DE2159653C3 - Automatische Phasenregeleinrichtung - Google Patents

Description

ten in den bzw. aus dem Regelkreis Spannungsä/iderungen infolge der Einschwingvorgänge auftreten können, wodurch die Synchronisation vorübergehend verloren gehen kann. Diese Einschwingvorgänge können auftreten, wenn man zur Änderung der Filterkurve beispielsweise einen entladenen oder teilweise entladenen Kondensator in das Phasenregelfilter einschaltet Wenn die Spannung am Kondensator und die Spannung in dem mit ihm zu verbindenden Schaltkreis nicht einander gleich sind dann ist eine plötzliche Änderung des ausgangsseitigen Gleichspannungspegels der automatischen Phasenregeleinrichtung die Folge. Diese Änderung der Ausgangsspannung kann bei ihrer Zuführung zum zugehörigen geregelten Verstärker einen Verlust der Synchronisierung bewirken, bis die Phasenregeleinrichtung den Oszillator wieder in Synchronismus ziehen kann.

Bei einer Phasenregeleinrichtung mit zwei Betriebsarten verwendete man einen einzigen Thasenvergleicher zur Erzeugung der Steuerspannung für die automatische Phasenregelung. Zur Umschaltung zwischen den beiden Betriebsarten benutzte man einen Koinzidenzdetektor, der das Vorhandensein oder das Fehlen der Synchronisierung erfaßte und ein aktives Bauelement steuerte, um eine Filterkomponente in das Phasenregelfilter einzuschalten oder in diesem auszuschalten. Ein solches Filter ist den oben e^rwähnten Einschwingvorgängen ausgesetzt, und falls das Schaltelement eine versetzte Spannung hat, treten während des Umschaltens von einer Betriebsart in die andere zusätzliche unerwünschte Spannungsänderungen auf.

Aus der DE-AS 11 07 269 ist eine Phasenregeleinrichtung bekannt, die ebenfalls nur mit einem einzigen Phasenvergleicher arbeitet, der eine als veränderbarer Widerstand geschaltete Röhre ansteuert, die in der Fußpunktleitung eines Kondensators eines Glättungsfilters angeordnet ist, dessen Bandbreite auf diese Weise in Abhängigkeit vom jeweiligen Synchronisierzustand stetig veränderbar ist Bei dieser bekannten Anordnung werden die Nachteile einer sprunghaften Umschaltung der Filtercharakteristik vermieden und der Bandbreitenübergang erfolgt entsprechend der Zeitkonstante des im Gitterkreis der erwähnten Röhre befindlichen Tiefpasses. Gerade dies stellt aber für bestimmte Betriebsbedingungen einen Nachteil dar, da die Umschaltung der Filtercharakteristik wegen dieser Zeitkonstante nur verzögert erfolgen kann, so daß nach Erreichen der Synchronisation die Umschaltung des Tiefpaßfilters im Hinblick auf die Vermeidung sprunghafter Potentialänderungen im Filter eine gewisse Zeit benötigt, während derer das Filter noch nicht für eine Störunempfindlichkeit erwünschte schmale Bandbreite hat innerhalb dieses Umschaltzeitraumes können aber bereits Störimpulse auftreten, welche wegen der noch nicht genügend kleinen Bandbreite durch das Filter hindurchgelangen und die bereits erreichte Synchronisiation wieder außer Tritt bringen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Vermeidung eines Kompromisses zwischen einer möglichst kurzen Umschaltzeit für das Filter und unerwünschten Potentialsprüngen.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäßen automatischen Phasenregeleinrichtungen mit zwei Betriebsarten enthalten zwei Phasenvergleicher. Der erste Phasenvergleicher dient dazu, ein Steuersignal während des synchronen Betriebs zu liefern, d. h. wenn der Oszillator die gewünschte Taktbeziehung zu den Synchronisiersignalen hat. Der zweite Phasenvergleicher dient zur Erzeugung eines Steuersignals während des außersynchronen Betriebs, d. h. wenn die Oszillatorsignale und die Synchronisier signale nicht miteinander im gewünschten Takt sind. Das erste Steuersignal wird dem Oszillator über ein verhältnismäßig schmalbandiges Filternetzwerk zugeführt, um die gewünschte Rauschun empfindlichkeit während des synchronen Betriebs herzustellen. Das

ίο zweite Steuersignal wird jedoch über ein verhältnismäßig breitbandiges Filternetzwerk dem Oszillator züge führt, um den für den außersynchronen Betrieb gewünschten erweiterten Mitziehbereich zu erhalten. Ein Eingang des zweiten Phasenvergleichers wird durch einen elektrisch gesteuerten Schalter entkoppelt, wenn ein Koinzidenzdetektor anzeigt, daß die Oszillatorsignale zu den Synchronisiersignalen die gewünschte zeitliche Beziehung haben. Hiermit wird das zweite Steuersignal vom Oszillator während des synchronen Betriebs abgetrennt Die beiden Phasenvergleicher sind in ihrem Aufbau einander so weit ähnlich, daß sie in einander entsprechenden Betriebsarten (Phasengleichheit bzw. -Ungleichheit ihrer Eingangssignale) auch im wesentlichen dieselben Ausgangsspannungen liefern, die den beiden Filternetzwerken als Eingangssignale zugeführt werden. Durch die Erfindung, die scheinbar komplizierter wirkt als die bekannten Schaltungen, läßt sich also auch eine unverzögerte abrupte Umschaltung der Bandbreite im Oszillatoreingangskreis erreichen, ohne daß die Synchronisation störende Spannungssprünge auftreten. Die schnelle Umschaltung verhindert, daß nach Eintritt der Synchronisation auftretende Störimpulse die Synchronisation wieder stören, wie dies bei den bekannten Einrichtungen der Fall sein kann.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen erläutert F i g. 1 zeigt, teilweise in Blockdarstellung, das Schaltbild eines die Erfindung enthaltenden Fernsehempfängers;

F i g. 2 ist das Blockschaltbild der in F i g. 1 dargestellten automatischen Phasenregeleinrichtung; F i g. 3 ist ein ausführliches Schaltbild einer automati sehen Phasenregeleinrichtung, die als monolithisch integrierte Schaltung aufgebaut werden kann.

Der in F i g. 1 gezeigte Fernsehempfänger enthält eine Antenne 20, welche Fernsehsignale empfängt und sie auf einen Kanalwähler/Demodulator 21 koppelt. Der Kanalwähler/Demodulator enthält einen Hochfrequenzverstärker zur Verstärkung der empfangenen Signale, einen Mischer zur Umsetzung der verstärkten Hochfrequenzsignale in Zwischenfrequenzsignale, einen Zwischenfrequenzverstärker und einen Demodu lator zur Gewinnung des Fernsehsignalgemischs aus den Zwischenfrequenzsignalen. Das erhaltene Fernsehsignalgemisch wird auf einen Videoverstärker 22 gegeben. Die verstärkten Leuchtdichtesignale aus dem Verstärker 22 werden auf eine Steuerelektrode (z. B. die Kathode) einer Fernsehbildröhre 23 gegeben. Der mit dem Blockschaltbild dargestellte Empfänger hat zwar nur eine Schwarz-Weiß-Empfangsschaltung, es kann sich bei ihm jedoch auch um einen Farbfernsehempfänger handeln, der geeignete Schaltkreise zur Ableitung

⁶S der gesendeten Farbinformationen aufweist, die mittels einer üblichen dreistrahligen Schattenmasken-Farbbildröhre dargestellt werden können. Das vom Verstärker 22 gelieferte Fernsehsignalge-

misch wird außerdem einem Separator 24 zugeführt. Der Separator 24 trennt die Horizontal- und Vertikalsynchronisiersignale vom Fernsehsignalgemisch ab und trennt außerdem die Vertikalsynchronisiersignale von den Horizontalsynchronisierisignalen. Die von der Stufe 24 ausgehenden Vertikalsynchronisiersignale werden einem Vertikalkippgenerator 25 zugeführt. Der Vertikalkippgenerator 25 erzeugt Signale der Vertikalablenkfrequenz und gibt sie auf die Vertikalendstufe 26. Die Vertikalendstufe 26 erzeugt beim Empfang der Vertikalfrequenzsignale den gewünschten Vertikalablenkstrom, der über die Anschlüsse Y-Y einem Vertikalablenkjoch zugeführt wird.

Die vom Separator 24 erhaltenen Horizontalsynchronisiersignale werden mittels eines ohmschen Span- nungsteilers 30, 32 und über einen Koppelkondensator

33 einer automatischen Phasenregeleinrichtung 200 für die Horizontalablenkung zugeführt. Die automatische Phasenregeleinrichtung 200 ist als Block dargestellt und kann in einer einzigen integrierten Schaltung vorliegen. Die bei Verwendung einer solchen integrierten Schaltung vorhandenen peripheren elektrischen Bauelemente (Anschlußelemente) sind in F i g. 1 gezeigt. Die neben den Anschlußklemmen der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 eingetragenen Zahlen bezeich- nen gleichzeitig die entsprechenden Anschlüsse der in den F i g. 2 und 3 ausführlicher dargestellten automatischen Verstärkungsregelungseinrichtung.

Die Horizontalsynchronisiersignale werden an einer Eingangsklemme 12 zugeführt. Von einer Hilfswicklung 110a eines Horizontalendtransformators 110 erhaltene Rücklaufimpulse werden über einen Serienwiderstand 72 der Klemme 11 der automatischen Phasenregeleinrichtung zugeführt Die Klemme 8 der Regeleinrichtung erhält integrierte Rücklaufimpulse. Hierzu werden die an der Wicklung 110a erhaltenen negativen Rücklaufimpulse über eine Induktivität 74 und eine Diode 76 auf den gemeinsamen Anschluß eines Widerstands 77 und eines Kondensators 78 gegeben, der beide in Reihe zwischen einem geregelten Potential + V_r und, über einen Kondensator 80, an Massepotential liegen. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ist an die Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung geschaltet. Die Klemme 10 ist über einen Kondensator 79 mit Masse verbunden. Die Klemme 2 liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 68 und eines Widerstands 70 an Masse. Ein Kondensator 66 koppelt die Klemme 2 außerdem an die Klemme 3. Die Klemme 3 ist ferner über einen Widerstand 64 an die geregelte Spannung + V_r gelegt. Die Klemme 13 liegt über die Serienschaltung eines Widerstands 60 und eines Kondensators 62 an Masse. Die Klemme 16 ist mittels der Serienschaltung aus den Widerständen 54 und 56 und dem Kondensator 58 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 54 und 56 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 60 und dem Kondensator 62 verbunden. Die Klemme 9 führt über die Serienschaltung eines Widerstands 50 und eines Kondensators 52 nach Masse. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 50 und dem Kondensator 52 ist mit der Klemme 16 verbunden.

Die Klemme 5 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 ist direkt mit Masse verbunden. Zwischen den Klemmen 1 und 15 liegt eine Induktivität 36, und zwischen die Klemme 1 und Masse ist ein Kondensator

34 geschaltet Die Klemme 4 ist über einen Widerstand 38 mit einer Versorgungsspannung B+ verbunden. Ein spannungsregelnder Transiistor 40 liegt mit seinem Kollektor 40c an einer positiven Spannungsquelle + V, mit einer Basis 40b an der Klemme 4 und mit seinem Emitter 4Oe an der Klemme 14 der automatischen Phasenregeleinrichtung. Ein Anschluß 44c eines Treibertransistors 44 ist über einen Widerstand 42 mit der Spannung + V verbunden. Die Basis 44b des Transistors 44 ist an die Ausgangsklemme 7 der automatischen Phasenregeleinrichtung gekoppelt, während der Emitter 44e des Transistors 44 an die Ausgangsklemme 6 der Phasenregeleinrichtung gekoppelt ist. Ein Emitterwiderstand 46 verbindet den gemeinsamen Anschluß von 44e und der Klemme 6 mit Masse. Die mit Horizontalfrequenz (Zeilenfrequenz) erscheinenden Ausgangssignale der automatischen Phasenregeleinrichtung werden kapazitiv mittels eines Koppelkondensators 48 auf die Horizontalendstufe 90 gekoppelt

Die Horizontalendstufe 90 ist eine zweistufige Einrichtung mit gesteuerten Siliziumgleichrichtern. Die Endstufe enthält einen doppelrichtenden Hinlaufschalter 86 mit einem gesteuerten Siliziumgleichrichter 85 und einer Rücklaufdiode 87 und einen doppelrichtenden Kommutierungsschaltcr 82 mit einem gesteuerten Siliziumgleichrichter 81 und einer Diode 83. Die Leistungsversorgung der Stufe erfolgt aus einer Quelle B+ über einen Eingangstransformator 98 mit einer Primärwicklung 99. Der Transformator 98 weist ferner eine Sekundärwicklung 1011 auf, die mit einer Triggerschaltung 102 zusammenwirkt, um ein Triggersignal oder ZUndsignal auf die Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters 85 zu geben. Die Triggerschaltung ist kapazitiv an die Wicklung 101 gekoppelt und enthält ein Widerstandspaar, welches die beiden Anschlüsse einer Induktivität mit Masse verbindet.

Parallel dem Hinlaufschalter 86 liegt ein Horizontalablenkjoch 95 mit einem in Reihe geschalteten, eine S-förmige Verzerrung des Ablenkstroms bewirkenden Kondensator 96. Die Serienschaltung einer Kommutierungsspule 103 und eines Rücklaufkondensators 105 verbindet den Kommutierungsschalter 82 mit dem Hinlaufschalter 85, d.h. verbindet die Anode des gesteuerten Gleichrichters 81 mit der entsprechenden Elektrode des gesteuerten Gleichrichters 85. Ein zusätzlicher Kondensator 104 liegt zwischen dem gemeinsamen Anschluß der Spule 103 und des Kondensators 105 und Masse. Die Primärwicklung UOp eines Rücklauftransformators 110 ist dem Hinlaufschalter 86 mittels einer Schutzschaltung 112 gegen Funkenüberschlag parallelgeschaltet Die Schutzschaltung 112 besteht aus einer Diode 111 mit einem parallelgeschalteten Widerstand 112, die beide über einen Serienkondensator 113 mit Masse verbunden sind. Die Anode der Diode 111 ist mit der Wicklung llO/i verbunden, während die Kathode der Diode am Kondensator 113 liegt Die Anode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 85 ist mit der Kathode der Diode 87 verbunden, deren Anode mit der Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 85 und mit Masse verbunden ist Auf ähnliche Weise ist die Anode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Kathode der Diode 83 verbunden, während die Kathode de; gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Anode dei Diode 83 und mit Masse verbunden ist

In der Horizontalendstufe werden während einei jeden Zeilenrücklaufintervalls Rücklaufimpulse in de: Primärwicklung 110p des Rücklauftransfonnators IK erzeugt Diese Rücklaufimpulse werden in ihrer Span nung durch eine Hochspannungswickhing HOA de

Rücklauftransformators 1IO herauf transformiert. An die Wicklung 110Λ ist ein Hochspannungsvervielfacher 120 angeschlossen, der über eine Klemme 122 die Spannung für die Hochspannungsanode der Bildröhre 23 liefert. Die Rücklaufimpulse, die charakteristisch für die Betriebsfrequenz des Horizontalablenkgeräts sind, werden induktiv auf eine Hilfswicklung 110a gekoppelt, um das Bezugssignal für die automatische Phasenregeleinrichtung 200 zu liefern.

Im Betrieb vergleicht die automatische Phasenregeleinrichtung die zeitliche Beziehung zwischen den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen aus dem Separator 24 und den von der Wicklung UOa zugeführten Rücklaufimpulsen. Wenn diese Impulse zeitlich zusammenfallen, d. h. wenn der Horizontaloszillator im Gleichlauf mit den Horizontalsynchronisierimpulsen ist, dann arbeitet die automatische Phasenregeleinrichtung in einer ersten Betriebsart, wobei ein erster getasteter Phasenvergleicher und ein erstes relativ schmalbandiges Filternetzwerk verwendet wird, wodurch die Einrichtung weitgehend unempfindlich gegenüber statistischem Rauschen und Impulsrauschen ist. Falls jedoch die ankommenden Synchronisierimpulse und die Bezugssignale zeitlich nicht zusammenfallen, erfaßt eine Koinzidenzschaltung in der automatischen Phasenregeleinrichtung diesen Zeitfehler, und ein Betriebsartenumschalter schaltet einen zweiten getasteten Phasenvergleicher ein, der mit einem spannungsgesteuerten Oszillator in der automatischen Phasenregeleinrichtung gekoppelt ist Im einzelnen erfolgt diese Kopplung über ein anderes Phasenregelfilter, welches eine verhältnismäßig große Bandbreite hat und dadurch den Mitziehbereich der Einrichtung vergrößert Sobald der spannungsgesteuerte Oszillator wieder mit der richtigen Frequenz arbeitet und die ankommenden Synchronisierimpulse mit den Rücklaufimpulsen zeitlich zusammenfallen, macht der Betriebsartenumschalter den zweiten getasteten Phasenvergleicher unwirksam und die erste Betriebsart wird wieder eingeschaltet.

Ein Bezugs- Sägezahnsignal, welches der Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 zugeführt wird und welches zur Erzeugung der Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator dient, wird auf folgende Weise erzeugt Während des Zeilenhinlaufintervalls ist die Spannung an der Wicklung 110a ausreichend positiv, um die Diode 76 in Sperrichtung vorzuspannen, und ein aus der Versorgungsquelle + V_r fließender Ladestrom lädt die Kondensatoren 78 und 80 über den Widerstand 77 auf. Somit wird während des Zeilenhinlaufs am Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ein ins Positive gehendes Sägezahnsignal erzeugt Während des Zeilenrücklaufs steigt die Spannung an der Wicklung HOa schnell in negativer Richtung an, wodurch die Diode 76 leitend wird und sich die Kondensatoren 78 und 80 rasch entladen. Hierdurch entsteht ein verhältnismäßig steiler ins Negative gehender Sägezahn an der Verbindungsstelle zwischen diesen beiden Kondensatoren. Die Induktivität 74 dient zur Herstellung einer Zeitverzögerung zwischen dem negativen Anstieg des Bezugs-Sägezahns und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen, so daß die zeitliche Beziehung zwischen den beiden Signalen ein richtig zentriertes Fernsehbild ergibt In manchen Anwendungsfällen kann die Induktivität veränderbar sein oder ganz fortgelassen werden. Der verhältnismäßig steile negative Anstieg des Sägezahnsignals wird wahrend des Horizontalsynchronisierimpulsintervalls von den getasteten Phasenvergleichern 300 und 600 abgetastet und bewirkt ein korrigierendes Fehlersignal, welches charakteristisch für die Zeitfehler zwischen dem Betrieb des spannungsgesteuerten Oszillators und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen ist

Die Induktivität 36 und der Kondensator 34 bilden einen Resonanzkreis für den in der automatischen Phasenregeleinrichtung verwendeten Oszillator, der in einer Ausführungsform vom LC-Typ ist. Die Spannung

ίο + Vr wird am Emitter 4Oe des Transistors 40 erzeugt und der Phasenregeleinrichtung an der Klemme 14 zugeführt Die Klemme 4 der Phasenregeleinrichtung ist innerhalb dieser Einrichtung mit Zenerdioden verbunden, wodurch eine konstante Basisspannung am Anschluß 406 des Regeltransistors 40 erhalten wird. Der Kollektor 40c des Transistors 40 erhält sein Betriebspotential durch die Spannung + V, die auch als Kollektorversorgungsspannung für den Treibertransistor 44 dient. Eine ausführliche Beschreibung der einzelnen in der automatischen Phasenregeleinrichtung verwendeten Schaltungen sowie des Betriebs der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 wird anhand der F i g. 2 gegeben.

Bei der in F i g. 2 gezeigten automatischen Phasenregeleinrichtung 200 werden die Horizontalsynchronisierimpulse an der Klemme 12 zugeführt. Die Form eines solchen Synchronisierimpulses ist neben der Klemme 12 gezeichnet Die Synchronisierimpulse werden mit einem Synchonisierverstärker 210 verstärkt Der Ausgang des Verstärkers 210 ist auf eine erste Tastschaltung 220, einen ersten Schalter 575 und eine Koinzidenzschaltung 475 gekoppelt Der Ausgang der Tastschaltung 220 liegt am Tasteingang eines ersten getasteten Phasenvergleichers 300. Der Ausgang des getasteten Phasenvergleichers 300 wird über die Klemme 13 auf ein erstes äußeres Filternetzwerk gegeben, welches aus dem Widerstand 60, dem Kondensator 62, dem Widerstand 56, dem Kondensator 58, dem Widerstand 54 und dem Kondensator 52 besteht Der Ausgang dieses ersten

4c Filters ist über die Klemme 16 mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 700 verbunden. Der Ausgang des Oszillators ist auf einen Multivibrator 800 gekoppelt, und der Ausgang des Multivibrators 800 führt zu einer Treibervorstufe 900 mit Schutzschaltung.

Die neben der Klemme 11 eingezeichneten Rücklaufimpulse werden der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 an dieser Klemme zugeführt und gelangen zur Koinzidenzschaltung 475. Ein Ausgang der Koinzidenzschaltung wird auf eine Folgerschaltung 495 gekoppelt deren Ausgang zu einem Eingang einer Vergleichsschaltung 500 führt Am Eingang der Vergleichsschaltung 500 liegt außerdem die Klemme 10. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird auf den Eingang eines zweiten Schalters 550 gegeben, dessen Ausgang zu einem

SS zweiten getasteten Phasenvergleicher 600 führt und der im hier speziell beschriebenen Ausführungsbeispiel den Eingang des zweiten Phasenvergleichers kurzschließen kann, wie aus Fig.3 hervorgeht Der Ausgang des zweiten Phasenvergleichers 600 ist wiederum fiber die Klemme 9 mit einem zweiten äußeren Filternetzwerk verbunden, welches einen Widerstand 50 enthält Der Ausgang des zweiten Filternetzwerks ist ebenfalls Ober die Klemme 16 auf den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 700 gekoppelt

<>5 Neben der Klemme 8 sind integrierte Rücklaufimpulse angedeutet, die als Sägezahn^Bezugssignal dienen. Diese integrierten Rücklaufimpulse werden Ober die Klemme 8 auf einen Spannungsfolger 250 gegeben. Der

Ausgang des Folgers 250 führt zum ersten getasteten Phasenvergleicher 300 und zum zweiten getesteten Phasenvergleicher 600. Eine Bezugsspannungsquellc 400 liefert eine erste Spannung über einen Widerstand 275 zum Eingang des Folgers 250 und eine zweite s Spannung zum spannungsgesteuerten Oszillator 700 und über den Widerstand 375 zur Klemme 13. Die Klemme 4 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 ist mit einer Zenerdioden-Referenzschaltung verbunden. Die in der F i g. 1 gezeigten Klemmen 5 und 14 stellen den Masseanschluß und den Anschluß für die geregelte Versorgungsspannung dar. Die verschiedenen in Blockform in F i g. 2 gezeigten Schaltkreise sind mit diesen Klemmen 5 und 14 verbunden, obwohl es nicht gesondert in der Fig.2 gezeigt ist. Zur Beschreibuni! der Arbeitsweise der Einrichtung sei zunächst die für den Synchronlauf zuständige Betriebsart erläutert.

Die dem Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulse werden von diesem verstärkt und invertiert und dienen dann als Tastsignale für die Tastschaltung 220 und den ersten Schalter 575. Die Tastschaltung 220 und die Schalter 575i erzeugen beim Vorhandensein eines vom Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulses ein ausgangsseitiges Schaltsignal. Die Tastschaltung 220 ist mit.dem getasteten Phasenvergleicher 300 verbunden, so daß letzterer während der Dauer des Horizontalsynchronisierimpulses aktiviert wird und auf die vom Spannungsfolger 250 seinem Eingang zugeführte Sägezahn-Bezugsspannung anspricht Im Fall des Synchronlaufs erscheint das Abtastintervall während des verhältnismäßig steilen negativ gerichteten Teils des Sägezahn-Bezugssignals. Es sei bemerkt, daß der getastete Phasenvergleicher 300 das Bezugssigna! während der Dauer eines jeden Synchronisierinipulse!; abtastet, ob nun der spannungsgesteuerte Oszillator mit 3s den ankommenden Synchronisierimpulsen synchron läuft oder nicht Der getastete Phasenvergleicher 300 erzeugt ein Ausgangssignal, welches von dem oben beschriebenen ersten Filternetzwerk gefiltert wird, um eine Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator 700 zu erzeugen. Dieses erste Filternetzwerk ist verhältnismäßig schmalbandig und erzeugt daher während des synchronen Betriebs ein weitgehend rauschunempfindliches Steuersignal.

Die von der Wicklung HOa der Fig. 1 erhaltenen Rücklaufimpulse werden außerdem der Koinzidenzschaltung 475 zugeführt. Während des synchronen Betriebs fallen diese Rücklaufimpulse, deren Dauer etwa 10 Mikrosekunden beträgt, mit den ankommenden Horizontalsynchronimpulsen zusammen, und die Koinzidenzschaltung 475 erfaßt diese zeitliche Übereinstimmung, um während des synchronen Betriebs ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen. Wenn die ankommenden Synchroninipulse und die Rücklaufimpulse nicht zusammenfallen, dann erzeugt die Koinzidenzschaltung ein zweites Ausgangssignal. Das Ausgangssignal der Koinzidenzschaltung 475 wird durch den Folger 495 verstärkt und durch einen Kondensator gefiltert, der an die Klemme 10 (Fig. 1) angeschlossen ist Das. verstärkte und gefilterte Ausgangssignal wird dann einer Vergleichsschaltung 500 zugeführt, die eine Bezugssignalquelle für den Vergleich enthält Die Vergleichsschaltung 500 ist so ausgebildet, daß sie Betriebsarten-Steuersignale in Abhängigkeit vom ersten und vom zweiten Ausgangssignal der Koinzidenz- schaltung 475 erzeugt Wahrend des synchronen Betriebs erzeugt die Vergleichsschaltung infolge des ersten Ausgangssignals aus der Schaltung 475 ein Signal, welches den Schalter 550 in einem Ruhezustand hält Obwohl der Schalter 575 an seinem Ausgang ein Schaltsignal während der Dauer eines jeden Horizontalsynchronimpulses erzeugt, verhindert der Schalter 550 in seinem Ruhezustand, wenn er leitet, gemäß Fig.3 durch Kurzschließen des Eingangs des zweiten Phasenvergleichers 600, daß das Tastsignal diesen während des Synchronbetriebs triggert, so daß dieser Phasenvergleicher 600 während des Synchronbetriebs inaktiv ist Die dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführte Steuerspannung wird somit während des Synchronbetriebs nur vom ersten getasteten Phasenvergleicher 300 erzeugt.

Wenn jedoch kein Gleichlauf vorliegt, wird der Schalter 550 vom Betriebsarten-Steuersignal- aktiviert, welches von der Vergleichsschaltung 500 infolge des zweiten Ausgangssignals der Koinzidenzschaltung 475 erzeugt wird, und gibt damit den Betrieb des getasteten Phasenvergleichers 600 frei, so daß die Signale aus dem Schalter 575 ihn während der Dauer des Horizontalsynchronimpulses triggern können, und während dieser Zeitspanne tastet der Vergleicher 600 das von dem Spannungsfolger 250 seinem Eingang zugeführte Bezugssignal ab und erzeugt ein Ausgangssignal, welches über die Klemme 9 dem zweiten Filternetzwerk 50, 52 zugeführt wird. Das zweite Filternetzwerk hat eine verhältnismäßig große Bandbreite, wodurch der Mitziehbereich der automatischen Phasenregeleinrichtung infolge des Ausgangssignals des getasteten Phasenvergleichers 600 vergrößert wird. Die Ausgangssignale der getasteten Phasenvergleicher 300 und 600 ändern die dem spannungsgesteuerten Oszillator 700 zugeführte Steuerspannung derart, daß die Oszillatorfrequenz geändert wird und die Frequenzunttrschiede zwischen dem Oszillatorausgang und den ankommenden Synchronisierimpulsen korrigiert werden. Der erste Phasenvergleicher, der gemäß der bisherigen Beschreibung sowohl während des synchronen Betriebs als auch während des außersynchronen Betriebs eingeschaltet ist, kann aber auch während des außersynchronen Betriebs abgeschaltet sein. Die in Blockform in F i g. 2 dargestellte automatische Phasenregeleinrichtung kann insgesamt in einer einzigen monolithisch integrierten Schaltung ausgeführt sein, die in Fig.3 ausführlich gezeigt ist Bei einer solchen Ausführung dient die Bezugsspannungsquelle 400 zur Erzeugung von Gleichspannungspegeln für die Symmetrierung des spannungsgesteuerten Oszillators.

In der Schaltung nach F i g. 3 besteht der Synchronisierimpulsverstärker 210, dem die an der Klemme 12 einlaufenden Impulse der Horizontal- oder Zeilenfrequenz zugeführt werden, aus einem als Emitterfolger geschalteten Eingangstransistor 204 mit einem nach Masse führenden Basiswiderstand 202 und einem mit Masse verbundenen Emitterwiderstand 203. Vom Emitter des Transistors 204 werden über einen Widerstand 205 Signale auf die Basis eines Verstärkertransistors 206 gekoppelt Ein Kollektorwiderstand 207 verbindet den Kollektor des Transistors 206 mit der an der Klemme 14 liegenden Versorgungsspannung. Der Synchronisierimpulsverstärker enthält außerdem einen als Emitterfolger geschalteten Ausgangstransistor 208, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 206 verbunden ist Die an einem Emitterwiderstand 209 des Transistors 208 auftretenden Ausgangssignale werden über einen Widerstand 211 der Basis eines Tastschaltungstransistors 220 zugeführt Der Tasttransistor 220 ist normalerweise leitend, er wird jedoch durch die

ankommenden Synchronisierimpulse in den Sperrzustand versetzt Während seines leitenden Zustandes verbindet der Transistor 220 einen Stromweg mit Masse, in dessen Verlauf sich die zum in Fig.2 gezeigten ersten Phasenvergleicher 300 gehörenden Dioden 305 und 315 befinden.

Der erste Phasenvergleicher 300 enthält außerdem Transistoren 310 und 320. Eine Rückkopplungsschleife mit einer Avalanche-Diode 325 verbindet den Kollektor des Transistors 310 mit der Basis des Transistors 320. Ein Widerstand 326 verbindet die Basis des Transistors 320 mit Masse und ein Emitterwiderstand 321 verbindet den Emitter des Transistors 320 mit Masse. Bei leitendem Tasttransistor 220 sind die Dioden 305 und 315 gleichfalls leitend, so daß die Transistoren 310 und 320 des ersten getasteten Phasenvergleichers in nichtleitendem Zustand gehalten werden. Während der Dauer eines Synchronisierimpulses ist jedoch der Transistor 220 nichtleitend, wodurch die Transistoren 310 und 320 leitend werden und als ein Verstärker wirken, der das der Basis des Transistors 320 zugeführte ankommende Bezugssignal tastet

Die der Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 zugeführten Sägezahn-Bezugssignaie gelangen zum ersten getasteten Phasenvergleicher über die Spannungs-Folgerschaltung (250 in F i g. 2), die zwei Transistoren 252 und 254 enthält, deren Kollektor-Emitter-Strecken in Reihe geschaltet sind und über die Widerstände 251 und 255 zwischen der Versorgungsspannung 14 und Masse liegen. Das Sägezahn-Bezugs- signal wird der Basis des Transistors 252 zugeführt Eine negative Rückkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors 252 und der Basis des Transistors 254 wird durch eine Avalanche-Diode 253 hergestellt Die Basis des Transistors 254 ist über einen Widerstand 256 mit 3s Masse verbunden. Das am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 252 und dem Kollektor des Transistors 254 erscheinende Ausgangssignal wird über einen Koppelwiderstand 270 dem ersten getasteten Phasenvergleicher 300 zugeführt Der Mittelwert des Ausgangssignals des ersten getasteten Phasenvergleichers ist charakteristisch für die zeitliche Beziehung zwischen den ankommenden Synchronisierimpulsen, die den Phasenvergleicher auttasten, und der Bezugsspannung, die ein Sägezahnsignal mit verhältnismäßig steiler Flanke ist Wenn sich die zeitliche Beziehung zwischen dem Bezugssignal und den ankommenden Synchronisierimpulsen ändert, dann ändert sich der Mittelwert des Ausgangssignals des getasteten Phasenvergleichers in einem solchen Sinn, daß dem in F i g. 2 gezeigten ersten Filternetzwerk über den Anschluß 13 ein Korrektursignal zugeführt wird, welches am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 310 und dem Kollektor des Transistors 320 erscheint Dieses Ausgangssignal wird fiber die Klemme 16 dem spannungsgesteuerten Oszillator 700(Fi g. 2) angelegt

Der in F i g. 3 im einzelnen dargestellte spannungsgesteuerte Oszillator enthält einen Verstarker 701, eine Stromabtastschaltung 751 und eine Stromverzweigungsschaltung 770. Die Zusammenschaltung der Bauelemente dieser einzelnen Bausteine ist in Fig.3 gezeigt Der spannungsgesteuerte Oszillator kehrt unter dem Einfluß des an der Klemme 16 zugeführten Steuersignals zur gewünschten Phasenlage und frequenz (d. h. derjenigen der ankommenden Synchronisierimpulse) zurück, was durch Änderung des von der Stromabtastschaltung 751 erzeugten um 90° phasenverschobenen Stroms (Blindstroms) geschieht, der im Nebenschluß zum LC-Oszillatorschwingkreis zwischen den Klemmen 1 und 15 fließt Die Steuerung erfolgt durch Änderung der Spannung an der Basis des Transistors 272 der Stromverzweigungsschaltung 770, wodurch die Stromaufteilung in der Stromverzweigungsschaltung geändert wird, so daß sich der parallel zum LC-Oszillatorschwinfekreis fließende um 90° verschobene »Blindstrom« ändert.

Das am Emitter des Transistors 708 erscheinende sinusförmige Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird über einen Widerstand 717 einer Multivibratorschaltung zugeführt, die aus den Transistoren 810 und 820 besteht Die Emitter der Transistoren 810 und 820 sind zusammengeführt und dann über einen Widerstand 815 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 810 liegt über einem Koliektorwiderstand 808 am Betriebspotential, und der Kollektor des Transistors 820 ist über einen Widerstand 818 mit dem Betriebspotential verbunden. Die Ladekondensatoren für den Multivibrator werden außerhalb der integrierten Schaltung an den Klemmen 2 und 3 angeschlossen. Diese Kondensatoren sind in F i g. 1 dargestellt Die vom Multivibrator ausgehende Rechteckwelle wird vom Kollektor des Transistors 820 einer Treibervorstufe zugeführt

In der Treibervorstufe koppelt eine Avalanche-Diode 912 die vom Multivibrator kommenden Impulse auf die Basis des Transistors 910, der als Treibervorverstärker wirkt Die Basis des Transistors 910 ist über einen Widerstand 914 mit Masse verbunden, während der Emitter des Transistors 910 direkt an Masse angeschlossen ist Der Kollektor des Transistors 910 ist über einen Widerstand 915 mit einer Betriebsspannungsquelle 14 verbunden. Ein Ausgangstreibertransistor 920 liegt mit seiner Basis am Kollektor des Transistors 910 und mit seinem Emitter an Masse. In manchen Anwendungsfällen kann dieser Transistor mit einem Mehrfachemitter versehen sein, wie es schematisch mit dem entsprechenden Symboi in der F i g. 3 gezeigt ist Der Kollektor des Transistors 920 liegt an der Ausgangsklemme 6. Der Transistor 920 dient als Entladestromweg für den Steuerstrom des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 in Fig. 1, damit der gesteuerte Gleichrichter schnell gesperrt werden kann. Die am Kollektor des Transistors 910 auftretenden Impulse werden außerdem auf die Basis des Transistors 930 gegeben, Dessen Emitter an Masse liegt Der Kollektor des Transistors 930 ist über einen Widerstand 935 mit der Betriebsspannungsquelle verbunden. Ein von dem Transistor 940 gebildeter Emitterfolger koppelt die verstärkten Impulse am Kollektor des Transistors 930 auf die Ausgangsklemme 7. Der Kollektor des Transistors 940 ist mit der Betriebsspannungsquelle 14 verbunden, und an einem am Emitter des Transistors 940 liegenden Emitterwiderstand 942 entstehen die Ausgangssignale.

Es sei nun auf die Schaltung für die beiden Betriebsarten eingegangen. Die in der Fig.2 gezeigte Koinzidenzschaltung 475 besteht aus den in Fig.3 dargestellten Transistoren 480 und 490. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind mit Masse verbunden, und ihre Kollektoren liegen an einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der Ober einen Widerstand 485 mit der Betriebsspannungsquelle 14 verbunden ist Die vom Synchronisierimpulsverstarker 210 kommenden Synchronisierimpulse gelangen zur Basis des Transistors 480, während die von der in F i g. 1 gezeigten Wicklung HOa kommenden Rücklaufimpulse über die Klemme 11 auf die Basis des Transistor 490 gekoppelt werden.

Mittels einer Avalanche-Diode 491 und eines Widerstandes 492 wird der Transistor 490 so vorgespannt, daß er normalerweise leitet Wenn ein Synchronimpuls am Transistor 480 und ein Rücklaufimpuls an der Klemme 11 gleichzeitig eintreffen, dann werden die Transistoren 480 und 490 gesperrt, wodurch am Verbindungspunkt ihrer Kollektoren, der als Ausgang der Koinzidenzschaltung anzusehen ist, ein ins Positive gehendes Signal erzeugt wird.

Dieses Ausgangssignal gelangt zu einer Folgeschaltung 495 mit einem Transistor 496, dessen Kollektor an der Betriebsspannungsquelle 14 liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 497 mit Masse verbunden ist Der Ausgang dieses Emitterfolgers ist über einen Widerstand 498 und die Klemme 10 mit einem äußeren Filterkondensator 79 verbunden. Dieser Kondensator 79 Hegt zwischen eier Klemme 10 und Masse, wie es in F i g. 1 zu sehen ist Der Ausgang des durch den Widerstand 498 und den Kondensator 79 gebildeten Filters wird auf eine Vergleichsschaltung 500 gekoppelt, die aus den einen Differenzverstärker bildenden Transistoren 510, 520 und 530 besteht Die Basisspannung des Transistors 520 wird durch einen Spannungsteiler konstant gehalten, der eine Avalanche-Diode 522, einen Widerstand 524, einen Widerstand 526 und eine Diode 540 enthält und zwischen der Betriebsspannungsquelle und Masse liegt Die Basis des Transistors 520 liegt am Verbindungspunkt der Widerstände 524 und 526. Der Transistor 530 dient als Stromquelle für den Differenzverstärker 510,520.

Das der Basis des Transistors 510 zugeführte Signal ist bei synchronem Betrieb größer als die Spannung an der Basis des Transistors 520 und bei asynchronem Betrieb kleiner als die Spannung an der Basis des Transistors 520. Somit ist während des synchronen Betriebs der Transistor 510 leitend, während der Transistor 520 gesperrt gehalten wird; während des asynchronen Betriebs hingegen ist der Transistor 510 gesperrt, während der Transistor 520 leitet. Das an einem Kollektorwiderstand 515 des Transistors 520 abfallende Ausgangssignal ist daher bei Synchronbetrieb positiv und während des asynchronen Betriebs weniger positiv. Dieses Signal wird dem Transistorschalter 550 zugeführt. Die vom Synchronisierimpulsverstärker 210 kommenden Synchronimpulse werden über einen Widerstand 574 dem Transistorschalter 575 zugeführt, dessen Kollektor mit dem Kollektor des Transistors 550 verbunden ist. Obwohl der Transistor 575 mit jedem ankommenden Synchronimpuls gesperrt wird, ist der Transistor 550 wahrend des synchronen Betriebs ständig leitend, wodurch ein Stromweg für die Dioden 605 und 615 des zweiten getasteten Phasenvergleichers 600 gebildet wird und somit während des Synchronbetriebs dieser zweite getastete Phasenvergleicher 600 durch Kurzschluß seines Eingangs nichtleitend (d. h. im Haltezustand) bleibt.

Der zweite getastete Phasenvergleicher besteht aus den Transistoren 610 und 620 und den Bauelementen 605,609,615,621,625 und 626. Er ist genau so aufgebaut wie der erste Phasenvergleicher und arbeitet in derselben Weise. Die von der Spannungs-Folgerschaltung kommenden Sägezahn-Bezugssignale werden über einen Widerstand 272 der Basis des Transistors 610 des zweiten getasteten Phasenvergleichers zugeführt. Das Ausgangssignal am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 610 und dem Kollektor des Transistors 620 wird über die Klemme 9 dem zweiten Fälternetzwerk zugeführt. Während des asynchronen Betriebs ist der Transistor 550 gesperrt, weil er von der Vergleichsschaltung 500 eine relativ niedrige Spannung erhält Wenn also der Transistor 575 von den seiner Basis zugeführten Horizontalsynchronimpulsen gesperrt wird, dann werden auch die Dioden 605 und 615 gesperrt, wodurch die Transistoren 610 und 620 des zweiten getasteten Phasenvergleichers eingeschaltet werden. Dieser Phasenvergleicher tastet daher während der Tastdauer des Synchronimpulses das der Basis des ,„ Transistors 610 zugeführte Sägezahn-Bezugssignal ab und erzeugt an der Ausgangsklemme 9 ein Signal, welches bei seiner Kopplung an den spannungs gesteuerten Oszillator 700 über den Widerstand SO (vgl. Fig.2) einen vergrößerten Mitziehbereich und ein

_I$ schnelleres Mitziehen bewirkt, als es der erste getastete Phasenvergleicher 300 bewirken kann. Sobald der Gleichlauf wieder hergestellt ist stellt die Koinzidenzschaltung eine zeitliche Übereinstimmung zwischen den ankommenden Synchronimpulsen und den Rücklaufim-

J₀ pulsen fest und veranlaßt den Betriebsartenumschalter, nämlich die Vergleichsschaltung 500, den Transistor 550 in ständige Leitfähigkeit zu schalten, wodurch der zweite getastete Phasenvergleicher in seinem unwirksamen Betriebszustand gehalten wird.

_2J In Fig.3 ist öe Klemme 5 als Masseanschluß dargestellt Natürlich sind alle Masseanschlüsse in der integrierten Schaltung miteinander verbunden. Zur Vereinfachung des in F i g. 3 gezeigten Schaltbildes ist die Klemme 14 ebenfalls zweimal dargestellt, während in Wirklichkeit nun eine solche Klemme 14 vorhanden ist Die in Fig.2 gezeigte Klemme 4 ist mit einer Serienschaltung von Zenerdioden verbunden, die sich auf dem integrierten Schaltungsplättchen befindet und nicht in F i g. 3 dargestellt ist, die jedoch dazu verwendet werden kann, um die Bezugsspannung für den in F i g. 1 gezeigten geregelten Transistor 40 zu liefern.

Die Bezugsspannungsquelle 400 besteht aus den Transistoren 410, 420, 430, 440 und 450 und aus zugehörigen Bauelementen 409 bis 451. Die Gleichspan nung am Emitter des Transistors 440 wird über einen

Widerstand 275 auf die Eingangs-Folgerschaltung 250

gekoppelt, um die getasteten Phasenvergleicher 300, 600 vorzuspannen.

Diese Spannung wird auch an die Basis des

Transistors 410 gelegt Die etwas niedrigere Spannung, die am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 420 und dem Kollektor des Transistors 430 liegt, wird der Basis des Transistors 780 in Stromverzweigungsschaltung 770 direkt zugeführt und der

jo Klemme 13 über einen Widerstand 375 zugeführt Das Anlegen dieser Spannung an die besagten Punkte dient zur Vorspannung der Stromverzweigungsschaltung, um eine symmetrische Gleichvorspannung für die Stromverzweigungsschaltung zu erhalten, wodurch auf einen

JS Gleichspannungs-Einstellwiderstand verzichtet werden kann.

Die vorliegende Erfindung wurde anhand einer automatischen Phasenregeleinrichtung zur Synchronisierung eines Horizontaloszillators in einem Fernseh-

_te empfänger beschrieben. Sie ist natürlich auch bei anderen in zwei Betriebsarten arbeitenden automatischen Phasenregeleinrichtungen vorteilhaft Beispielsweise kann in einem FM-Rundfunkempfänger zum Empfang stereophonischer Sendungen ein Oszillator im Multiplexdecoder verwendet werden, um Schwingungen zu erzeugen, die zeitlich genau auf die 19 kHz-Komponente des dem Decoder zugeführten Signals abgestimmt sein müssen. Diese gewünschte zeitliche

Beziehung läßt sich mittels einer automatischen Phasenregeleinrichtung erhalten, wobei die Möglichkeit zweier Betriebsarten dieser Einrichtung vorteilhaft ist. Die gewünschte Zeitsteuerung erfolgt schnell. Der Oszillator wird jedoch nicht durch Rauschen gestört, wodurch man eine gute Wiedergabe von schwächeren FM- Empfangssignalen erhält.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1 2 D _ , schlossen sind, daß die Dioden (605,615) so gepolt Patentansprüche: und die bejden Transistoren (6I0; 620) von einem

1. Automatische Phasenregeleinrichtung mit einer solchen Leitungstyp sind, daß bei Zuführung von

Synchronisiersignalquelle, einem steuerbaren Oszil- Tastimpulsen die Dioden leiten und die Transistoren

lator, dessen Ausgangssignal in Frequenz und Phase 5 sperren, und daß der Schalter (550) aus einem in

durch Steuersignale beeinflußbar ist, einem ersten Emitterschaltung betriebenen dritten Transistor

Phasenvergleicher, dem an gesonderten Eingängen vom Leitungstyp des ersten und zweiten Transistors

das Synchronisiersignal und ein oszillatorfrequentes (610, 620) besteht und daß die Basis dieses dritten

Signal zugeführt werden und der an seinem Ausgang Transistors mit dem Ausgang des Koinzidenzdetek-

ein erstes Steuersignal abgibt, welches dem Oszil!a ίο tors (475—540) und sein Kollektor mit den

tor über ein erstes Tiefpaßfilter zugeführt wird, zusammengeschalteten Enden der beiden Dioden

sowie mit einem Koinzidenzdetektor, dessen Ein- (605,615) verbunden sind, gangen ein oszillatorfrequentes Signal und das f Synchronisiersignal zugeführt werden und der im

I Synchronzustand dieser beiden Signale ein Synchro- 15 I nitätssignal an einen Schalter liefert, mit HiIIe dessen ί die Phasenregeleinrichtung auf eine geringere

1 Bandbreite, bei fehlendem Synchronitätssignal dage- Die Erfindung betrifft eine automatische Phasenrege-

■| gen entsprechend dem gewünschten Fangbereich lungseinrichtung, wie sie im Anspruch 1 vorausgesetzt

f auf eine größere Bandbreite eingestellt wird, to ist

f dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter Eine Schaltung gemäß dem Gattungsbegriff des

ί (550) derart an einen Eingang eines zweiten Anspruchs 1 ist aus der DE-PS 11 46 526 bekannt

i Phasenvergleichers (600) angeschlossen ist daß Die in Fernsehempfängern gebräuchlichen automati-

I dieser Eingang im Synchronzustand von den sehen Phasenregeleinrichtungen zur Synchronisierung

! zugeführten Synchronisiersignalen nicht angesteuert 25 eines im Empfänger enthaltenen Oszillators mit den

1 wird, daß dem anderen Eingang dieses Phasenver- empfangenen Synchronisiersignalen stellen einen Kom-

1 gleichers (600) ein oszillatorfrequentes Signal promiß zwischen guter Mitziehfähigkeit und Rauschun-

I zugeführt wird und von seinem Ausgang ein zweites empfindlichkeit dar. Wenn die Bandbreite einer

I Steuersignal dem Oszillator (700) über ein zweites automatischen Phasenregeleinrichtung genügend groß

■ Tiefpaßfilter (50, 52) zugeführt wird, dessen Band- 30 gemacht wird, um eine kurze Mitziehzeit und einen

breite größer ist als diejenige des ersten Tiefpaßlil- verhältnismäßig weiten Mitziehbereich zu erhalten,

'■■ ters (60, 62, 56, 58, 54, 52), und daß die beiden dann wird die Zeitkonstante des für die Phasenregelung

Phasenvergleicher (300, 600) derart ähnlich aufge- verwendeten Filternetzwerks verhältnismäßig klein.

baut sind, daß ihre dem ersten bzw. zweiten Hierdurch kann Impulsrauschen oder thermisches

I Tiefpaßfilter zugeführten Ausgangsspannungen bei 35 Rauschen über das Regelsystem zum geregelten

' gleichen Betriebszuständen (Phasengleichheit bzw. Oszillator gelangen und einen Verlust der Synchronisa-

I Phasenungleichheit ihrer jeweiligen Eingangssigna- tion oder Zeitsteuerfehler des Oszillatorausgangssigna'.s

I Ie) praktisch übereinstimmen. verursachen, was sich als Zittern des Fernsehbildes

^;f: 2. Phasenregeleinrichtung nach Anspruch 1, da- äußert

f durch gekennzeichnet, daß einem Eingang des 40 Ein Ausweg aus diesem Kompromiß ist die

f zweiten Phasenvergleichers (600) ein Sägezahnsi- Verwendung einer Regelungseinrichtung mit zwei

i gnal zugeführt wird, das ein vom Oszillator (700) möglichen Betriebsarten, wobei während des Synchron-

■i gesteuerter Kippsignalgenerator (74-110) erzeugt, falles und im außersynchronem Fall jeweils eine

^! und daß dem zweiten Eingang dieses Phasenvergld- unterschiedliche Übertragungscharakteristik zur Wir-

; chers zur Abtastung des Sägezahnsignals Tastimpul- 45 kung kommt In einer solchen Einrichtung kann ein

se von der Synchronisiersignalquelle (12,2110) unter Koinzidenzdetektor das Vorhandensein oder das

:! Steuerung durch den Schalter (550) zugeführt Fehlen der Synchronisation erfassen und ein Steuersi-

: werden. 8^na' fü^f einen Betriebsartenumschalter erzeugen, der

! 3. Phasenregeleinrichtung nach Anspruch 1 oder bei sich ändernden Bedingungen die Betriebsweise der

; 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasen- 50 Einrichtung umschaltet. Bei vorhandener Synchronisa-

ί vergleicher (600) einen ersten Transistor (6H)), tion kann die Phasenregeleinrichtung beispielsweise

■' dessen Kollektor über einen ersten Widerstand (609) eine verhältnismäßig schmalbandige Charakteristik

:; mit einer Betriebsspannungsquelle (14) verbunden aufweisen, wodurch sie weitgehend unempfindlich

$ ist und dessen Basis über einen zweiten Widerstand gegenüber Rauschen wird. Bei fehlender Synchronisa-

\ (272) mit dem Eingang für das Oszillatorsignaü 55 tion kann die Übertragungscharakteristik der Einrich-

gekoppelt ist sowie einen zweiten Transistor (620) in tung beispielsweise durch Änderung des Phasenregelfil-

Emitterschaltung enthält dessen Kollektor mit den» ters so geändert werden, daß die Bandbreite größer

Emitter des ersten Transistors (610) und dem wird, um ein schnelles Mitziehen oder einen weiten

Ausgang (9) des zweiten Phasenvergleichcrs (600) Mitziehbereich so erlauben, bis die Synchronisierung

verbunden ist daß der Kollektor des zweiten 60 wieder hergestellt ist Sobald der Synchronfall erreicht

Transistors (620) auf seine Basis über einen ist kann die Einrichtung wieder auf einen verhältnismä-

Gleichstromweg rückgekoppelt ist, der die Emitter- ßig rauschunempfindlichen schmalbandigen Betrieb

Kollektor-Strecke des ersten Transistoirs (610) zurückgeschaltet werden.

enthält daß die Basis und der Kollektor des ersten Bei einer solchen Regeleinrichtung mit zwei Betriebs-Transistors (610) jeweils mit einer Diode ((505 bzw. 65 arten ergeben sich Schwierigkeiten daraus, daß bei 615) verbunden sind und die anderen Enden dieser Änderung der Übertragungscharakteristik (d. h. des

beiden Dioden zusammen an einen Tastimpulsauis· Verstärkungsfaktors und der Bandbreite) der Einrich-

eane der Synchronisiersienalquelle (12. 210) ange· tung durch Ein- oder Ausschalten von Filterkomponen-