Impulsfolge gemäss Figur 4, Zeile E, und der Teiler 157 wird zu Beginn jedes Ihtervalles in seine Ausgangsstellung zurückversetzt.

Anhand der Fig. 6 und 7 wird nunmehr der Aufbau und die Wirkungsweise eines Modulators 10 (vgl. hiezu auch Fig. 2 und Tabelle) erläutert. Vom Codierer 1 wird von seinem Ausgang 7 über die Leitung 8 dem Steuereingang 9 des Modula-

be

tors 10 die aus Impulsen und Impulslücken erstehende Impulsfolge gemäss Figur 4, Zeile A, abgegeben. Aufgabe des Modulators 10 ist es nun an seinem Ausgang 11 ein Signal mit der Frequenz f.. , in unserem Beispiel 124,533 Hz abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge eine Impulslückc, also ein Bit mit dem logischen Wert 0 auftritt, hingegen ein Signal mit der Frequenz f~, in unserem Beispiel 125,666 Hz, abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge ein Impuls, also ein Bit mit dem logischen Wert 1 auftritt. Diese Zu^oriLiienhänge sind aus der Figur 4, Zeilen A und F ersichtlich.

Die zunächst naheliegende Lösung je einen Oszillator für die Frequenz f und f~ vorzusehen und durch eine Tastvorrichtung diese entsprechend der Impulsfolge am Eingang 9 des Modulators 10 durch eine Tastvorrichtung abwechselnden den Ausgang 11 des Modulators 10 anzuschalten, erweist sich für die vorliegende besondere Aufgabe als untauglich. Auch eine di-

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rekte Frequenzumtastung eines Oszillators, "beispielsweise durch Kapazitäts- oder Induktivitätsveränderung, erweist sich als untauglich.

Ein Uebertragungssysteni der einleitend beschriebenen Art, insbesondere beim Arbeiten mit einer durch die Nyquist-Bandbreite festgelegten Systembandbreite, erfordert auf der Empfangsseite die Anwendung relativ schmalbandiger Selektionsmittel, wenn die einem solchen System inhärenten Vorteile erreicht werden sollen. Bei der Umtastung zwischen zwei Oszillatoren unterschiedlicher Frequenz bzw. bei der direkten Umtastung durch Beeinflussung «sä der Induktivität oder Kapazität eines frequenzbestimmenden Schwingkreises des Oszillators entstehen nämlich in den hier notwendigen schmalbandigen Filtern, auf der Empfangsseite sehr störende Einschwingvorgänge sowohl bezüglich der Amplitude als auch der Frequenz. Diese Einschwingvorgänge wurden die Uebertragungsqualität erheblich beeinträchtigen und insbesondere zu einer erhöhten Fehlerwahrscheinlichkeit bei der Uebertragung binär frequenzmodulierter Signale führen.

Im Hinblick auf mögliche Frequenzvariationen der Netzfrequenz f„ des zur Uebertragung dienenden Starkstromnetzes erweist es sich weiterhin als vorteilhaft, die Sendefrequenzen f, und f„ in starrer Beziehung zur Netzfrequenz f„ zu halten. Hierdurch wird nämlich erreicht, dass diese Frequenzen auch bei Netzfrequenzänderungen ihre relative Lage

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schen gegebenen Frequenzrasteis unverändert "bleibt.

innerhalb des durch die Netzfrequenz f„ und ihre HarmoniG-emäss vorliegender Erfindung werden die beiden Frequenzen f.. und fp stets.in starrer Beziehung zur Netzfrequenz f„ gehalten. Die Erzeugung dieser beiden Frequenzen f-. und f~ erfolgt mittels einer Anordnung gemäss Figur 6.

Der Modulator 10 besteht im wesentlichen aus zwei Teilen, nämlich einem Referenzfrequenzgenerator 1OA und einer Frequenzschubtast-Einrichtung 1OB. Der Referenzfrequenzgenerator 1OA erzeugt aus dem der Klemme 12 des Modulators 10 (vgl. hiezu auch Figur 2) zugeführten Signal U,_T mit der Frequenz f^ an einer Ausgangski erame 201 des Referenzfrequenzgenerators 1OA eine starr an die Netzfrequenz f„ gebundene erste Referenzfrequenz f_-, , in unserem Beispiel 5000 Hz.

Die an der Klemme 12 liegende Netzspannung U_n- wird über einen Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen 202 und 203 so geteilt, dass am Spannungsteilerpunkt 204 ein für die elektronischen Bauteile des Modulators 10 zuträglicher Wert auftritt. Die arn Spannungsteilerpunkt 204 liegende netzfrequente Spannung wird über eine Diode 205 einem Widerstand 206 und einer parallel geschalteten Ze nerdiode" 207 zugeführt, dies um am Schaltungspunkt 208 eine 50 Hz Rechteck-Impulsfolge zu erhalten. Ueber ein NAND-Gatter 209 erfolgt eine Impulsformung zur" .Erzielung einer besseren

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Flankensteilheit der am Ausgang 210 des NAND-G-att erib auftretenden 50 Hz Rechteck-Impulsfolge.

Ueber eine Leitung 211 wird diese 50 Hz Rechteck-Impulsfolge einem ersten Eingang 21# eines Phasendiskriminators 213 zugeführt.

Ein durch eine Steuerspannung Ug₁ in seiner Frequenz steuerbarer Referenzoszillator 214 erzeugt eine erste Referenzfrequenz fß-, . Es ist nun im Referenzfrequenzgenerator 1OA dafür Sorge getragen, dass diese erste Referenzfrequenz f„-, stets in bestimmter starrer Beziehung zur Netzfrequenz f„ gehalten wird, in unserem Beispiel ist ΐ_πη = 100 · f,_T

K± α

gewählt. Wenn also die Netzfrequenz f„ auf ihrem Nominalwert. 50 Hz liegt, so ist f_D, gleich 5000 Hz.

K-L

Mit der Steuerspannung U„, am Steuereingang 215 des Referenzoszillators 214 kann die Frequenz dieses Referenzfrequenzoszjllators 214 in einem bestimmton Bereich nach oben und unten verschoben werden. Ein Beispiel für einen solchen in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator 214 wird später anhand der Fig. 8A erläutert. An seinem Ausgang 214 gibt der Roferenzfrequenzoszillator 214 ein im wesentlichen sinusförmiges Signal U_R, mit der Frequenz f_R1 ab, welches über eine Leitung 21Φ einem Eingang 218 eines als Impulsformer wirkenden Schmitt-Triggers 219 zugeführt wird. Der Schmitt-Trigger 219 gibt an seinem Ausgang 220 eine Rechteck-Impulsfolge U'_R1 mit der Repetitionsfrequenz f_R1, in

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unserem Fall 5000 Hz ab. Diese Rechteck-Impulsfolge wird über eine Leitung 221 einerseits dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 1OA und andererseits einem Eingang 222 eines ersten Frequenzteilers 223 bekannter Art zugeführt. Die Frequenz f_R1 wird mittels "des ersten Frequenzteilers 223 mit dem Divisor D geteilt, in unserem Beispiel ist D = 100.

An einem Ausgang 224 des ersten Frequenzteilers 223 erscheint daher eine Rechteck-Impulsfolge U_R2 mit der Frequenz fnpj welche D mal kleiner ist als die erste Referenzfrequenz f_R., . In unserem Beispiel wird somit eine zweite Referenzfrequenz fp„ von 5000 Hz:100 = 50 Hz gebildet.

Die zweite Referenzfrequenz f_DO am Ausgang 224 des Freue

quenzteilers 223 wird über eine Leitung 225 einem zweiten Eingang 226 des Phasendiskriminators 213 zugeführt. An seinem Ausgang #l& gibt der Phasendiskriminator 213, welcher später anhand der Fig. 9 und 10 noch erläutert wird ein impulsdauermoduliertes Signal Up ab, dessen Mittelwert annähernd proportional zum Phasenunterschied zwischen den

212
den beiden Eingängen iü#- und 226 des Phasendiskriminators 213 zugeführten Rechteck-Impulsfolgen ist. Ueber eine Leitung 228 wird dieses impulsdauermodulierte Signal Up einem Eingang 229 eines Tiefpassfilters 230 zugeführt. Die Uebertragungscharakteristik dieses Tiefpassfilters 230 ist so gewählt, dass an seinem Ausgang 231 im wesentlichen nur

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noch der Gleichspannungsanteil des impulsdauermodulierten Signals als ein Steuersignal U~-, auftritt. Dieses
Steuersignal U_gl ist ein Mass für die Phasenabweichung
zwischen der Netzfrequenz f„ und der zweiten Referenzfrequenz f_DO. Das Steuersignal υ~_Ί wird nun über eine Leitung 232 dem Steuereingang 215 des steuerbaren Referenzfrequenzoszillators 214 zugeführt. Der Verlauf der Steuerspannung U^-, in Funktion der genannten Phasendifferenz
sowie die Frequenzabhängigkeit des Referenzfrequenzoszillators 214 von seiner Steuerspannung U„-, ist nun so gewählt, dass eine auftretende Phasenabweichung die Frequenz des
Referenzfrequenzoszillators 214 in einem solchen Sinne ändert, dass die genannte Phasendifferenz verschwindet. Regelanordnungen solcher Art sind an sich bekannt, vgl. beispielsweise

INTERNATIONALE ELEKTRONISCHE RUNDSCHAU,
26. Jahrgang - 1972 - Heft 10, Seiten 227 - 231,
PHASE-LOCKED LOOP, EINE VIELSEITIG EINSETZBARB
TECHNIK, D. MALLON

Die vorstehend beschriebene Anordnung für den Referenzfrequenzgenerator 1OA weist folgende Vorteile auf:

1. Die erste Referenzfrequenz f_nn ist an die Netzfrequenz

-K-L

f„ gebunden und bietet dadurch die Möglichkeit,. wie
anschliessend noch gezeigt wird, die Sendefrequenzen
f-, und f„ ebenfalls an die Netzfrequenz f„ zu binden.

2. Die' solcher Art an die Netzfrequenz gebundene erste
Referenzfrequenz f_ß|, , in'unserem Bespiel 5000 Hz

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("bei nominal 50 Hz Fetzfrequenz) folgt zwar der Netzfrequenz f^-, jedoch ist sie zufolge der Zeitkonstanten des Regelvorganges, insbesondere des Tiefpassfilters 250 von kurzzeitigen Schwankungen der Netzfrequenz bzw. ihrer momentanen Phasenlage unbeeinflusst. Würde, man die erste Referenzfrequenz f__n durch blosse starre Multiplikation der Netzfrequenz f^ erzeugen, so wurden Phasensprünge der Netzfrequenz wie sie in einem Starkstromnetz recht häufig auftreten, auch Sprünge der Momentanfrequenz einer solcher Art erzeugten Referenzfrequenz bewirken. Echte Frequenzänderungen der Netzfrequenz, wie sie durch eine Aenderung der Tourenzahl der Generatoren zustande kommen kann, sind von Natur aus relativ langsame Vorgänge und diesen folgt die Anordnung gemäss Figur 6 getreu.

Auf die erste Referenzfrequenz f_nn, wie sie am Ausgang

lix

des Referenzfrequenzgenerators 1OA verfügbar ist, werden nun die beiden zu erzeugenden Sendefrequenzen f_ und f„ bezogen.

Die Frequenzschubtast-Einrichtung 1OB dient dazu, die Frequenz f., zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 0 aufweist, hingegen die Frequenz f_? zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 1 aufweist. Zu diesem Zweck ist der Steuereingang 9 über eine Leitung mit einem Steuereingäng 234 eines auf einen Divisor D₂₁

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bzw. D_?? umschaltbaren Frequenzteiler 235 verbunden. Der umschaltbare Frequenzteiler 235 ist Teil eines Phasenregelkreises 236, welcher einem durch ein Steuersignal U<1 in seiner Frequenz steuerbarem Oszillator 237 zugeordnet ist.

Ein Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist über eine Leitung 239 mit dem Eingang 240 eines ersten starren Frequenzteilers 241 verbunden. Der erste starre Frequenzteiler 241 weist den Divisor D^ auf. In unserem Beispiel ist D.. gleich 100 gewählt. Ein Ausgang 242 des ersten starren Frequenzteilers 241 ist über einen Schaltungspunkt 243 einerseits mit einem Eingang 244 eines zweiten starren Teiler 245 verbunden. Der zweite starre Teiler 245 weist den Divisor Dp auf. In unserem Beispiel ist D„ gleich 600 gewählt. Der Ausgang 246 des zweiten starren Teilers 245 ist über eine Leitung 247 mit der Ausgangsklemme 11 des Modulators 10 verbunden.

Der Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist über eine Leitung 248 andererseits mit einem Eingang 249 des umschaltbaren Frequenzteilers 235 verbunden. Je nach dem, ob dem Steuereingang 234 das binäre Signal 0 bzw.. 1 zugeführt wird j weist der umschaltbare Frequenzteiler 235 den Divisor D,, bzw. Dp₂ auf. In unserem Beispiel ist D₂₁ gleich 1492 und D₂₂ gleich I5O8 gewählt.

Ein Ausgang 250 des umschaltbaren Frequenzteilers 235'ist

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mit.einem ersten Eingang 251 eines Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung verbunden. Ein zweiter Eingang 253 dieses Phasendiskriminators ist mit dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 1OA verbunden. Ein Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung 1OB führt ein impulsdauermoduliertes Signal Un, dessen Gleichstromanteil abhängig ist von der Phasendifferenz der an den ersten und zweiten Eingang 251 bzw. 253 zugeführten Signale.

Der Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 ist mit dem Eingang 255 eines Tiefpassfilters 256 verbunden, dessen Ausgang 257 über eine Leitung 258 ein dem genannten Gleichstromanteil entsprechendes Steuersignal TJ'„ einem Steuereingang 259 des steuerbaren Oszillators 237 zuführt. Der dem steuerbaren Oszillator 237 zugeordnete Phasenregelkreis umfasst somit den

umschaltbaren Frequenzteiler 235, den Phasendiskriminator 252 und das Tiefpassfilter 256.

Anhand der Fig. 11 und 12wird später ein Aus führung sbei-. spiel eines umschaltbaren Frequenzteilers 235 und anhand der Fig. 9 und X) ein Ausführungsbeispiel eines Phasendiskriminators 252 erläutert.

Es ist noch darauf hinzuweisen, dass als Tiefpassfilter 256 vorzugsweise ein solches mit phasenlinearer Uebertragungscharakteristik angewendet wird. Geeignete Phasenfilter sind

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ν*

bekannt, vgl. beispielsweise

ELECTRONIC ENGINEERING, 1968 Mai, Seite 242...246 und Juni, Seite 326...348, TRANSFER FUNCTIONS APPROXIMATING TO A CONSTANT GROUP DELAY, B.D. Rakovich.

Die harte Umtastung des umschaltbaren Frequenzteilers 235 mittels der steilen Flanken des am Steuereingang 9 angelegten Impulstelegramms ergibt am Ausgang 254 ^es Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung 1OB für jeden durch die Umtastung erzeugten Phasensprung einen Spannungssprung des Ausgangssignals U' des Phasendiskriminators 252. Nur wenn dieses Signal phasenlinear im Tiefpassfilter 256 verarbeitet wird, ergibt sich eine korrekte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237· Würden im Ausgangssignal des Tiefpassfilters 256 Ueberschwingvorgänge auftreten, so würden diese Spannungsschwankungen als Schwankungen des Steuersignals UA dem Steuereingang 259 des in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators 237 zugeführt. Hierdurch ergäben sich bei jeder Umtastung Frequenzschwankungen, welche eine einwandfreie Auswertung der davon abgeleiteten Sendefrequenzen f.. und fp erschweren. Selbstverständlich muss die von der Hilfsfrequenz f„ herrührende Welligkeit im Steuersignal U₁I, welches dem steuerbaren Oszillator 237 zugeführt wird, ausreichend klein sein. Gemäss. unserem Beispiel weist das Tiefpassfilter 256 bei einer Grenzfrequenz von etwa 500 Hz für die Frequenz f_H von

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5000 Hz eine Dämpfung von etwa 50 db auf.

Die Kombination einer sehr schnell arbeitenden Umtasteinrichtung mit einem umschaltbaren Frequenzteiler mit einem an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenzgenerator unter Verwendung je eines Phasenregelkreises und Kopplung der beiden Phasenregelkreise über einen Phasendiskriminator (252) stellt eine äusserst vorteilhafte Lösung der hier vorliegenden Aufgabe dar. Eine solch schnelle Umtastung wäre mit einem direkt auf der Frequenz f., bzw. fp schwingenden Oszillator praktisch nicht erreichbar. Der Zwischenschritt der Erzeugung einer Referenzfrequenz f_O-. von hier 5000 Hz, welche selbst an die Netzfrequenz f„ gebunden ist, erlaubt auch eine praktisch viel leichtere Realisierung der erforderlichen Filtereigenschaften des Tiefpassfilters 256, als dies bei unmittelbarer Bezugnahme auf die Netzfrequenz 50 Hz als Referenzfrequenz der Fall wäre.

Die in Figur 7 dargestellte Tabelle II gibt eine Uebersicht über die Parameter des Modulators 10 und der gemäss dem angenommenen Beispiel in ihm auftretenden Frequenzen in Abhängigkeit vom binären Wert 0 bzw. 1 des dem Modulator zugeführten Impulstelegramms.

.Anhand der Figur 8A wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel · für einen in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator 214 (vgl. Fig.6) des Referenzfrequenzgenerators 1OA beschrieben. Die Grundlage bildet ein an sich bekannter Wien-Brücken-Oszillator 300 mit den frequenzbestimmenden Elementen: Wider-

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stände 301, 302, 303 und 304 und Kondensatoren 305, 306, 307. Diese frequenzbestimmenden Elemente liegen.in bekannter Weise am Eingang eines zweistufigen Verstärkers mit einem ersten Transistor 308 mit zugehörigem Emitterwiderstand 309 j einem Kopplungskondensator 310, einem zweiten Transistor 311 mit Emitterwiderstand 312 und Emitterkondensator 313 sowie Kollektorwiderstand 314· Basisstrom wird dem Transistor 311 über einen Widerstand · 315, welcher vom Kollektor des Transistors 311 zu dessen Basis geschaltet ist, zugeführt. Der durch die beiden Transistoren 308 und 311 gebildete zweistufige Verstärker des Wien-Brücken-Oszillators 300 wird über eine Leitung

316 von einer an einer Speisespannung IL liegenden Klemme

317 gespeist. Eine Leitung 318 stellt den bei einem Wien-Brücken-Oszillator üblichen Rückkopplungspfad dar.

Um diesen Wien-Brücken-Oszillator 300 in seiner Frequenz steuerbar zu machen ist dem frequenzbestimmenden Kondensator 507 über einen Trennkondensator 319 wechselstrommässig eine Kapazitätsdiode· 320 parallel geschaltet. Der Kondensator 321 verbindet einen Pol der Kapazitätsdiode 320 wechselstrommässig mit Masse. Ein Widerstand 322 dient der Ableitung des Leckstroms der Kapazitätsdiode 320 nach Masse. Demjenigen Pol der Kapazitätsdiode 320, welcher mit dem Steuereingang 215 (vgl. auch Pig.6) verbunden ist, wird die. Steuerspannung Ug₁ zugeführt, wodurch·der Kapazitätswert der Kapazitätsdiode 320 verändert werden kann.

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Hierdurch ergibt sich eine Frequenzänderung des am Ausgang 216 erscheinenden Signals IL,-, .

Anhand der Fig. 8B wird der Aufbau und die Wirkungsweise eines Ausführungsbeispiels eines steuerbaren Oszillators 237 erläutert. Da dieser Oszillator 237 auf einer wesentlich höheren Frequenz schwingt als der anhand der Fig. 8A bereits beschriebenen Referenzfrequenzoszillator 214, eignet sich.ein Wien-Brücken-Oszillator weniger gut. Das Schaltbild gemäss Fig. 8B zeigt daher einen Oszillator 237, dessen frequenzbestimmendes Element ein LC-Schwingkreis ist. Dieser LC-Schwingkreis umfasst eine Spule 350, die Kondensatoren 351 und 352 sowie eine über die Kondensatoren 353 und 354 dem Schwingkreis parallel geschaltete G-ruppe von vier Kapazitätsdioden 355· ...358. Der genannten Gruppe von vier Kapazitätsdioden 355·.-35S ist über den Schaltungspunkt 360 die dem steuerbaren Oszillator 237 an dessen Steuereingang 259 zugeführte Steuerspannung U^f

zuführbar, wodurch sich deren Kapazität steuern lässt. Der Schaltungspunkt 360 ist über einen Entkopplungskondensator 36I gegen Masse abgeblockt und ein sich ergebender Leckstrom der Kapazitätsdioden 355...358 wird über die beiden Widerstände 362 bzw. 363 gegen Masse abgeleitet. Der Schwingkreis des Oszillators 237 liegt wechselstrommässig im Kollektorkreis eines Transistors 364, dessen Basis über einen Spannungsteiler aus den Widerständen 365 und 366 der erforderliche Basisstrom von einer an einer positiven Speise-

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\wird /

spannung U^. liegenden Klemme 367 ,zugeführt? Der Kollektorstrom wird dem Transistor 364 über einen Kollektorwiderstand 368 von der Klemme 367 zugeführt. Im Emitterkreis des Transistors 364 liegt ein Gegenkopplungswiderstand 369 zur optimalen Einstellung der Schwingbedingungen. Zur Festlegung eines optimalen Arbeitspunktes dient ferner ein Widerstand 370 im Emitterkreis des Transistors 364» wobei dieser durch einen Kondensator 371 wechselstrommässig überbrückt ist. Der Rückkopplungspfad des Oszillators führt vom Verbindungspunkt der Spule 350 und des Kondensa+ors 352 über eine Leitung 372 und einen Kondensator 373 zur Basis des Transistors 364· Die am Kollektor 374 des Transistors 364 auftretende Oszillatorspannung wird über einen Kopplungskondensator 375 einem Widerstand 376 zugeführt. Die am Widerstand 376 anfallende Wechselspannung wird über eine Diode 377 einem weiteren Widerstand 378 zugeführt, an welchen die der Durchlassrichtung der Diode 377 entsprechenden Halbwellen mit der Frequenz des Oszillators 237 anfallen. Mittels eines NAND-Tores 279 als Impulsformer wird an der Ausgangsklemme 238 eine Rechteckimpulsfolge erzeugt, deren Frequenz gleich"der Oszillatorfrequenz ist. Diese Frequenz wird durch den Phasenregelkreis 236 (vgl. Fig. 6) und die· in ihm enthaltenen Frequenzteiler unter Bezugnahme auf die. Referenzfrequenz f_R1 auf 7,46 bzw. 7,56 MHz gehalten. Hierbei ist zu beachten, dass wegen der Bindung der ersten Re- . ferenzfrequenz f_R1 an die Netzfrequenz f„ und der Bindung der Oszillatorfrequenz des Oszillators 237. an die Referenz·*-

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frequenz f_R-, auch die Oszilla.torfrequenz des Oszillators 237 an die Netzfrequenz f„ gebunden ist., Der Oszillator 237 gibt daher stets eine Frequenz ab, welche je nach dem momentanen Teilverhältnis des umschaltbaren Frequenzteilers 235 7,46 bzw. 7,54 MHz beträgt, wenn die Netzfrequenz f„ auf ibirem Nominalwert 50 Hz liegt und welche beiden Oszillatorfrequenzen allfälligen Abweichungen der Netzfrequenz f„ mit den Zeitkonstanten der Phasenregelkreise proportional folgen.

Anhand der Fig. 9 und 10 wird nunmehr der Aufbau und die Wirkungsweise eines Phasendiskriminators 213 bzw. 25^T (vgl. Fig.6) beschrieben. Für beide Diskriminatoren kann die genau gleiche Schaltungsanordnung benützt werden. (In Fig.9 sind die in Klammern eingetragenen Bezeichnungen für den Diskriminator 256 gemäss Fig. 6 gültig.)

Dem Phasendiskriminator 213 wird an den Eingang 212 eine Impulsfolge mit der Frequenz f^. und an den anderen Eingang 226 eine Impulsfolge mit der Frequenz f_DO zugeführt. Beide

SXeL

Impulsfolgen weisen rechteckigen Verlauf mit einem Impuls-/ Pauseverhältnis von wenigstens annähernd 1:1 auf.

Der Eingang 212 ist über eine Leitung 4OI mit dem Takteingang 402 eines Flip-Flop 4Ό3 verbunden. Als Flip-Flop eignet sich beispielsweise der Typ SN 7474 N der zitierten Firma Texas Instruments. Dem Dateneingang 404 dieses Flip-Flops 403 wird über eine Leitung 405 dauernd eine positive

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Spannung von einer Klemme 406 als Signal logisch 1 zugeführt. Der Q - Ausgang 407 des Flip-Flops 403 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 408 und 409 mit dem Löscheingang 410 des Flip-Flops 403 verbunden.

In analoger Weise ist der Eingang 226 über eine Leitung mit dem Takteingang 412 eines Flip-Flops 413 verbunden.

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Auch, für dieses Flip-Plop 413 eignet sich, beispielsweise der genannte Typ SN 7474 N. Dem Dateneingang 414 dieses Flip-Flops 413 wird über eine Leitung 415 dauernd eine positive Spannung von einer Klemme 416 als Signal logisch 1 zugeführt. Der Q - Ausgang 417 des Flip-Flops 413 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 418 und 419 mit dem Löscheingang 4^0 des Flip-Flops* 4*^3 verbunden.

Ueber eine Leitung 421 ist der Q - Ausgang 407 des Flip-Flops 403 mit dem Takteingang 422 eines weiteren Flip-Flops 423 verbunden. Auch für dieses Flip-Flop 423 eignet sich der Typ SN 7474 N der Firma Texas Instruments. Ueber eine Leitung 424 ist der Q - Ausgang 417 des Flip-Flops 413 mit dem Setzeingang 425 des Flip-Flops 423 verbunden. Der Q - Ausgang 426 des Flip-Flops 423 ist über eine Leitung 427 mit dem Ausgang 226 des Phasendiskriminators 213 verbunden. Am Ausgang 226 gibt der Phasendiskriminator 223 ein impulsdauermoduliertes Signal Up ab, dessen Gleichstromanteil von der Phasendifferenz der beiden den Eingängen 212 bzw. 2^6 zugeführten Impulsfolgen abhängig ist.

Die Figur 10 zeigt einen beispielsweisen zeitlichen Verlauf von Signalen an bestimmten Schaltungspunkten des Phasendiskriminators nach Fig. 9, wie sie aufgrund der gewählten Schaltung und der·zugeführten Impulsfolgen auftreten. Die Zeile A zeigt den Verlauf 'der am Eingang 212 zugeführten

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Impulsfolge mit der Frequenz f„. T„ ist dabei gleich der Periodendauer der Netzfrequenz f„. Die Zeile B zeigt den Verlauf des Signales am Q - Ausgang 407 des Flip-Flops 403. An diesem Q - Ausgang 407 erscheint im -wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der Impulsfolge gemäss Zeile A ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 408 und 409 gebildeten Verzögerungsgliedes und die Laufzeit des Flip-Flops 403 bestimmt ist.

In analoger Weise zeigt die Zeile C den Verlauf der am Eingang 226 zugeführten Impulsfolge mit der Frequenz f_Rp· T_D ist dabei gleich der Periodendauer der zweiten Referenzfrequenz f_R2* Die Zeile D zeigt den Verlauf des Signals am Q - Ausgang 417 des Flip-Flops 413· An diesem Q - Ausgang 417 erscheint im wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der ImpulsfolgB gemäss Zeile C ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 418 und 419 gebildeten Verzögerungsgliedes und die Laufzeit des Flip-Flops 413 bestimmt ist.

Die Signale gemäss den Zeilen B bzw. D werden dem Takteingang 422 bzw. Setzeingang 425 des Flip-Flops 423 zugeführt, wodurch dieses an seinem Q - Ausgang 426 eine Impulsfolge gemäss Zelle E abgibt. Wie aus der Figur 10 ersichtlich ist, hängt die Impulsdauer der in dieser Impulsfolge auftretenden

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Mt

Impulse von der relativen Lage der steigenden Planken - der beiden dem Phasendiskriminator 213 zugeführten Impulsfolgen gemäss Zeilen A und C ab. Das Signal U₁₃ am

.2 ^P

• Q - Ausgang 426 des Flip-Flops 4*3·ist somit eine impulsdauermodulierte Impulsfolge.

Vorzugsweise wird diese Impulsfolge noch verstärkt, vgl. Zeile F. Das verstärkte Signal gemäss Zeile F wird sodann über e.in Tiefpassfilter 230 (vgl. hiezu Fig. 6) geführt um ein von der relativen Phasenlage zwischen"den beiden Impulsfolgen der Zeilen A und C abhängiges Gleichspannungssignal UA-, zu erhalten. (Im Fall des Phasendiskriminators 254 wird sein Ausgangssignal dem Tiefpassfilter 256 zugeführt) .

Das solcher Art gewonnene Steuersignal U₀-, bzw. UA steuert die Frequenz des gesteuerten Oszillators 214 bzw. 237 (vgl. Fig. 6). Es ist daher erforderlich, die ¥elligkeit U₀-. des Steuersignals U_13n ausreichend klein zu halten, um eine unerwünschte Stör- Frequenzmodulation zu vermeiden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel kann das Tiefpassfilter als RC-Glied ausgeführt werden. Im Hinblick auf die harte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237 erweist sich aber für das Tiefpassfilter 256 ein phasenlineares Filter dritten Grades 'als vorteilhafter als ein RC-Glied.

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Anhand der Fig. 11 wird nun ein Ausführungsbeispiel für einen umschaltbaren Frequenzteiler 235 (vgl. Fig. 6) beschrieben. Die Figur 11 zeigt ein Schaltbild eines durch Zufuhr eines logischen Signales 0 bzw. 1 auf zwei verschiedene Divisoren Dp-, bzw. Dpp umschaltbaren Frequenzteilers. Der Aufbau und die Arbeitsweise' des umschaltbaren Frequenzteilers wird für den Fall beschrieben, wo der erste Divisor Dp-. gleich 1492 und zweite Divisor D_?? gleich 1508 ist entsprechend dem dieser Beschreibung zugrunde liegenden Ausführungsbeispiel. In analoger Weise lassen sich aber auch andere Divisoren verwirklichen. Der Zahlenwert 1492 wird zerlegt in das Produkt 2 . 746 und der Zahlenwert 1508 in das Produkt 2 . 754. Für beide Divisoren Dp-. und Dp₂ ist die Teilung mit dem Divisor 2 gemeinsam. Demzufolge sind nur die beiden Hilfsdivisoren D' gleich 746 und D' gleich 754 zu verwirklichen. Die Teilung mit dem Divisor 2 erfolgt in bekannter Weise mittels eines JK-Flip-Flops, welcher dem umschaltbaren Teiler für die Divisoren Di-, bzw. D'p nachgeschaltet ist.

Zur Verwirklichung des Divisors D' bzw. Dip besitzt der " umschaltbare Teiler 235 drei in Kaskade geschaltete binärkodierte Zähler, kurz BGD-Zähler, beispielsweise des Typs SN" 7490 N der zitierten Firma Texas Instruments. Jeder solche BCD-Zähler ist je einer Dezimalstelle des Divisors DI_n . bzw. D^₂ zugeordnet und zwar ist der BGD-Zähler 501 für die Einer, der BCD-Zähler 502 für die Zehner und der BCD-Zähler

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503 für die Hunderter vorgesehen. Da beide Divisoren Dl, und D'ρ in dem hier vorliegenden Beispiel in den Hundertern übereinstimmen, nämlich die Zahl sieben aufweisen, benötigt der dritte BCD-Zähler 503 keine Umschaltbarkeit. Die beiden Divisoren Di-, und D'_? unterscheiden sich hingegen sowohl bei den Einem als auch bei den Zehnern, nämlich 6 bzw. 7 und 4 bzw. 5·

Der aus den BCD-Zählern 501...503 gebildeten Zählkette ist nun noch ein JK-Flip-Flop 504 beispielsweise des Typs SN 7173 N der Firma Texas Instruments nachgeschaltet, mittels welchem in bekannter Yfeise noch eine Teilung mit dem Divisor 2 erfolgt, um schliesslich die gewünschten Divisoren Dp₁ gleich 1492 und Dpp gleich 1508 zu verwirklichen.

Jeder der BCD-Teiler 501 ... 503 hat vier Ausgänge A, B, C, D. Der Zusammenhang zwischen der Anzahl η der jedem der Zähler an seinem Takteingang 506 bzw. 507 bzw. 508 zugeführten Impulse, genau genommen der negativen Flanken dieser Impulse, und den an den genannten Ausgängen A...D erscheinenden logischen Signale ergibt sich aus der Wahrheitstabelle gemäss Fig. 12.

Der Ausgang 509 des ersten BCD-Zählers 5OI ist über eine Leitung 510 mit dem Eingang 507 des zweiten BCD-Zählers 502 verbunden. Der Ausgang 511 des zweiten BCD-Zählers 502 . ist über eine Leitung 512 mit dem Eingang 508 des dritten BCD-Zählers 503 verbunden. Der Ausgang 513 des dritten BCD-

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Zählers ist über einen Inverter 514 mit einem Eingang 515 des JK-Flip-Flops 504 verbunden. Ein Ausgang 516 dieses
JK-Flip-Flops 504 ist über eine Leitung 517 mit dem Ausgang 250 des umschaltbaren Teilers 235 verbunden.

Jedem der BCD-Zähler 501 bzw. 502 bzw. 503 ist eine Torschaltung 518 bzw. 519 bzw. 520 dessen Ausgängen A...D zugeordnet. Diese Torschaltungen 518...520 sind so ausgebildet, dass sie einen bestimmten Zählerstand ihres zugeordneten BCD-Zählers aufgrund der an den Ausgängen A...D erscheinenden logischen Signale zu erkennen vermögen. Jede
der genannten Torschaltungen 518...520 weist ein vierfach NAND-Gatter 521 bzw. 522 bzw. 523 auf, dessen Eingänge teils direkt und teils über Inverter und teils über ein Exklusiv— ODER-Tor mit den zugeordneten Ausgängen.A, B, C, D der Binärzähler 501 bzw. 502 verbunden sind, wie dies Pig. Il
darstellt. Pur die Zahl 7 an den Ausgängen A...D des
dritten BCD-Zählers 503 erscheinen die logischen Signale
1110. Zur Erkennung dieses Zählerstandes 7 des dritten BCD-Zählers 503 sind daher seine Ausgänge A bzw. B bzw. C direkt mit dem ersten bzw. zweiten bzw. dritten Eingang des zugehörigen NAND-Gatters 523 verbunden, während sein Ausgang D über einen Inverter 524 mit dem vierten Eingang
des NAND-Gatters 523 verbunden ist. Somit erscheinen beim Zählerstand 7 des dritten BCD-Zählers 503 an allen Eingängen des NAND-Gatters 523 die logischen- Signale 1 und damit an dessen Ausgang 52 3'das logische Signal 0. Dieses logische

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so

Signal O wird in einem'Inverter 525 invertiert, so dass beim Zählerstand 7 des dritten BCD-Zählers 503 und nur dann am Ausgang 526 des Inverters 525 das logische Signal 1 auftritt.

Der zweite BCD-Zähler 502 dient der Peststellung der Zehner des Divisors DI, bzw. D' . Pur den Divisor D' sollte dieser vier sein und für den Divisor D'~ sollte er fünf sein.

Die dein zweiten BCD-Zähler 502 zugeordnete Torschaltung 519 ist deshalb so ausgebildet, dass sie je nach dem ob am Eingang 234 das logische Signal 0 bzw. 1 angelegt ist, den Zählerstand 4 bzw. 5 erkennt.

Im Palle des Zählerstandes 4 tritt am Ausgang A bzw. B bzw. C bzw. D des BCD-Zählers 502 das logische Signal 0 bzw. 0 bzw. 1 bzw. 0 auf. Im Falle des Zählerstandes 5 treten hingegen die logischen Signale 10 10 auf. Um nun beim BCD-Zähler 502 den Zählerstand 4-zu erkennen, d.h. dass an jedem der Eingänge des KAND-Gatters 522 seiner Torschaltung 519 das logische Signal 1 liegt, ist die Verbindung zwischen den Ausgängen A bzw. B bzw. C bzw. D des BCD-Zählers 502 zu dem ersten bzw. zweiten bzw. dritten bzw. vierten Eingang des NAND-Gatters 522 gemäsB Pig. Il wie folgt ausgeführt. Der Ausgang A ist über das Exklusiv - ODER-Tor mit dem ersten Eingang des NAND-Gatters 522 verbunden. Einem weiteren Eingang des Exklusiv-ODER-Tors 527 wird über eine Leitung 530 das am Eingang 234 angelegte logische Sig-

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nal zugeführt. Zur Erkennung des Zählerstandes 4 im BCD-Zähler 502 ist dieses logische Signal am Eingang 234"gleich"

0, demzufolge invertiert das Exklusiv-ODER-Tor 527 das beim Zählerstand 4 am Ausgang A des BCD-Zählers 502 erscheinende logische Signal 0, so dass am ersten Eingang des NAKD-Gatters 522 logisch 1 erscheint. Beim Zählerstand 4 des BCD-Zählers 502 erscheint am Ausgang B dieses Zählers logisch 0. Dieses Signal wird über den Inverter 528 · dem zweiten Eingang des NAND-Gat.ters 522 zugeführt und zwar als Signal logisch 1. Beim Zählerstand 4 des BCD-Zählers 502 erscheint an dessen Ausgang C das logische Signal

1, das unmittelbar dem dritten Eingang des NAMD-Gatters 522 zugeführt wird. Beim Zählerstand 4~ des BCD-Zählers 502 erscheint am Ausgang D das logische Signal 0, welches über den Inverter 529 inv*ertiert als logisch 1 dem vierten Eingang des NAND-Gatters 522 zugeführt wird. Wenn also am Eingang 234 das Signal logisch 0 liegt, so führt der Ausgang 531 des NAMD-Gatters 522 dann und nur dann das Signal logisch 0 und der Ausgang 532 eines nachgeschalteten Inverters 533 logisch 1, wenn der Zählerstand des BCD-Zählers 502 gleich 4 ist.

Wird dem Eingang 234 des umschaltbaren Teilers 235 das Signal logisch 1 zugeführt, so ist der Divisor D' gleich 754, es müssen also 5 Zehner im zweiten BCD-Zähler 502 erkannt werden. Beim Zählerstand 5 des zweiten BCD-Zählers 502 führt dessen Ausgang A das Signal logisch 1. Zufolge des

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dem zweiten Eingang des Exklusiv-ODER-Tores 527 über die Leitung 530 dann zugeführten Signals logisch 1 gibt dieses Exklusiv-ODER-Tor 527 dann das Signal logisch 1 an den ersten Eingang des NAHD-Tores 522. Das beim Zählerstand 5 am Ausgang B des BCD-Zählers 502 auftretende Signal logisch 0 wird mittels des Inverters 528 invertiert und als logisch an den zweiten Eingang des NAND-Gatters 522 gegeben. Der Ausgang C des zweiten Binär-Zählers 502 führt beim Zählerstand 5 das Signal logisch 1, so dass dieses unmittelbar an den dritten Eingang des NAND-Tores 522 weitergeleitet werden kann. Beim Zählerstand 5 führt der Ausgang D des zweiten BCD-Zählers 502 hingegen das logische Signal 0, welches mittels des Inverters 529 als logisch 1 an den vierten Eingang des NAND-Gatters 522 gegeben wird. Am Ausgang 531 des NAND-Gatters 522 erscheint deshalb nur beim Zählerstand 5 logisch 0 und am Ausgang 532 des Inverters 533 logisch 1, wenn zugleich am Eingang 234 das logische Signal 1 .liegt. Die dem zweiten BCD-Zähler 502 zugeordnete Torschaltung ist somit durch die Zufuhr des Signales logisch 0 bzw. logisch 1 an den Eingang 234 des umschaltbaren Teilers 235 auf die Erkennung des Zählerstandes 4 bzw. 5 umschaltbar.

Auch die Torschaltung 518 des ersten BCD-Zählers 501 ist umschaltbar ausgebildet und zwar wird das an den Eingang 234 angelegte logische Signa], über einen Inverter 534 invertiert und einem Eingang eines dem Ausgang B des ersten BCD- Zählers 501 nachgeschalteten Exklusiv-ODER-Tors 535 zu-

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geführt. Den Ausgängen A und D des ersten Binär-Zählers 501 ist je ein Inverter 536 "bzw. 537 nachgeschaltet.

Der erste BCD-Zähler 501 ist den Einem des Divisors Di, bzw. D' zugeordnet. Zur Einstellung des Divisors Di-. wird dem Eingang 234 das logische Signal 0 zugeführt und die Torschaltung 518 muss dann für die Erkennung der letzten Stelle des Divisors D' programmiert sein. In unserem Beispiel ist D' gleich 746, so dass also die Torschaltung 5I8 beim Zählerstand 6 des ersten BCD-Zählers 501 an alle vier Eingänge des NAND-Gatters 521 das logische Signal 1 abgeben muss. In unserem Beispiel ist Di„ gleich 754, so dass also die Torschaltung 5I8 beim Zählerstand 4 des ersten BCD-Zählers 501 an alle vier Eingänge des NAND-Gatters 521 das. logische Signal 1 abgeben muss. Die Umschaltung der Torschaltung 5I8 zur Erkennnung des dem Divisor Di, zugehörigen Zählerstandes 6 bzw. des dem Divisor Dip zugehörigen Zählerstandes 4 erfolgt durch Zufuhr des am Eingang 234 des umschaltbaren Teilers zugeführten und im Inverter 534 invertierten logischen Signals an einen v;eiteren Eingang des Exklusiv-ODER-Tores 535· Durch diese Massnahme erscheint, wenn das logische Signal 0 am Steuereingang des umschaltbaren Teilers 235 liegt, am Ausgang 538 des NAND-Gatters 521 nur beim Zählerstand 6 des BCD-Zählers das Signal logisch 0 und somit am Ausgang 539 des dem NAND-. Gatter 521 nachgeschalteten Inverters 540 das Signal logisch 1. Liegt hingegen am Steuereingang 234 das logische Signal 1

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Sf

so gibt der Ausgang 539 des Inverters 540 für den Zählerstand 4 des ersten BCD-Zählers 501 ein.logisches Signal 1 ab.

Ueber die Leitung 541 bzw. 542 bzw. 543 werden die an den Ausgängen 526 bzw. 532 bzw. 539 der Torschaltungen 520 bzw. 519 bzw. 518 erscheinenden logischen Signale den Eingängen 544 bzw. 545 bzw. 546 eines NAND-Gatters 547 zugeführt. Ein Eingang 548 dieses NAND-Gatters ist dauernd mit einer an einer positiven Spannung entsprechend dem logischen Signal 1 liegenden Klemme 549 angeschlossen. Nur wenn alle Torschaltungen 518, 519 und 520 den jeweils richtigen Zählerstand festgestellt haben, liegen an allen vier Eingängen des NAND-Gatters 547 logische Signale 1 und damit an dessen Ausgang 549 das logische Signal 0. Dieses wird in einem nachfolgenden Inverter 551 invertiert und über eine leitung 552 den Löscheingängen 553 bzw. 554 bzw. 555 der BCD-Zähler 501 bzw. 502 bzw.- 503 zugeführt, wodurch die aus diesen BCD-Zählern gebildete Kette nach Erreichung eines Gesamtzählerstandes entsprechend dem Divisor D' bzw·. Dip auf null zurückgestellt wird. Am Ausgang 513 des letzten BCD-Zählers 503 erscheint dann ein Impuls, welcher über den Inverter 514 dem JK-Plip-Flop 504 zugeführt wird. Der JK-Plip-Plop 5O4 gibt an seinem Ausgang 516 für je zwei ziigeführte Impulse einen Impuls an den Ausgang 250 des umschaltbaren Teilers ab, so dass der G-esamtdivisor D^-. bzv;. D„~ verwirklicht ist.

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In analoger Weise sind die Frequenzteiler 241 und 245 für den Divisor D-. = 100 und D₂ = 600 ausgebildet.

Am Ausgang 11 des Modulators 10 wird somit je nach dem ob an seinem Eingang 9 das binäre Signal "0" bzw. "1" liegt ein Signal mit der Frequenz ^₁ bzw. f₂, in unserem Falle 124,333 Hz bzw. 125',666 Hz abgegeben. Dieses Signal wird über die Leitung 12 dem Eingang 13 des Senders 14 als Steuersignal zugeführt. Vgl. Fig. 2.

Als Sender eignet sich wie'bereits erwähnt beispielsweise ein Verstärker ausreichender Leistung oder ein durch das frequenzschubgetastete Signa.1 am Eingang 13 des Senders gesteuerter statischer Wechselrichter. Solche Verstärker bzw. Wechselrichter können als bekannt vorausgesetzt werden, so dass sich hier eine ausführliche Beschreibung derselben erübrigt.

Die am Ausgang 15 des Senders 14 verfügbare Leistung von beispielsweise einigen 100 Watt bis einigen kW wird im Hinblick auf den relativ tiefen Viert der Signalfrequenz vorzugsweise durch Serieeinspeisung in den von der Sekundärseite des Speisetransformators d (vgl. Fig. 2) abgehenden LeitungnzugVzur Sammelschiene k ejngekoppelt.

Die Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Serieeinkopplung. Die Serieeinkopplung 18 ist das Bindeglied zwischen' dem Sender 14 und der Starkstrom-Sammclschihe k?" Zwischen die Sekundärseite des Speisetransformators d und

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SC

-. 5* - 2408157

die Sammelschiene k ist als Kopplungstransformator f ein sogenannter Stabstromwandler angeordnet. Die Verwendung eines Stabstromwandlers als Kopplungstransformator f weist den entscheidenden Vorteil auf, dass solche Stabstromwandler erfahrungsgemäss absolut -kurzschlussfest ausgeführt werden können. Die Primärwicklung f' besteht hierbei aus einem durch einen Ringkern f, geführten massiven leiter. Die Sekundärwicklung f'' weist "n"-Windungen auf. Bei der Benutzung eines Stabstromwandlers für Messzwecke wird die Sekundärwicklung f_?1 mit einer niederohmigen Bürde belastet, so dass der Stromwandler praktisch im Kurzschlussbetrieb läuft. In unserem Anwendungsfall eines Stabstromwandlers ist auf der Sekundärseite als netzfrequente Bürde ein Saugkreis bestehend aus der Spule 18A und dem Kondensator 18B vorgesehen. Die Resonanzfrequenz dieses Saugkreises wird gleich der Netzfrequenz, in unserem Falle = 50 Hz gewählt. Die netzfrequente Bürde des Stabstromwandlers entspricht daher im wesentlichen dem Serieverlustwiderstand dieses Saugkreises.

Die tonfrequente Signalleistung wird vom Ausgang 15 des Senders 1-4 über einen aus einer Spule 18C und einem Kondensator 18D gebildeten Serieresonanzkreis und eine Lei- ' ■ tung 18E der Sekundärwicklung f'' des Stabstromwandlers zugeführt. Vorzugsweise ist die Leitung 18E auch mit Erde · verbunden.

Diese Serieeinspeisung gemäss Pig. 13 lässt sich im vorlie-

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genden Falle mittels eines Stabstromwandlers ausführen, weil dank der angewendeten Winkel- bzw.. Frequenzmodulation der Signalpegel auf der Sammelschiene Ir nur etwa 1 %o der dort herrschenden Netzspannung betragen muss. Bei einer Sammelschienenspannung von beispielsweise 10 kV wird somit nur ein Signalpegel von 10 V verlangt. Bei einer Rundsteuereinrichtung herkömmlicher Art müsste ein etwa 10 - 30 mal höherer Pegel vorgesehen werden. Nur dank dieses hier relativ tiefen Pegels von nur 10 V lässt sich dieser mit einem nur eine Primärwindung aufweisenden Stabstromwandler erzielen.

Die zur Anwendung gelangende Winkelmodulation weist daher nicht nur den Vorteil der wirksamen lösung des spill-over Problems auf, sondern sie erlaubt auch die Anwendung einer kurzschlussfesten Einkopplungseinrichtung mit einem Stabstromwandler.

Die mittels der Einkopplungseinrichtung 18 in den Lei-

fr¹ #

tungszug zur Sammelschiene k eingekoppelten Fernsteuersignale gelangen von dieser in das ganze daran angeschlossene Energieverteilungsnetz. An beliebigen Stellen dieses Energieverteilungsnetzes können die genannten Fernsteuersignale selektiv aus demselben ausgekoppelt und ausgewer-. tet, d.h. für Fernsteueraufgaben benutzt werden.

Es folgt nun anhand der Fig. 14..". .18 eine Beschreibung eines Alisführungsbeispiels einer Empfangseinrichtung 600

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für die genannten Fernsteuerbafehle.

Die Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild eines Fernsteuerempfängers 600, welcher für den Empfang und die Auswertung der früher erwähnten winkelmodulierten, in unserem Beispiel frequenzschubgetasteten Fernsteuersignale geeignet ist. (Vgl. Fig. 4 und 7)· Eine Eingangsklemme 601 des Fernsteuerempfängers 600 ist an einen 'Phasenleiter P des Energieverteilungsnetzes angeschlossen. An der Eingangsklemme liegen deshalb sowohl die Netzspannung U„ mit der Frequenz f_w als auch ihre in Starkstromnetzen üblicherweise auftretenden Harmonischen sowie die der Netzspannung. TLj überlagerten Ferns teuer.signale mit den Frequenzen f.. und fp. Alle diese Frequenzen werden über eine Leitung 602 einem Eingang 603 eines Eingangsfilters 604 zugeführt. Aufgabe des Eingangsfilters 604 ist es nun, an seinem Ausgang 605 im wesentlichen nur Signale im Bereich von f, ...f_? abzugeben, hingegen alle anderen Signale möglichst soweit abzuschwächen, dass sie am Ausgang 605 des Eingangsfilters 604 einen tieferen Pegel aufweisen, als die Fernsteuersignale mit den ■ Frequenzen f, und f~.

Die am Ausgang 605 des Eingangsfilters 604 auftretenden Signale werden über eine Leitung 606 dem Eingang 607 eines Begrenzers 608 zugeführt. Am Ausgang 609 des Begrenzers 608 auftretende Signale überschreiten einen bestimmten Pegel nicht" und sie' werden über eine Leitung 610 einem Eingang 611 eines Diskriminators 612 zugeführt. Im Diskri-

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minator 612 wird aus den empfangenen winkelmodulierten Pernsteuersignalen wieder eine Impulsfolge gemäss Pig. 4, Zeile A, gewonnen, welche vom Ausgang 613 des Diskriminators 612 über eine Leitung 614 einem Informationseingang 615 eines Schieberegisters 616 zugeführt wird.

Dem-Schieberegister 616 ist eine Auswerteeinrichtung 617 zugeordnet, welche beispielsweise aus einer den einzelnen Stufen des Schieberegisters 616 zugeordneten Relaisanordnung bestehen kann.

Im Hinblick auf die im vorliegenden Fall relativ geringe Systembandbreite erweist es sich als vorteilhaft, die Üebertragungscharakteristik mindestens eines Teiles des Eingangsfilters 604 in Abhängigkeit vom tatsächlichen Wert der Netzfrequenz f^ zu steuern."Zu diesem Zweck ist dem Eingangsfilter 604 ein Taktfrequenzgenerator 618 zugeordnet, dessen Steuereingang 619 über eine Leitung 620 mit der Eingangsklemme 601 verbunden ist, so dass dem Steuereingang 619 unter anderem ein netzfrequentes Steuersignal zugeführt wird. An einem Taktausgang 621 gibt der Taktfrequenzgenerator 618 über eine Leitung 622 an einen weiteren Eingang 623 des Eingangsfilters 604 eine Taktimpulsfolge ab, welche in bestimmter Beziehung zur Ketzfrequenz f^ steht und beispielsweise für den Betrieb eines im Eingangsfiltei* 604 enthaltenen N-Pfad-Filters bestimmt ist. " ' '

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(,0

Im Hinblick auf den in unserem Beispiel vorgesehenen geringen Frequenzschub erweist es sich als vorteilhaft, den Diskriminator 612 bezüglich seiner Frequenzcharakteristik in starrer Beziehung an die Netzfrequenz f_w zu binden, da ja nach dem früher Gesagten auch die beiden Fernsteuerfrequenzen f.. und f~ in starrer Bindung zur Netzfrequenz f„ gehalten werden.

Zu diesem Zwecke ist ein weiterer Taktfrequenzgenerator

624 dem Diskriminator 612 zugeordnet. Dem weiteren Taktfrequenzgenerator 624 wird über die Leitung 620 ebenfalls ein netzfrequentes Steuersignal an seinen Steuereingang

625 zugeführt. Auch der weitere Taktfrequenzgenerator 624 gibt an seinem Ausgang 626 über eine Leitung 627 an einen weiteren Eingang 628 des Diskriminators 612 eine Taktimpulsfolge ab, zur Steuerung der Durchlasscharakteristik des Diskriminators 612.

Schliesslich ist dem Schieberegister 616 ein Schiebetaktgenerator 629 zugeordnet. Dem Schiebetaktgenerator 629 wird über die Leitung 620 an einen ersten Steuereingang 630 ein netzfrequentes Steuersignal und an einen weiteren Steuereingang 63I über eine Leitung 652 die am Ausgang 6I3 des Diskriminators 612 erscheinende Impulsfolge zugeführt. Zur Steuerung des Schieberegisters 616 ist ein Taktausgang 633 des Schiebetaktgenerators 629 über eine Leitung 634 mit einem Takteingang 635' des Schieberegisters 616 verbunden.

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An den Fernsteuerempfänger 600 werden ungewöhnlich hohe Ansprüche gestellt. Dies ist ersichtlich, wenn man bedenkt, dass an der Eingangsklemme 601 des Fernsteuerempfängers 600 ausser den Fernsteuersignalen mit den Frequenzen f., und f_o und einem -Nutzsignalpegel von nur

-L el

etwa 100 mV Fremdspannungen von erheblich grösserer Stärke auftreten. So liegen auch die Natζspannung U„ von beispielsweise 220 V"und 50 Hz und deren Harmonische in der Grössenordnung von bis zu einigen 10 V am Eingang des Empfängers 600..

In unserem Beispiel wurde angenommen, dass die Nutzsignale die Frequenzen f^ = 124,333 Hz und ±₂ = 125,666 Hz aufweisen. Am nächsten benachbart liegen die zweite und dritte Harmonische der Netzspannung auf 100 und 150 Hz, wobei · üblicherweise die dritte Harmonische wesentlich stärker auftritt und beispielsweise bis zu 30 V Spannung aufweist. Ausser diesen diskreten Frequenzen treten noch die von Schaltvorgängen im Starkstromnetz herrührenden Geräuschspannungen auf, welche bezogen auf die hier angenommene Systembandbreite von 1,6 Hz etwa 10...50 mV betragen.

Wie bereits früher ausgeführt wurde, erweist es sich als. zweckmässig, die Fernsteuerfrequenzen f.. und f~ in starrer Beziehung zur Netzfrequenz f^ zu halten. Im Hinblick auf die geringe Systembandbreite und vorteilhafterweise geringen Bandbreite" des Empfängsfilters 604 ist es daher zweckmässig die Durchlasscharakteristik des Eingangsfilters

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ebenfalls allfälligen' Schwankungen der Netzfrequenz und damit der Fernsteuerfrequenzen f, und f„ nachzufuhren.

Der Fernsteuerempfanger 600 bzw. dessen Empfangsfilter 604 muss nach den vorstehenden Ausführungen im Hinblick auf die grossen Pegelunterschiede-zwischen 'Fremd- und Nutzsignalen eine ausserordentlich hohe Dynamik aufweisen und ausserdem eine sehr hohe Selektivität bei geringer Bandbreite besitzen. Eine besonders vorteilhafte Filteranordnung zur wirtschaftlich optimalen Lösung dieser Aufgabe besteht in einer Kombination mindestens eines aktiven RC-Filtfers und mindestens eines Abtastfilters, beispielsweise N-Pfad-Filters oder Digital-Filters. Aus Fertigungsgründen ist es zudem erwünscht, den Aufwand für Abstimmarbeiten an Filtern möglichst klein zu halten und im Hinblick auf Alterungseffekte von Filterbestandteilen ist es bei der hier sehr kleinen Systembandbreite erwünscht, eine solchen Alterungseffekten nur wenig unterworfene Schaltung zu wählen.

Zur wirtschaftlich optimalen Erfüllung der genannten hohen Anforderungen weist das Empfangsfilter 604 gemäss dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Kaskadenschaltung eines zweipoligen, aktiven RC-Filters und eines N-Pfad-Filters mit netsfrequenzabhängiger Taktimpulsfolge auf. Hierfür geeignete aktive RC-Filter sind beispielsweise beschrieben in den Deutschen Offenlegungsschriften 2.306.452 und 2.306.453. Für

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den vorliegenden Zweck geeignete N-Pfad-Filter sind beispielsweise beschrieben in den Deutschen Offenlegungsschriften 2.225.507 und 2.318.259-

Die Fig. 15A zeigt einen Verlauf der Durchlasscharakteristik des Empfangsfilters 6O4 wie er für den vorliegenden Zweck erwünscht ist. Man erkennt die mit 1,6 Hz markierte Systembändbreite bzw. -3 dB-Bandbr'eite sowie die verlangte Dämpfung von 60 dB bei 100 bzw. 150 Hz und die verlangte Dämpfung von 80 dB bei der Netzfrequenz 50 Hz.

In der Fig. I5B ist in gleichem Abszissen- und Ordinaten-Massstab wie bei Fig. 15A die mittels eines aktiven RC-Filters der genannten Art und die mittels eines N-Pfad-Filters erreichbare Durchlasscharakteristik "RC" bzw. ¹¹N" dargestellt. Man erkennt ohne weiteres, dass durch Kombination beider Charakteristiken die gemäss Fig. 15A gewünschte Durchlasscharakteristik realisiert werden kann. Das aktive RC-Filter hat zwar eine -3 dB-Bandbreite von 5 Hz, dafür eine hohe Weitabselektivität. Man erkennt auch den bei einem N-Pfad-Filter relativ hohen eigenen Geräuschpegel GP, v/elcher hier nur etwa 40 db unter dem Nutzpegel liegt. Dieser Mangel würde die Realisierung der in Fig. I5A dargestellten Uebertragungscharakteristik nur mittels eines N-Pfad-Filters verunmöglichen. In Kombination des N-Pfad-Filters mit einem vorgeschalteten zweipoligen, aktiven RC-Filter stört jedoch dieser hohe Geräuschpegel des

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N-Pfad-Filters nicht. Für das im Empfangsfilter 604 in unserem Beispiels vorgesehene N-Pfad-Filter ist N = 4 angenommen, während als Resonanzfrequenz f* ein Wert von 125 Hz gewählt. Dieser Wert von 125 Hz liegt in der Mitte zwischen den "beiden Signalfrequenzen f-, und f_?. Als Repetitionsfrequenz für die Taktimpulsfolge zur Steuerung dieses N-Pfad-Filters ergibt sich somit eine •Frequenz von N · f* = 4 ' 125 Hz = 500 Hz. Um nun die Resonanzfrequenz f* ebenso wie-es für die Signalfrequenzen "f.. und fp der Fall ist an die Netzfrequenz f„ zu binden, wird dem T-akt gene rat o-r des N-Pfad-Filters eine Steuerfrequenz von nominell (d.h. bei exakt 50 Hz Netzfrequenz) 500 Hz zugeführt. Diese Steuerfrequenz wird mittels eines Phasenregelkreises wie er bereits anhand der Fig. 6 beschrieben worden ist an die Netzfrequenz f_w gebunden. Dabei sind die Zeitkonstanten der Phasenregelkreise genau gleich gewählt, damit sich die Resonanzfrequenz f* jederzeit in genau gleicher V/eise wie die Signalfrequenz f, bzw. f_? den Aenderungen der Netzfrequenz f„ anpasst.

Anhand der Fig. 16 wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel für einen Begrenzer 608 (vgl. Fig. 14) beschrieben. Der Begrenzer 608 hat im Empfänger 600 die Aufgabe, alle am Ausgang des Empfangsfilters 604 auftretenden Signale auf einen definierten Amplitudenwert zu begrenzen. Dabei soll ' die Begrenzung bei allen Eingangspegeln symmetrisch erfolgen, d.h. es soll keine Verfälschung der zeitlichen Ver-

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hältnisse der Nulldurchgänge des Eingangssignals erfolgen. Die Begrenzung soll weiterhin bereits für Eigengeräuschspannungen des vorgeschalteten Empfangsfilters 604 wirksam sein. Damit ist gewährleistet, dass auch sehr kleine Nutζspannungen, welche das auf die Bandbreite des Empfangsfilters 604 bezogene Eigengeräusch nur sehr wenig, beispielsweise 1...2 db, übertreffen, bereits einwandfrei begrenzt und dadurch vom Empfänger erkannt werden. Hierdurch sind gute Geräuschunterdrückungseigenschaften des Empfängers 600 sichergestellt, ausserdem werden gleichfrequente Störsignale unschädlich gemacht, ("capture" Effekt)

An sich wäre es zwar möglich, frequenzschubgetastete Fernsteuersignale auch ohne die Anwendung eines Begrenzers zu empfangen und auszuwerten. Die Anwendung einer wirksamen Amplitudenbegrenzung bringt Jedoch den zusätzlichen Vorteil einer Verminderung der Fehlerwahrscheinlichkeit empfangender Fernsteuersignale.

Das Ausgangssignal des Empfangsfilters 604 (vgl. Fig. 14) wird dem Begrenzer 608 an dessen Eingang 60έ zugeführt. Der Begrenzer 608 ist zweistufig ausgeführt. Jede Stufe weist einen Verstärker 650 bzw. 651 auf. Als Verstärker eignen sich beispielsweise Operationsverstärker des Typs iiA 741 der Firma Fairchild.

Jeder dieser Verstärker weist einen ohmschen Gegenkopplungspfad bestehend aus den Widerständen 652 und 653-bzw. 654 und 655 auf. Dem Verstärker 650 ist ein Lastwiderstand 656 und dem Verstärker 651 ein Lastwiderstand 657 zugeordnet.

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Die an einer Klemme 658 liegende positive Speisespannung wird den genannten Verstärkern über eine Leitung 659 und die an einer Klemme 660 liegende negative Speisespannung wird den genannten Verstärkern über eine Leitung 661 zugeführt. Die angewendete ohmsche Gegenkopplung stabilisiert die Verstärkung jedes Verstärkers auf- einen Wert von etwa 100. Zur Vermeidung unerwünschter Arbeitspunktversehiebungen sind beide Stufen des Begrenzers gleichstrommässig voneinander durch einen Kondensator 662 entkoppelt. Eine solche Gleichstromentkopplung.ist im vorliegenden Falle wegen des nur sehr schmalen zu verarbeitenden Frequenzbandes, nämlich 125 Hz + 0,6 Hz zulässig. Ueber einen weiteren Kondensator 663 ist der Ausgang des zweiten Verstärkers 651 mit dem Ausgang 609 des Begrenzers verbunden, an welchem das in seiner Amplitude begrenzte Ausgangssignal des Begrenzers 608 erscheint.

Anhand der Fig. 17 wird nun ein Ausführungsbeispiel für den Diskriminator 612 (vgl. Fig. 14) beschrieben. Zum besseren Verständnis- werden einige Ausführungen über die durch den Diskriminator zu lösende Aufgaben und über seine Arbeitsbedingungen vorausgeschickt. Seine Aufgabe besteht darin, aus den ihm vom Begrenzer 608 zugeführten begrenzten Signal das Auftreten des Signals f und f_ zu erkennen bzw. eine Gleichstromirapulsfolge zu bilden, welche möglichst genau den gleichen zeitlichen Verlauf aufweist, wie die auf der Sendeseite im Kodierer 1 gebildete Impulsfolge (vgl.

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Fig. 4, Zeile A).

Mit Rücksicht auf die relativ kleine Systembandbreite
und den kleinen Frequenzschub und ausserdem mit Rücksicht darauf, ,dass die Signalfrequenzen f., und fp wie
vorstehend beschrieben in fester Beziehung zur Netzfrequenz f_w stehen und deshalb ihre Schwankungen proportional mitmachen, erweist es sich als sehr vorteilhaft, auch die Frequenzcharakteristik des Diskriminators 612 in analoger Weise in eine feste Beziehung zur Netzfrequenz zu
bringen. Ein festabgestimmter Frequenzdiskriminator üblicher Bauart würde nämlich bei den durch Schwankungen der Netzfrequenz f„ bedingten Schwankungen der Signalfrequenzen f., bzw.fp zufolge Wanderung auf der Diskriminatorkennlinie Pegelverschiebungen aufweisen, welche für die sichere-Bildung der gewünschten Gleichstromimpulsfolge nachteilig wären.

Da es sich im vorliegenden Fall um eine binäre Frequenzmodulation handelt, wobei also die eine Frequenz (f_) dem binären Wert "O" und die andere Frequenz (f~) dem binären Wert "1" entspricht und da im übrigen vorausgesetzt wurde, dass der Sender dauernd in Betrieb ist, und in den Informationspuusen die dem binären Wert "0" entsprechende Frequenz f^ auss'endet, genügt es, für die Erkennung der zu
übertragenden Information (vgl. Fig. 4, Zeile A) im Diskriminator 612 lediglich Mittel vorzusehen, für die Erkennung des Auftretens von. Signalen mit der Frequenz f~, in unserem

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Fall also 125,666 Hz. Immer wenn fp nicht festgestellt wird, wird angenommen, dass f-, entsprechend dem binären Wert "O" gesendet werde.

Zufolge der exakten Begrenzung durch den vorgeschalteten Begrenzer 608 wird dem Diskriminator 612 stets eine konstante Signalleistung angeboten, gleichgültig, ob diese auf eine diskrete Frequenz felle oder als Rauschspannung breitbandig auftrete. Wird nun beispielsweise eine diskrete Frequenz allein von dem Empfangsfilter 604 dem Begrenzer 608 zugeführt, so ist die ganze vom Begrenzer 608 dem Diskriminator 612 angebotene Leistung in der genannten Spektrallinie dieser diskreten Frequenz konzentriert enthalten. Wird dagegen beispielsweise dem Begrenzer weisses Rauschen (oder ein anderes Leistungsspektrum) zugeführt, so wird die am Ausgang des Begrenzers verfügbare Leistung über die ganze Kanalbreite (und deren Oberwellen) verteilt. Die Oberwellen de's Ausgangs signals des Begrenzers bilden zufolge der selektiven Wirkung des Diskriminators praktisch kein Problem. Bei Diskriminatoren, bei welchen die Oberwellen des begrenzten Signals eine Rolle- · spielen, kann durch ein einfaches Oberwellenfilter Abhilfe geschaffen werden.

Die Wirkungsweise des Diskriminators 612 beruht im vorliegenden Ausführungsbeispiel lediglich auf einer einfachen Spektralbewertung. Ist nämlich die vom Begrenzer angebotene Leistung in einer einzigen Spektrallinie konzen-

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us

triert und fällt diese Spektrallinie in den Durchlassbereich des als frequenzselektives Diskriminatorelement vorgesehenen Filters, so gibt dieses Filter offensichtlich eine relativ hohe Ausgangsspannung ab. Ist dagegen die dem Diskriminator -angebotene Leistung mehr oder weniger gleichmässig über einen grösseren Frequenzbereich verteilt, so fällt zufolge der voraussetzungsgemäss gegenüber der Bandbreite des Begrenzers kleineren Bandbreite des Diskriminatorsfilters der Hauptteil des das Begrenzerausgangs signal darstellenden Frequenzgemisches nicht mehr in den Diskriminatordurchlassbereich. Das hat zur Folge, dass das Ausgangssignal des Diskriminatorfilters nun deutlich kleiner ist, als bei Zuführung des auf die Spektrallinie des Filters konzentrierten Begrenzersignals. Dadurch ist eine eindeutige Erkennung des binären Wertes "1", welcher sich durch die auf die Frequenz f _? konzentrierte Leistung auszeichnet, sichergestellt. Die absolute Ausgangsspannung des Diskriminatorfilters■kann nun als Mass für die spektrale Leistungsdichte genommen werden und demzufolge kann zur Bewertung des Ausgangssignals des Diskriminators eine Schwellwerteinrichtung vorgesehen werden zur eindeutigen Erkennung des binären Wertes "1". Die Einstellung des Schwellwertes ist dabei völlig unkritisch und unabhängig von den Empfängereingahgsspannungswerten, weil dazwischen ja eine scharfe Amplitudenbegrenzung liegt;. Es werden durch die genannte Anordnung also tatsächlich nur die Frequenzen des Eingangssignals bewer-

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tet, während dessen Amplitude unberücksichtigt bleibt. ■ Die Ausbildung der Schv/ellwert einrichtung gestaltet sich praktisch·sehr einfach, beispielsweise gibt der Begrenzer • unabhängig von der Signalstärke stets eine auf 24 Volt begrenzte Spannung ab, so dass also auch mit einem kon- . stanten Schwellwert gearbeitet werden kann.

Die Pig'. 17 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Diskriminators 612. Das Ausgangssignal des Be-'grenzers 608 wird dem Diskriminator 612 an dessen Eingangsklemme 611 zugeführt, von wo es über eine Leitung 664 einem Eiiigang 665 eines N-Pfad-Filters 666 zugeführt wird. Das N-Pfad-Filter 666 ist so ausgebildet, dass es mit einer Bandbreite von etwa 1 Hz im wesentlichen nur die Frequenz fp, in unserem Fall also 125,666 Hz, durchlässt. Im Hinblick auf die früher zitierten Publikationen, Deutsche Offenlegungsschrif t 2.225-507 und Deutsche Offenlegungsschrift 2.3I8.259 können hier weitere Ausführungen bezüglich des N-Pfad-Filters 666 unterbleiben, es sei lediglich erwähnt, dass der ihm zugehörige Taktimpulsgenerator 624 entsprechend der gewünschten Durchlassfrequenz von 125,666 Hz und der hier angenommenen Anzahl von 4 Pfaden (N = 4) eine Frequenz von 4 ' 125,666 Hz = 502,668 Hz abgeben muss. Dabei soll wie erwähnt diese Frequenz proportional den Schwan-

kungen der Netzfrequenz f„ proportional folgen. Zu diesem

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Zweck weist der Taktimpulsgeber 62# einen Phasenregelkreis

auf, welcher einem steuerbaren Oszillator von 5,02668 MHz

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zugeordnet ist. In der bereits früher beschriebenen Weise wird durch Frequenzteilung aus der Frequenz des· steuerbaren Oszillators die gewünschte Frequenz in unserem Fall 502,6668 Hz erzeugt. Zu diesem Zwecke ist ein Frequenzteiler mit dem Divisor 10¹QOO erforderlich. Anderseits wird die Frequenz 5,02668 MHz durch einen festprogrammierten Frequenzteiler mit dem Divisor 1ΟΌ53 auf den Wert 500,018 Hz geteilt, was praktisch gleich dem Zehnfachen des Sollwertes der Netzfrequenz entspricht. Mittels des erwähnten Phasenregelkreises wird nun diese durch Teilung mit dem Divisor 10'053 erhaltene Frequenz mit einer aus der Netzfrequenz gewonnenen Referenzfrequenz von 500 Hz verglichen und über einen Phasendiskriminator und ein Tiefpassfilter eine Steuerspannung für den steuerbaren Oszilla-

bei einer Netzfrequenz von 50,0018 Hz, also praktisch \ y '

tor gebildet, derart, dass dieser beim Sollwert der Netzfrequenz auf 5,02668 MHz schwingt.. Auf' diese Weise wird mittels eines unkritischen Aufbaues ein sehr selektives Diskriminatorfilter erhalten, wobei als wesentlicher Vorteil gegenüber Diskriminatoren mit abstimmbaren Resonanzkreisen keinerlei Abstimmarbeit erforderlich ist und auch keine Verstimmungen durch alternde Filterbauteile auftreten.

Dem Ausgang 667 des N-Pfad-Filters 666 ist ein auf den Verstärkungsfaktor + 1 gcgengekoppeltor Trennverstärker 668 nachgeschaltet, welcher eine hohe Eingangs- jedoch eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist und daher einerseits das N-Pfad-Filter 666 praktisch nicht belastet und anderseits

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eine niederohmige Quelle für das weiter zu verarbeitende Signal darstellt. Im Verstärker 668 kann beispielsweise eine integrierte Schaltung des Typs vA 741 der Firma Fairchild verwendet werden. Am Ausgang 669 des Verstärkers

668 erscheint beim Empfang eines Signals mit der Frequenz fp eine Viechseispannung der Frequenz f„ mit einer von der Höhe des Eingangssignals unabhängigen jedoch definierten Grosse. Liegt -am Empfänger 600 jedoch ein Eingangssignal mit der Frequenz f, an, so erscheint am Ausgang

669 eine Wechselspannung mit deutlich kleinerem Pegel. Das Ausgangesignal des Verstärkers 668 wird über einen Kopplungskondensator 670 einer Gleichrichterstufe 671 bestehend aus einer Diode 672 und den Widerständen 673 und 674 und einem Kondensator 675 zugeführt. Die Zeitkonstante dieser Gleichrichterstufe ist im wesentlichen durch das aus dem Widerstand 674 und dem Kondensator gebildeten RC-Glied bestimmt. Vorzugsweise wird diese Zeitkonstante etwa zehn mal grosser gewählt als die Periodendauer der gleichzurichtenden Frequenz. In unserem Beispiel ist f_? = 125 Hz und als Zeitkonstante ist ein Wert von 80 ms gewählt.

Der Gleichrichterstufe 671 ist nun noch eine Schwellwertstufe 676 nachgeschaltet. Die Schwellwertstufe 676 besteht aus einer Zenerdiode 677, einem Basiswiderstand 678, einem. Transistor 679 mit einem Kollektorwiderstand 680.

Nur Eingangsspannungen deren Amplitude grosser ist als die

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Zenerspannung der Zenerdiode 677 vermehrt um die Anlaufspannung des Transistors 679 vermögen den Transistor 679 durchzusteuern. Kleinere Eingangsspannungen bleiben wirkungslos. Die Zenerspannung wird nun vorzugsweise so gewählt, dass sie etwa in der Mitte zwischen den Spannungswerten am Kondensator 675 liegt,' welche sich bei einem Eingangssignal mit der Frequenz f_? und f, am Eingang 601 des Empfängers ergeben. Die Kollektorsjpannung des Transistors 679 ist während des Auftretens eines Eingangssignals mit· der Frequenz f„, und nur dann, d.h. bei durchgesteuertem Transistor 679 gleich "0", hingegen für andere Eingangssignale oder bei Abwesenheit eines Signals zufolge der dann auftretenden Rauschspannung wegen anderer Spektralverteilung gleich der Speisespannung tL· an der Klemme 681. Dieser Wert möge als Signal logisch "1" gelten. An der mit dem Kollektor des Transistors 679 verbundenen Ausgangsklem- .

v612,
me erscheint somit eine zur gesendeten Impulsfolge (vgl. Fig. 4, Zeile A) inverse Impulsfolge mit den Signalwerten logisch "0" und logisch "1". Für die spätere Auswertung dieser Impulsfolge ist diese Inversion zu berücksichtigen bzw. durch einen Inverter rückgängig zu machen.

Anhand der Fig. 18 wird nun noch ein Ausführungsbeispiel für eine Auswerteeinrichtung für die der ursprünglich ausgesendeten Information entsprechenden Impulsfolge am.Ausgang 613 des Diskriminators 612 erläutert.

Gemäss Fig. 14 weist diese Auswerteeinrichtung einen Informationseingang 615 auf, an welche die durch den Diskrimina-

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tor gewonnene Impulsfolge zur Auswertung .zugeführt wird. Mittels eines nachgeschalteten Inverters 682 wird die Impulsfolge vom Eingang 615 invertiert und an den Dateneingang 683 eines ersten Flip-Flops 684 geleitet. Der Ausgang 685 des ersten Flip-Flops 684 ist über eine Leitung 686 mit dem Dateneingang 687 eines "zweiten Flip-Flops verbunden. Der Ausgang 689 des zweiten Flip-Flops 688 ist über eine Leitung 690 mit dem Dateneingang 691 eines dritten Flip-Flops 692 verbunden, der Ausgang 693 des dritten Flip-Flops 692 ist schliesslich über eine Leitung"694 mit dem Dateneingang 695 eines vierten Flip-Flops 696 verbunden. Alle vier Flip-Flop 684, 688, 692 und 696 bilden zusammen das Schieberegister 616, welchem über eine Leitung 69^ die erforderlichen Schiebetaktimpulse zugeführt werden. Diese Schiebetaktimpulse werden vom Taktgeber 629 (vgl. Fig. I4) über die Leitung 634 an den Takteingang 635 abgegeben. Ueber einen nachgeschalteten Inverter 697 und eine Leitung 698 gelangen die Schiebetaktimpulse an die Takteingänge 699, 700, 701 und 702 der vier Stufen des Schieberegisters 616. Jedem Ausgang 685 bzw. 689 bzw. 694. bzw. 703 der vier Schieberegisterstufen ist über eine Leitung 704 bzw. 705 bzw. bzw. 707 je ein Speicher 708 bzw. 709 bzw. 710 bzw. 711 zugeordnet zur temporären Speicherung der in der ihm zugeordne-. ten Schieberegisterstufe vorhandenen Information.

Die über die Leitung 704 zum Eingang 712 des ersten Speichers 708, die über die Leitung 705.zum Eingang'713 des zweiten

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Speichers 709, die über die Leitung 706 zum Eingang 714 des dritten Speichers und die über die Leitung 707 zum Eingang 715 des vierten Speichers zugeführte Information wird auf Abruf durch einen Taktimpuls in die Speicheranordnung 726 übernommen. Der Befehl zur Uebernahme der aus dem Schieberegister 616 stammenden Information in die Speicheranordnung 726 wird durch einen Taktimpuls, welcher vom Taktgeber 629 (vgl. Fig. 14) über eine Eingangsklemme 716 und eine Leitung 717 den Takteingängen 718...721 der vier Speicher 708...711 gegeben.

Der Speicheranordnung 726 ist eine Steuereinrichtung 727 zugeordnet. Diese Steuereinrichtung 727 weist über vier Basiswiderstände 728...731 steuerbare Transistoren 732...735 auf, in deren KoHlektorkreis je ein Relais 736...739 eingeschaltet ist. An die Relaiskontakte 740...743 der Relaisanordnung 744 können die durch die ausgesendete Information (vgl. Fig. 4, Zeile A) zu steuernden Objekte angeschlossen werden.

Als Taktgeber 629 (vgl. Fig. 14) kann ein gleicher Taktgeber, wie er anhand der Fig. 5 bereits ausführlich beschrieben worden ist, verwendet vjerden, so dass sich hier weitere Ausführungen erübrigen.

Zusammenfassend kann gesagt werden, dass das erfindungsgemässe Verfahren bzw. die Vorrichtung zu ihrer-Ausführung erhebliche Vorteile gegenüber .bekannten Einrichtungen auf-

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weist, so insbesondere die folgenden:

1. Dank Anwendung der Winkelmodulation insbesondere der Frequenzschubtastung und eines empfängerseitigen Begrenzers wird die "spill - over" - Störung einwandfrei beseitigt.

2. Die Anwendung der genannten äusserst schraalbandigen Empfangseinrichtung insbesondere der schmalbandige Diskriminator macht die Einrichtung auch praktisch immun gegen variable Störfrequenzen, wie sie in Starkstromnetzen durch anlaufende Motoren erzeugt werden können, da die Verweilzeit der von solchen Motoren erzeugten Störungen frequenzmässig innerhalb der Bandbreite des Diskriminators erfahrungsgemäss zu klein ist, um Störungen zu verursachen.

3· Durch die sendeseitige und empfangsseitige Nachführung, d.h. Bindung der Frequenzen bzw. Durchlasscharakteristiken an die Netzfrequenz, ist nicht nur ein sehr schmalbandiges und daher störimmunes Uebertragungssystem geschaffen worden, vielmehr ergeben sich auch erhebliche fabrikatorische Vorteile, da die bei den üblicherweise verwendeten LC-Filtern erforderlichen mühsamen und kostspieligen Abstimmarbeiten vollständig wegfallen und die an sich sehr schmalbandigen Filter alterungsbeständig sind.

4· Der Empfänger weist eine ausserordentlich hohe Dynamik

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YV

bezüglich des Eingangssignals auf, so dass die bei Rundsteueranlagen üblicher Bauart bekannten Schwierigkeiten bei der Projektierung bezüglich minimaler und maximaler Ansprechpegel der Empfänger-und Sendepegel an verschiedenen Stellen des Netzes vollständig dahinfallen.

5. Der Sendepegel kann trotz wesentlich verbesserter Uebertragungssicherheit drastisch gesenkt werden, beispielsweise von bisher üblicherweise 25 - 50 kW pro Unterwerk auf etwa 100...2000 W je nach dem Wirkungsgrad der vorgesehenen Einkopplungsvorrichtung. Dies hat auch einen wesentlich geringeren Aufwand auf der Sendeseite sowohl anlagemässig als auch betriebsmässig zur Folge.

6. Zu Folge des drastisch reduzierten Sendepegels auf dem Starkstromnetz, es müssen beispielsweise nur etwa 10 W Signalleistung in das Starkstromnetz eingespeist werden, kann die Einspeisung mittels eines Stabstromwandlers erfolgen, wodurch eine praktisch vollkommen kurzschlussfeste Einkopplungsmethode erreicht ist, was von hoher Bedeutung für die Betriebssicherheit der starkstromtechnischen Anlagen ist.

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Claims

Patentansprüche:

Λ. Verfahren zur Fernsteuerung über ein Starkstromnetz, dadurch gekennzeichnet, dass d-ie Steuerbefehle auf der Sendeseite als winkelmodulierte Signale einer Stark-rstromleitung des Starkstromnetzes überlagert und an beliebiger Stelle des Starkstromnetzes demselben entnommen -werden, um sie nach ihrer Momentanfrequenz bzv). -phase zu diskriminieren und anschliessend auszuwerten.

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2. Verfahren nach Patentanspruch.'!, dadurch gekennzeichnet, dass als Winkelmodulation die Frequenzmodulation ange\v^jendet wird.

3. Verfahren nach Patentanspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Winkelmodulation die Phasenmodulation

-angewendet wird.

4. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine binäre Winkelmodulation angewendet wird.

5. Verfahren nach Patentanspruch 1 ₁ dadurch-gekennseichnet, dass die Steuerbefehle als frequenzschubgetastete Signale übertragen werden.

6. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsindex kleiner als "1" ist.

7· Verfahren nach Patentanspruch Ί, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendefrequenaen in fester Beziehung zur Netzfrequenz des Starkstromnetzes gehalten werden und damit deren Schwankungen folgen.

8. Verfahren nach den Patentansprüchen Λ und 7,

dadurch gekennzeichnet, dass die Empfängeransprechfrequenz in Abhängigkeit von der ITotzfrcquenz äo.~ Ciarkstroianetzes derart gesteuert wird, dass sie deren ■
Schwankungen in gleicher V/eis ο wie die Sendefrequenzen ' folgt.

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9· Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die auf der Ernpfangsseitß selektiv aus dem Starkstromnetz ausgekoppelten Signale einer Amplitudenbegrenzung unterworfen werden bevor sie nach ihrer Frequenz bzv/. Phase diskriminiert v/erden.

10. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass· auf der Empfangs sei te die Diskrininatoi-frequenzcharakteristik in Abhängigkeit von der Ivetzfrequens derart gesteuert wird, dass sie den in Abhängigkeit von der Netzfrequenz stehenden Signalf requerizen bei Schwankungen der Netzfrequenz den Signalfrequenzen folgt.

3JL . Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Empfangfiscite zum Zwecke der Frequenzdif:- kriminierung eine Spektralbewertung dos empfangenen und begrenzten Zrnpfangof5igr:als

.12. Verfahren nach den Patentansprüchen 1 und 11 _? -_;;. durch gekennzeichnet, dass ein aus der Prequenzdiskriminierung erha3.tenes Signal einer Amplitudenbewerturig · zugeführt, wird.

13. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalsendepag&l auf der Scncle^oite mindestens 60 db unter der Konnleistung des zur Uebe-rtragungvorgesehenen Starkstromnetzes liegt.

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14, Verfahren nach Patentanspruch "], dadurch gekennzeichnet, dass die ernpfangsseitige -3 db - Bandbreite höchstens gleich dem anderthalbfachen Frequenzsohub gewählt v.'ird.

15. Verfahren nach Patentanspruch 1 und "Anspruch. 5, dadurch gekennzeichnet, dass eint erste Sendolrequenz (f..) oder ein Vielfaches davon dadurch erzeugt wird, dass die Oszillatorfrequenz eines steuerbaren Oszillators durch Phasenvergleich einer durch Frequenzteilung mit einem ersten Divisor aus der Oszillatorfrequenz gewonnenen ersten Hilfsfrequenz ( i\* ) mit einer an die Ketzfrequenz (f,,) -in einer festen Beziehung gebundenen Refcrenzfrequenz (^ηη ) selbst in eine feste Beziehung zur Netzfrequenz {ΐ_γ.) gebracht wird' und dass auf gleiche Weise jedoch durch \'iuh'l eines zweiten Divisors eine zweite Sendefrequenz (f„) gewonnen wirä, welche ebenfalls in einer festen (jccVoch anderen) Beziehung zur ICetzfrequenz gecraclit wird.

den
Iß. Verfahren nach/Patontaridprüchen 1 und 15 ,

dadurch gekennzeichnet, dass die Umschaltung der Frequenzteilung in Abhilngigk-jlt ui.d irr: Takt c:.::%r ui-3 zu über tragende Inicrrna^ici: a?iro"oC-12.',-;:ici: 1::.·:, :■".. r. :"olgi ü¹.:.::- ma t i s c h e r 1 ο 1 _f'-: t.

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BAD OF.iG5"r-5AL

Dur.cii
17· Vorrichtung zur /führung dos Verfahrens nach einem oder¹

vorhergehenden Ansprüche, mehreren der / dadurch gekennzeichnet, d'aso auf der Sendeseite ejn mit der den Steuerbefehlen entsprechenden Information in seiner Frequenz bzv:. Phase rnodulierbarer Sender (14) vorgesehen ist, v:eicher über sendeseitige Kupplungsmittel (IS) an eine Starkstromleitung (k) d-es für die Uebertragi^g vorge sehenen Starkstroimietzes (k*) gekoppelt ist, sowie dass an mindestens einer beliebigün Stelle aco Starkstrorrinetzes mindestens ein Empfänger (600) ang=cchloasen ist, welcher Empfänger (600) Selektionsrrättel (604) für di^eiapfangenen Signale und einen diesen nachgeschalteten Frequenz- bzw .' Phasendiokr.¹.:':.·.·.- icr (612) sowie eine dem Diskriminator (6.12) nachgeschaltete Auswerteeinrichtung (616, 617) aufweist.

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8. Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite ein Frcquenzmodulationssender vorgesehen ist.

] 9· Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch .gekennzeichnet, dass auf der Sendescite ein Phasenmodulationssender \'orgesehen ist.

20. Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseito ein Sender für binäre V/inkelnodulation vorgesehen ist.

21_. Vorrichtung nach Patentanspruch 17 dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseitc- ein Sender für die Erzeugung frequenzschubgetastoter Signale vorgesehen ist.

. Vorrichtung nach Patentansprach 17, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Seiidcsoi^c o.in Sender für Winkelmodulation Kit einem Koaulatic-rü-j.index Meiner als "1" vorgesehen ist.

23» Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender auf ei sr Scndeseito I-Iittel (256) aufweist, ui:. dessen SeivJefrcquena oder: Sendefrequensen in fester Beziehung z.jr Ketzfreopens des Starkstromnetscs zu halten.

. Vorx-iciitung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet', dass auf der Eir.piangsseite Mittel (618) vorgesehen"

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sind, urn die Ernpfängeransprechfrequenz in Abhängigkeit von der Netzfrequenz derart zu steuern, dass die Ansprechfrequenz des Empfängers in der gleichen festen Beziehung zur Hetzfrequenz steht, wie die Sendefrequenz.

25. Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einem Teil der enpfängerseitigcn SelektJonsmittel eine Steuervorrichtung (618) zugeordnet ist, um die Durchlasscharakteristik mindestens eines Teils der empfangsseitigen Selektionsmittel in der gleichen festen Beziehung zur Netzfrequenz zu halten, v.'ie es für die Sendefrequenz der Fall ist.

26· Vorrichtung nach Patentanspruch 17? dadurch gekennzeichnet, dass im Empfänger (600} ein Amplitudenbegrenzer (608) für das aus dem Starkstromnetz ausgekoppelte Empfangssignal angeordnet ist.

27· Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass dem Diskriminator (612) des Empfängers (600) eine Steuereinrichtung (624) zugeordnet ist um dessen Durchlasscharkterictik in der gleichen festen Beziehung zur Netzfrequenz zu halten, v.'ie dies für die Sendefrequenz der Fall ist.

28. Vorrichtung nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet,'dass der Diskriminator (612) auf der Empfangsseite ein Filter (666) enthält, dessen Resonanzfrequenz mit

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einer der "beiden bei Frequenzschubtastung auftretenden Sendefrequenzen zusammenfällt und dessen Uebertragungscharakteristik schmalbandiger ist als diejenige des ihm vorgeschalteten Empfangsfilters.

29. Vorrichtung nach .den Patentansprüchen I7 ^urL(3· 28, dadurch gekennzeichnet, dass dem genannten schmalbandigeren Filter (666) des Diskriminators (612) eine Schwellw.erteinrichtung (677, 678, 679, 680) zur Amplitudenbewertung des Ausgangssignals dieses Filters nachgeschaltet ist.

30. Vorrichtung nach den Patentansprüchen 17und 21, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeoeite ein erster steuerbarer Oszillator (214) mit einem zugeordneten Phasenregelkreis vorgesehen ist zur Erzeugung einer an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenz

31. Vorrichtung nach .den Patentansprüchen 17 und 30, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite ein zweiter steuerbarer Oszillator (237) mit einem diesem zugeordneten Phasenregelkreis (2^6) vorgesehen ist zur Erzeugung einer an die genannte Referenzfrequonz und damit an die lletzfrequenz gebundenen ersten bzw. zweiten Sendefrequenz (f.. , f_?) , wobei zur Erzeugung der er sten Sendefrequenz (f..) ein im Phasenregelkreis vorgesehener Frequenzteiler·(235) auf einen ersten Divisor

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(Dp₁) und für die Erzeugung der zweiten Sendefrequenz (fp) der genannte Frequenzteiler (235) auf einen zweiten Divisor (&„„) umschaltbar ist.

den
3'2. Vorrichtung-nach/Patentansprüchen 17 und 31?

29, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Frequenzteiler (235) elektronisch durch ein seinem Steuereingang (234) zugeführtes Steuersignal umschaltbar ist, wobei der Steuereingang (234) des Frequenzteilers (235) mit dem Ausgang (7) eines Codierers (l) verbunden ist, welcher eine der zu übertragenden Information entsprechende Impulsfolge abgibt.

den
33· Vorrichtung nach/Patentansprüchen 17 und 2^j dadurch gekennzeichnet, dass als mindestens ein em— pfängerseitiges Selektionsmittel (6Ο4) ein durch eine Takt impuls folge steuerbares Abtastfilter vorgesehen ±v,x.

den

34. Vorrichtung nach/featoniranspriäehen 17 und 33

., dadurch gekennzeichnet, dass als Abtastfilter ein . N-Pfad-Filter vorgesehen ist.

den

35. Vorrichtung nach/Patentansprüchen I7 und 54-,

, dadurch gekennzeichne"^, dass dem genannten IT-Pfad-Filter ein aktives RC-Filter zugeordnet ist.

den

36. Vorrichtung nach /Patentanspruch en 17 und 53 ₃

., dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (618) des Äbtastfilters eine Taktimpulsfolge erzeugt, deren

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Frequenz in fester Beziehung zur Netzspannung gehalten ist. · ·

den
37-. Vorrichtung nach/Patentansprüchen. 17 und 27

, dadurch gekennzeichnet, dass der Diskriminator (612) ein durch eine Taktimpulsfolge steuerbares Abtastfilter aufweist, v.'obei dessen Taktgeber eine Taktimpulsfolge erzeugt, deren Frequenz in fester Beziehung zur Hetzfrequenz gehalten ist.

den
3Q- Vorrichtung nach/Patentansprüchen 17 und 37

, dadurch gekennzeichnet, dass als Abtastfilter ein N-Pfad-Filter vorgesehen'ist.

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