DE2159653C3 - Automatische Phasenregeleinrichtung - Google Patents
Automatische PhasenregeleinrichtungInfo
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Classifications
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- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
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-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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Description
ten in den bzw. aus dem Regelkreis Spannungsä/iderungen infolge der Einschwingvorgänge auftreten können,
wodurch die Synchronisation vorübergehend verloren gehen kann. Diese Einschwingvorgänge können auftreten, wenn man zur Änderung der Filterkurve beispielsweise einen entladenen oder teilweise entladenen
Kondensator in das Phasenregelfilter einschaltet Wenn die Spannung am Kondensator und die Spannung in
dem mit ihm zu verbindenden Schaltkreis nicht einander gleich sind dann ist eine plötzliche Änderung des
ausgangsseitigen Gleichspannungspegels der automatischen Phasenregeleinrichtung die Folge. Diese Änderung der Ausgangsspannung kann bei ihrer Zuführung
zum zugehörigen geregelten Verstärker einen Verlust der Synchronisierung bewirken, bis die Phasenregeleinrichtung den Oszillator wieder in Synchronismus ziehen
kann.
Bei einer Phasenregeleinrichtung mit zwei Betriebsarten verwendete man einen einzigen Thasenvergleicher zur Erzeugung der Steuerspannung für die
automatische Phasenregelung. Zur Umschaltung zwischen den beiden Betriebsarten benutzte man einen
Koinzidenzdetektor, der das Vorhandensein oder das Fehlen der Synchronisierung erfaßte und ein aktives
Bauelement steuerte, um eine Filterkomponente in das Phasenregelfilter einzuschalten oder in diesem auszuschalten. Ein solches Filter ist den oben erwähnten
Einschwingvorgängen ausgesetzt, und falls das Schaltelement eine versetzte Spannung hat, treten während
des Umschaltens von einer Betriebsart in die andere zusätzliche unerwünschte Spannungsänderungen auf.
Aus der DE-AS 11 07 269 ist eine Phasenregeleinrichtung bekannt, die ebenfalls nur mit einem einzigen
Phasenvergleicher arbeitet, der eine als veränderbarer
Widerstand geschaltete Röhre ansteuert, die in der Fußpunktleitung eines Kondensators eines Glättungsfilters angeordnet ist, dessen Bandbreite auf diese Weise
in Abhängigkeit vom jeweiligen Synchronisierzustand stetig veränderbar ist Bei dieser bekannten Anordnung
werden die Nachteile einer sprunghaften Umschaltung der Filtercharakteristik vermieden und der Bandbreitenübergang erfolgt entsprechend der Zeitkonstante
des im Gitterkreis der erwähnten Röhre befindlichen Tiefpasses. Gerade dies stellt aber für bestimmte
Betriebsbedingungen einen Nachteil dar, da die Umschaltung der Filtercharakteristik wegen dieser
Zeitkonstante nur verzögert erfolgen kann, so daß nach Erreichen der Synchronisation die Umschaltung des
Tiefpaßfilters im Hinblick auf die Vermeidung sprunghafter Potentialänderungen im Filter eine gewisse Zeit
benötigt, während derer das Filter noch nicht für eine Störunempfindlichkeit erwünschte schmale Bandbreite
hat innerhalb dieses Umschaltzeitraumes können aber bereits Störimpulse auftreten, welche wegen der noch
nicht genügend kleinen Bandbreite durch das Filter hindurchgelangen und die bereits erreichte Synchronisiation wieder außer Tritt bringen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Vermeidung eines Kompromisses zwischen einer
möglichst kurzen Umschaltzeit für das Filter und unerwünschten Potentialsprüngen.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Die erfindungsgemäßen automatischen Phasenregeleinrichtungen mit zwei Betriebsarten enthalten zwei
Phasenvergleicher. Der erste Phasenvergleicher dient dazu, ein Steuersignal während des synchronen Betriebs
zu liefern, d. h. wenn der Oszillator die gewünschte
Taktbeziehung zu den Synchronisiersignalen hat. Der
zweite Phasenvergleicher dient zur Erzeugung eines Steuersignals während des außersynchronen Betriebs,
d. h. wenn die Oszillatorsignale und die Synchronisier
signale nicht miteinander im gewünschten Takt sind.
Das erste Steuersignal wird dem Oszillator über ein verhältnismäßig schmalbandiges Filternetzwerk zugeführt, um die gewünschte Rauschun empfindlichkeit
während des synchronen Betriebs herzustellen. Das
ίο zweite Steuersignal wird jedoch über ein verhältnismäßig breitbandiges Filternetzwerk dem Oszillator züge
führt, um den für den außersynchronen Betrieb gewünschten erweiterten Mitziehbereich zu erhalten.
Ein Eingang des zweiten Phasenvergleichers wird durch
einen elektrisch gesteuerten Schalter entkoppelt, wenn
ein Koinzidenzdetektor anzeigt, daß die Oszillatorsignale zu den Synchronisiersignalen die gewünschte
zeitliche Beziehung haben. Hiermit wird das zweite Steuersignal vom Oszillator während des synchronen
Betriebs abgetrennt Die beiden Phasenvergleicher sind in ihrem Aufbau einander so weit ähnlich, daß sie in
einander entsprechenden Betriebsarten (Phasengleichheit bzw. -Ungleichheit ihrer Eingangssignale) auch im
wesentlichen dieselben Ausgangsspannungen liefern,
die den beiden Filternetzwerken als Eingangssignale
zugeführt werden. Durch die Erfindung, die scheinbar komplizierter wirkt als die bekannten Schaltungen, läßt
sich also auch eine unverzögerte abrupte Umschaltung der Bandbreite im Oszillatoreingangskreis erreichen,
ohne daß die Synchronisation störende Spannungssprünge auftreten. Die schnelle Umschaltung verhindert, daß nach Eintritt der Synchronisation auftretende
Störimpulse die Synchronisation wieder stören, wie dies bei den bekannten Einrichtungen der Fall sein kann.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen erläutert
F i g. 1 zeigt, teilweise in Blockdarstellung, das
Schaltbild eines die Erfindung enthaltenden Fernsehempfängers;
F i g. 2 ist das Blockschaltbild der in F i g. 1 dargestellten automatischen Phasenregeleinrichtung;
F i g. 3 ist ein ausführliches Schaltbild einer automati
sehen Phasenregeleinrichtung, die als monolithisch
integrierte Schaltung aufgebaut werden kann.
Der in F i g. 1 gezeigte Fernsehempfänger enthält eine Antenne 20, welche Fernsehsignale empfängt und
sie auf einen Kanalwähler/Demodulator 21 koppelt. Der
Kanalwähler/Demodulator enthält einen Hochfrequenzverstärker zur Verstärkung der empfangenen
Signale, einen Mischer zur Umsetzung der verstärkten Hochfrequenzsignale in Zwischenfrequenzsignale,
einen Zwischenfrequenzverstärker und einen Demodu
lator zur Gewinnung des Fernsehsignalgemischs aus
den Zwischenfrequenzsignalen. Das erhaltene Fernsehsignalgemisch wird auf einen Videoverstärker 22
gegeben. Die verstärkten Leuchtdichtesignale aus dem Verstärker 22 werden auf eine Steuerelektrode (z. B. die
Kathode) einer Fernsehbildröhre 23 gegeben. Der mit dem Blockschaltbild dargestellte Empfänger hat zwar
nur eine Schwarz-Weiß-Empfangsschaltung, es kann sich bei ihm jedoch auch um einen Farbfernsehempfänger handeln, der geeignete Schaltkreise zur Ableitung
6S der gesendeten Farbinformationen aufweist, die mittels
einer üblichen dreistrahligen Schattenmasken-Farbbildröhre dargestellt werden können.
Das vom Verstärker 22 gelieferte Fernsehsignalge-
misch wird außerdem einem Separator 24 zugeführt. Der Separator 24 trennt die Horizontal- und Vertikalsynchronisiersignale vom Fernsehsignalgemisch ab und
trennt außerdem die Vertikalsynchronisiersignale von den Horizontalsynchronisierisignalen. Die von der Stufe
24 ausgehenden Vertikalsynchronisiersignale werden einem Vertikalkippgenerator 25 zugeführt. Der Vertikalkippgenerator 25 erzeugt Signale der Vertikalablenkfrequenz und gibt sie auf die Vertikalendstufe 26.
Die Vertikalendstufe 26 erzeugt beim Empfang der Vertikalfrequenzsignale den gewünschten Vertikalablenkstrom, der über die Anschlüsse Y-Y einem
Vertikalablenkjoch zugeführt wird.
Die vom Separator 24 erhaltenen Horizontalsynchronisiersignale werden mittels eines ohmschen Span-
nungsteilers 30, 32 und über einen Koppelkondensator
33 einer automatischen Phasenregeleinrichtung 200 für die Horizontalablenkung zugeführt. Die automatische
Phasenregeleinrichtung 200 ist als Block dargestellt und kann in einer einzigen integrierten Schaltung vorliegen.
Die bei Verwendung einer solchen integrierten Schaltung vorhandenen peripheren elektrischen Bauelemente (Anschlußelemente) sind in F i g. 1 gezeigt. Die
neben den Anschlußklemmen der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 eingetragenen Zahlen bezeich-
nen gleichzeitig die entsprechenden Anschlüsse der in den F i g. 2 und 3 ausführlicher dargestellten automatischen Verstärkungsregelungseinrichtung.
Die Horizontalsynchronisiersignale werden an einer Eingangsklemme 12 zugeführt. Von einer Hilfswicklung
110a eines Horizontalendtransformators 110 erhaltene Rücklaufimpulse werden über einen Serienwiderstand
72 der Klemme 11 der automatischen Phasenregeleinrichtung zugeführt Die Klemme 8 der Regeleinrichtung
erhält integrierte Rücklaufimpulse. Hierzu werden die an der Wicklung 110a erhaltenen negativen Rücklaufimpulse über eine Induktivität 74 und eine Diode 76 auf
den gemeinsamen Anschluß eines Widerstands 77 und eines Kondensators 78 gegeben, der beide in Reihe
zwischen einem geregelten Potential + Vr und, über einen Kondensator 80, an Massepotential liegen. Der
Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ist an die Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung geschaltet. Die Klemme 10 ist über einen
Kondensator 79 mit Masse verbunden. Die Klemme 2 liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 68
und eines Widerstands 70 an Masse. Ein Kondensator 66 koppelt die Klemme 2 außerdem an die Klemme 3. Die
Klemme 3 ist ferner über einen Widerstand 64 an die geregelte Spannung + Vr gelegt. Die Klemme 13 liegt
über die Serienschaltung eines Widerstands 60 und eines Kondensators 62 an Masse. Die Klemme 16 ist mittels
der Serienschaltung aus den Widerständen 54 und 56 und dem Kondensator 58 mit Masse verbunden. Der
Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 54 und 56 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem
Widerstand 60 und dem Kondensator 62 verbunden. Die Klemme 9 führt über die Serienschaltung eines
Widerstands 50 und eines Kondensators 52 nach Masse. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 50
und dem Kondensator 52 ist mit der Klemme 16 verbunden.
Die Klemme 5 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 ist direkt mit Masse verbunden. Zwischen
den Klemmen 1 und 15 liegt eine Induktivität 36, und zwischen die Klemme 1 und Masse ist ein Kondensator
34 geschaltet Die Klemme 4 ist über einen Widerstand 38 mit einer Versorgungsspannung B+ verbunden. Ein
spannungsregelnder Transiistor 40 liegt mit seinem
Kollektor 40c an einer positiven Spannungsquelle + V, mit einer Basis 40b an der Klemme 4 und mit seinem
Emitter 4Oe an der Klemme 14 der automatischen Phasenregeleinrichtung. Ein Anschluß 44c eines Treibertransistors 44 ist über einen Widerstand 42 mit der
Spannung + V verbunden. Die Basis 44b des Transistors 44 ist an die Ausgangsklemme 7 der automatischen
Phasenregeleinrichtung gekoppelt, während der Emitter 44e des Transistors 44 an die Ausgangsklemme 6 der
Phasenregeleinrichtung gekoppelt ist. Ein Emitterwiderstand 46 verbindet den gemeinsamen Anschluß
von 44e und der Klemme 6 mit Masse. Die mit Horizontalfrequenz (Zeilenfrequenz) erscheinenden
Ausgangssignale der automatischen Phasenregeleinrichtung werden kapazitiv mittels eines Koppelkondensators 48 auf die Horizontalendstufe 90 gekoppelt
Die Horizontalendstufe 90 ist eine zweistufige Einrichtung mit gesteuerten Siliziumgleichrichtern. Die
Endstufe enthält einen doppelrichtenden Hinlaufschalter 86 mit einem gesteuerten Siliziumgleichrichter 85
und einer Rücklaufdiode 87 und einen doppelrichtenden Kommutierungsschaltcr 82 mit einem gesteuerten
Siliziumgleichrichter 81 und einer Diode 83. Die Leistungsversorgung der Stufe erfolgt aus einer Quelle
B+ über einen Eingangstransformator 98 mit einer Primärwicklung 99. Der Transformator 98 weist ferner
eine Sekundärwicklung 1011 auf, die mit einer Triggerschaltung 102 zusammenwirkt, um ein Triggersignal
oder ZUndsignal auf die Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters 85 zu geben. Die Triggerschaltung ist
kapazitiv an die Wicklung 101 gekoppelt und enthält ein Widerstandspaar, welches die beiden Anschlüsse einer
Induktivität mit Masse verbindet.
Parallel dem Hinlaufschalter 86 liegt ein Horizontalablenkjoch 95 mit einem in Reihe geschalteten, eine
S-förmige Verzerrung des Ablenkstroms bewirkenden Kondensator 96. Die Serienschaltung einer Kommutierungsspule 103 und eines Rücklaufkondensators 105
verbindet den Kommutierungsschalter 82 mit dem Hinlaufschalter 85, d.h. verbindet die Anode des
gesteuerten Gleichrichters 81 mit der entsprechenden Elektrode des gesteuerten Gleichrichters 85. Ein
zusätzlicher Kondensator 104 liegt zwischen dem gemeinsamen Anschluß der Spule 103 und des
Kondensators 105 und Masse. Die Primärwicklung UOp eines Rücklauftransformators 110 ist dem Hinlaufschalter 86 mittels einer Schutzschaltung 112 gegen
Funkenüberschlag parallelgeschaltet Die Schutzschaltung 112 besteht aus einer Diode 111 mit einem
parallelgeschalteten Widerstand 112, die beide über einen Serienkondensator 113 mit Masse verbunden sind.
Die Anode der Diode 111 ist mit der Wicklung llO/i
verbunden, während die Kathode der Diode am Kondensator 113 liegt Die Anode des gesteuerten
Siliziumgleichrichters 85 ist mit der Kathode der Diode 87 verbunden, deren Anode mit der Kathode des
gesteuerten Siliziumgleichrichters 85 und mit Masse verbunden ist Auf ähnliche Weise ist die Anode des
gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Kathode der Diode 83 verbunden, während die Kathode de;
gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Anode dei
Diode 83 und mit Masse verbunden ist
In der Horizontalendstufe werden während einei jeden Zeilenrücklaufintervalls Rücklaufimpulse in de:
Primärwicklung 110p des Rücklauftransfonnators IK
erzeugt Diese Rücklaufimpulse werden in ihrer Span nung durch eine Hochspannungswickhing HOA de
Rücklauftransformators 1IO herauf transformiert. An die
Wicklung 110Λ ist ein Hochspannungsvervielfacher 120 angeschlossen, der über eine Klemme 122 die Spannung
für die Hochspannungsanode der Bildröhre 23 liefert. Die Rücklaufimpulse, die charakteristisch für die
Betriebsfrequenz des Horizontalablenkgeräts sind, werden induktiv auf eine Hilfswicklung 110a gekoppelt,
um das Bezugssignal für die automatische Phasenregeleinrichtung 200 zu liefern.
Im Betrieb vergleicht die automatische Phasenregeleinrichtung die zeitliche Beziehung zwischen den
ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen aus dem Separator 24 und den von der Wicklung UOa
zugeführten Rücklaufimpulsen. Wenn diese Impulse zeitlich zusammenfallen, d. h. wenn der Horizontaloszillator
im Gleichlauf mit den Horizontalsynchronisierimpulsen ist, dann arbeitet die automatische Phasenregeleinrichtung
in einer ersten Betriebsart, wobei ein erster getasteter Phasenvergleicher und ein erstes relativ
schmalbandiges Filternetzwerk verwendet wird, wodurch die Einrichtung weitgehend unempfindlich gegenüber
statistischem Rauschen und Impulsrauschen ist. Falls jedoch die ankommenden Synchronisierimpulse
und die Bezugssignale zeitlich nicht zusammenfallen, erfaßt eine Koinzidenzschaltung in der automatischen
Phasenregeleinrichtung diesen Zeitfehler, und ein Betriebsartenumschalter schaltet einen zweiten getasteten
Phasenvergleicher ein, der mit einem spannungsgesteuerten Oszillator in der automatischen Phasenregeleinrichtung
gekoppelt ist Im einzelnen erfolgt diese Kopplung über ein anderes Phasenregelfilter, welches
eine verhältnismäßig große Bandbreite hat und dadurch den Mitziehbereich der Einrichtung vergrößert Sobald
der spannungsgesteuerte Oszillator wieder mit der richtigen Frequenz arbeitet und die ankommenden
Synchronisierimpulse mit den Rücklaufimpulsen zeitlich zusammenfallen, macht der Betriebsartenumschalter
den zweiten getasteten Phasenvergleicher unwirksam und die erste Betriebsart wird wieder eingeschaltet.
Ein Bezugs- Sägezahnsignal, welches der Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 zugeführt
wird und welches zur Erzeugung der Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator dient,
wird auf folgende Weise erzeugt Während des Zeilenhinlaufintervalls ist die Spannung an der Wicklung
110a ausreichend positiv, um die Diode 76 in Sperrichtung vorzuspannen, und ein aus der Versorgungsquelle
+ Vr fließender Ladestrom lädt die Kondensatoren
78 und 80 über den Widerstand 77 auf. Somit wird während des Zeilenhinlaufs am Verbindungspunkt
zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ein ins Positive gehendes Sägezahnsignal erzeugt Während des Zeilenrücklaufs
steigt die Spannung an der Wicklung HOa schnell in negativer Richtung an, wodurch die Diode 76
leitend wird und sich die Kondensatoren 78 und 80 rasch entladen. Hierdurch entsteht ein verhältnismäßig steiler
ins Negative gehender Sägezahn an der Verbindungsstelle zwischen diesen beiden Kondensatoren. Die
Induktivität 74 dient zur Herstellung einer Zeitverzögerung zwischen dem negativen Anstieg des Bezugs-Sägezahns
und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen, so daß die zeitliche Beziehung zwischen den
beiden Signalen ein richtig zentriertes Fernsehbild ergibt In manchen Anwendungsfällen kann die
Induktivität veränderbar sein oder ganz fortgelassen
werden. Der verhältnismäßig steile negative Anstieg des
Sägezahnsignals wird wahrend des Horizontalsynchronisierimpulsintervalls
von den getasteten Phasenvergleichern 300 und 600 abgetastet und bewirkt ein
korrigierendes Fehlersignal, welches charakteristisch für die Zeitfehler zwischen dem Betrieb des spannungsgesteuerten
Oszillators und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen ist
Die Induktivität 36 und der Kondensator 34 bilden einen Resonanzkreis für den in der automatischen
Phasenregeleinrichtung verwendeten Oszillator, der in einer Ausführungsform vom LC-Typ ist. Die Spannung
ίο + Vr wird am Emitter 4Oe des Transistors 40 erzeugt und
der Phasenregeleinrichtung an der Klemme 14 zugeführt Die Klemme 4 der Phasenregeleinrichtung ist
innerhalb dieser Einrichtung mit Zenerdioden verbunden, wodurch eine konstante Basisspannung am
Anschluß 406 des Regeltransistors 40 erhalten wird. Der Kollektor 40c des Transistors 40 erhält sein Betriebspotential
durch die Spannung + V, die auch als Kollektorversorgungsspannung für den Treibertransistor
44 dient. Eine ausführliche Beschreibung der einzelnen in der automatischen Phasenregeleinrichtung
verwendeten Schaltungen sowie des Betriebs der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 wird anhand
der F i g. 2 gegeben.
Bei der in F i g. 2 gezeigten automatischen Phasenregeleinrichtung
200 werden die Horizontalsynchronisierimpulse an der Klemme 12 zugeführt. Die Form eines
solchen Synchronisierimpulses ist neben der Klemme 12 gezeichnet Die Synchronisierimpulse werden mit einem
Synchonisierverstärker 210 verstärkt Der Ausgang des Verstärkers 210 ist auf eine erste Tastschaltung 220,
einen ersten Schalter 575 und eine Koinzidenzschaltung 475 gekoppelt Der Ausgang der Tastschaltung 220 liegt
am Tasteingang eines ersten getasteten Phasenvergleichers 300. Der Ausgang des getasteten Phasenvergleichers
300 wird über die Klemme 13 auf ein erstes äußeres Filternetzwerk gegeben, welches aus dem
Widerstand 60, dem Kondensator 62, dem Widerstand 56, dem Kondensator 58, dem Widerstand 54 und dem
Kondensator 52 besteht Der Ausgang dieses ersten
4c Filters ist über die Klemme 16 mit einem spannungsgesteuerten
Oszillator 700 verbunden. Der Ausgang des Oszillators ist auf einen Multivibrator 800 gekoppelt,
und der Ausgang des Multivibrators 800 führt zu einer Treibervorstufe 900 mit Schutzschaltung.
Die neben der Klemme 11 eingezeichneten Rücklaufimpulse
werden der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 an dieser Klemme zugeführt und gelangen zur
Koinzidenzschaltung 475. Ein Ausgang der Koinzidenzschaltung wird auf eine Folgerschaltung 495 gekoppelt
deren Ausgang zu einem Eingang einer Vergleichsschaltung 500 führt Am Eingang der Vergleichsschaltung 500
liegt außerdem die Klemme 10. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird auf den Eingang eines zweiten
Schalters 550 gegeben, dessen Ausgang zu einem
SS zweiten getasteten Phasenvergleicher 600 führt und der
im hier speziell beschriebenen Ausführungsbeispiel den Eingang des zweiten Phasenvergleichers kurzschließen
kann, wie aus Fig.3 hervorgeht Der Ausgang des
zweiten Phasenvergleichers 600 ist wiederum fiber die Klemme 9 mit einem zweiten äußeren Filternetzwerk
verbunden, welches einen Widerstand 50 enthält Der Ausgang des zweiten Filternetzwerks ist ebenfalls Ober
die Klemme 16 auf den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 700 gekoppelt
<>5 Neben der Klemme 8 sind integrierte Rücklaufimpulse
angedeutet, die als Sägezahn^Bezugssignal dienen.
Diese integrierten Rücklaufimpulse werden Ober die Klemme 8 auf einen Spannungsfolger 250 gegeben. Der
Ausgang des Folgers 250 führt zum ersten getasteten Phasenvergleicher 300 und zum zweiten getesteten
Phasenvergleicher 600. Eine Bezugsspannungsquellc
400 liefert eine erste Spannung über einen Widerstand 275 zum Eingang des Folgers 250 und eine zweite s
Spannung zum spannungsgesteuerten Oszillator 700 und über den Widerstand 375 zur Klemme 13. Die
Klemme 4 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 ist mit einer Zenerdioden-Referenzschaltung
verbunden. Die in der F i g. 1 gezeigten Klemmen 5 und 14 stellen den Masseanschluß und den Anschluß für die
geregelte Versorgungsspannung dar. Die verschiedenen in Blockform in F i g. 2 gezeigten Schaltkreise sind mit
diesen Klemmen 5 und 14 verbunden, obwohl es nicht gesondert in der Fig.2 gezeigt ist. Zur Beschreibuni!
der Arbeitsweise der Einrichtung sei zunächst die für den Synchronlauf zuständige Betriebsart erläutert.
Die dem Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulse werden von diesem verstärkt und invertiert und
dienen dann als Tastsignale für die Tastschaltung 220 und den ersten Schalter 575. Die Tastschaltung 220 und
die Schalter 575i erzeugen beim Vorhandensein eines vom Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulses
ein ausgangsseitiges Schaltsignal. Die Tastschaltung 220 ist mit.dem getasteten Phasenvergleicher 300 verbunden,
so daß letzterer während der Dauer des Horizontalsynchronisierimpulses aktiviert wird und auf
die vom Spannungsfolger 250 seinem Eingang zugeführte Sägezahn-Bezugsspannung anspricht Im Fall des
Synchronlaufs erscheint das Abtastintervall während des verhältnismäßig steilen negativ gerichteten Teils des
Sägezahn-Bezugssignals. Es sei bemerkt, daß der getastete Phasenvergleicher 300 das Bezugssigna!
während der Dauer eines jeden Synchronisierinipulse!; abtastet, ob nun der spannungsgesteuerte Oszillator mit 3s
den ankommenden Synchronisierimpulsen synchron läuft oder nicht Der getastete Phasenvergleicher 300
erzeugt ein Ausgangssignal, welches von dem oben beschriebenen ersten Filternetzwerk gefiltert wird, um
eine Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator 700 zu erzeugen. Dieses erste Filternetzwerk
ist verhältnismäßig schmalbandig und erzeugt daher während des synchronen Betriebs ein weitgehend
rauschunempfindliches Steuersignal.
Die von der Wicklung HOa der Fig. 1 erhaltenen
Rücklaufimpulse werden außerdem der Koinzidenzschaltung 475 zugeführt. Während des synchronen
Betriebs fallen diese Rücklaufimpulse, deren Dauer etwa 10 Mikrosekunden beträgt, mit den ankommenden
Horizontalsynchronimpulsen zusammen, und die Koinzidenzschaltung 475 erfaßt diese zeitliche Übereinstimmung,
um während des synchronen Betriebs ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen. Wenn die ankommenden
Synchroninipulse und die Rücklaufimpulse nicht zusammenfallen,
dann erzeugt die Koinzidenzschaltung ein zweites Ausgangssignal. Das Ausgangssignal der Koinzidenzschaltung
475 wird durch den Folger 495 verstärkt und durch einen Kondensator gefiltert, der an
die Klemme 10 (Fig. 1) angeschlossen ist Das.
verstärkte und gefilterte Ausgangssignal wird dann einer Vergleichsschaltung 500 zugeführt, die eine
Bezugssignalquelle für den Vergleich enthält Die Vergleichsschaltung 500 ist so ausgebildet, daß sie
Betriebsarten-Steuersignale in Abhängigkeit vom ersten und vom zweiten Ausgangssignal der Koinzidenz-
schaltung 475 erzeugt Wahrend des synchronen Betriebs erzeugt die Vergleichsschaltung infolge des
ersten Ausgangssignals aus der Schaltung 475 ein Signal, welches den Schalter 550 in einem Ruhezustand hält
Obwohl der Schalter 575 an seinem Ausgang ein Schaltsignal während der Dauer eines jeden Horizontalsynchronimpulses
erzeugt, verhindert der Schalter 550 in seinem Ruhezustand, wenn er leitet, gemäß Fig.3
durch Kurzschließen des Eingangs des zweiten Phasenvergleichers 600, daß das Tastsignal diesen während des
Synchronbetriebs triggert, so daß dieser Phasenvergleicher 600 während des Synchronbetriebs inaktiv ist Die
dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführte Steuerspannung wird somit während des Synchronbetriebs
nur vom ersten getasteten Phasenvergleicher 300 erzeugt.
Wenn jedoch kein Gleichlauf vorliegt, wird der Schalter 550 vom Betriebsarten-Steuersignal- aktiviert,
welches von der Vergleichsschaltung 500 infolge des zweiten Ausgangssignals der Koinzidenzschaltung 475
erzeugt wird, und gibt damit den Betrieb des getasteten Phasenvergleichers 600 frei, so daß die Signale aus dem
Schalter 575 ihn während der Dauer des Horizontalsynchronimpulses triggern können, und während dieser
Zeitspanne tastet der Vergleicher 600 das von dem Spannungsfolger 250 seinem Eingang zugeführte
Bezugssignal ab und erzeugt ein Ausgangssignal, welches über die Klemme 9 dem zweiten Filternetzwerk
50, 52 zugeführt wird. Das zweite Filternetzwerk hat eine verhältnismäßig große Bandbreite, wodurch der
Mitziehbereich der automatischen Phasenregeleinrichtung infolge des Ausgangssignals des getasteten
Phasenvergleichers 600 vergrößert wird. Die Ausgangssignale der getasteten Phasenvergleicher 300 und 600
ändern die dem spannungsgesteuerten Oszillator 700 zugeführte Steuerspannung derart, daß die Oszillatorfrequenz
geändert wird und die Frequenzunttrschiede zwischen dem Oszillatorausgang und den ankommenden
Synchronisierimpulsen korrigiert werden. Der erste Phasenvergleicher, der gemäß der bisherigen Beschreibung
sowohl während des synchronen Betriebs als auch während des außersynchronen Betriebs eingeschaltet
ist, kann aber auch während des außersynchronen Betriebs abgeschaltet sein. Die in Blockform in F i g. 2
dargestellte automatische Phasenregeleinrichtung kann insgesamt in einer einzigen monolithisch integrierten
Schaltung ausgeführt sein, die in Fig.3 ausführlich gezeigt ist Bei einer solchen Ausführung dient die
Bezugsspannungsquelle 400 zur Erzeugung von Gleichspannungspegeln für die Symmetrierung des spannungsgesteuerten
Oszillators.
In der Schaltung nach F i g. 3 besteht der Synchronisierimpulsverstärker
210, dem die an der Klemme 12 einlaufenden Impulse der Horizontal- oder Zeilenfrequenz
zugeführt werden, aus einem als Emitterfolger geschalteten Eingangstransistor 204 mit einem nach
Masse führenden Basiswiderstand 202 und einem mit Masse verbundenen Emitterwiderstand 203. Vom
Emitter des Transistors 204 werden über einen Widerstand 205 Signale auf die Basis eines Verstärkertransistors
206 gekoppelt Ein Kollektorwiderstand 207 verbindet den Kollektor des Transistors 206 mit der an
der Klemme 14 liegenden Versorgungsspannung. Der Synchronisierimpulsverstärker enthält außerdem einen
als Emitterfolger geschalteten Ausgangstransistor 208,
dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 206 verbunden ist Die an einem Emitterwiderstand 209 des
Transistors 208 auftretenden Ausgangssignale werden über einen Widerstand 211 der Basis eines Tastschaltungstransistors
220 zugeführt Der Tasttransistor 220 ist normalerweise leitend, er wird jedoch durch die
ankommenden Synchronisierimpulse in den Sperrzustand versetzt Während seines leitenden Zustandes
verbindet der Transistor 220 einen Stromweg mit Masse, in dessen Verlauf sich die zum in Fig.2
gezeigten ersten Phasenvergleicher 300 gehörenden Dioden 305 und 315 befinden.
Der erste Phasenvergleicher 300 enthält außerdem Transistoren 310 und 320. Eine Rückkopplungsschleife
mit einer Avalanche-Diode 325 verbindet den Kollektor des Transistors 310 mit der Basis des Transistors 320.
Ein Widerstand 326 verbindet die Basis des Transistors 320 mit Masse und ein Emitterwiderstand 321 verbindet
den Emitter des Transistors 320 mit Masse. Bei leitendem Tasttransistor 220 sind die Dioden 305 und
315 gleichfalls leitend, so daß die Transistoren 310 und 320 des ersten getasteten Phasenvergleichers in
nichtleitendem Zustand gehalten werden. Während der Dauer eines Synchronisierimpulses ist jedoch der
Transistor 220 nichtleitend, wodurch die Transistoren 310 und 320 leitend werden und als ein Verstärker
wirken, der das der Basis des Transistors 320 zugeführte ankommende Bezugssignal tastet
Die der Klemme 8 der automatischen Phasenregeleinrichtung 200 zugeführten Sägezahn-Bezugssignaie
gelangen zum ersten getasteten Phasenvergleicher über die Spannungs-Folgerschaltung (250 in F i g. 2), die zwei
Transistoren 252 und 254 enthält, deren Kollektor-Emitter-Strecken
in Reihe geschaltet sind und über die Widerstände 251 und 255 zwischen der Versorgungsspannung 14 und Masse liegen. Das Sägezahn-Bezugs-
signal wird der Basis des Transistors 252 zugeführt Eine negative Rückkopplung zwischen dem Kollektor des
Transistors 252 und der Basis des Transistors 254 wird durch eine Avalanche-Diode 253 hergestellt Die Basis
des Transistors 254 ist über einen Widerstand 256 mit 3s
Masse verbunden. Das am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 252 und dem Kollektor des
Transistors 254 erscheinende Ausgangssignal wird über einen Koppelwiderstand 270 dem ersten getasteten
Phasenvergleicher 300 zugeführt Der Mittelwert des Ausgangssignals des ersten getasteten Phasenvergleichers
ist charakteristisch für die zeitliche Beziehung zwischen den ankommenden Synchronisierimpulsen, die
den Phasenvergleicher auttasten, und der Bezugsspannung,
die ein Sägezahnsignal mit verhältnismäßig steiler Flanke ist Wenn sich die zeitliche Beziehung zwischen
dem Bezugssignal und den ankommenden Synchronisierimpulsen ändert, dann ändert sich der Mittelwert des
Ausgangssignals des getasteten Phasenvergleichers in einem solchen Sinn, daß dem in F i g. 2 gezeigten ersten
Filternetzwerk über den Anschluß 13 ein Korrektursignal zugeführt wird, welches am Verbindungspunkt
zwischen dem Emitter des Transistors 310 und dem Kollektor des Transistors 320 erscheint Dieses Ausgangssignal
wird fiber die Klemme 16 dem spannungsgesteuerten Oszillator 700(Fi g. 2) angelegt
Der in F i g. 3 im einzelnen dargestellte spannungsgesteuerte Oszillator enthält einen Verstarker 701, eine
Stromabtastschaltung 751 und eine Stromverzweigungsschaltung 770. Die Zusammenschaltung der
Bauelemente dieser einzelnen Bausteine ist in Fig.3 gezeigt Der spannungsgesteuerte Oszillator kehrt unter
dem Einfluß des an der Klemme 16 zugeführten Steuersignals zur gewünschten Phasenlage und frequenz
(d. h. derjenigen der ankommenden Synchronisierimpulse)
zurück, was durch Änderung des von der
Stromabtastschaltung 751 erzeugten um 90° phasenverschobenen Stroms (Blindstroms) geschieht, der im
Nebenschluß zum LC-Oszillatorschwingkreis zwischen
den Klemmen 1 und 15 fließt Die Steuerung erfolgt durch Änderung der Spannung an der Basis des
Transistors 272 der Stromverzweigungsschaltung 770, wodurch die Stromaufteilung in der Stromverzweigungsschaltung
geändert wird, so daß sich der parallel zum LC-Oszillatorschwinfekreis fließende um 90°
verschobene »Blindstrom« ändert.
Das am Emitter des Transistors 708 erscheinende sinusförmige Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators wird über einen Widerstand 717 einer Multivibratorschaltung zugeführt, die aus den Transistoren
810 und 820 besteht Die Emitter der Transistoren 810 und 820 sind zusammengeführt und dann über einen
Widerstand 815 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 810 liegt über einem Koliektorwiderstand
808 am Betriebspotential, und der Kollektor des Transistors 820 ist über einen Widerstand 818 mit dem
Betriebspotential verbunden. Die Ladekondensatoren für den Multivibrator werden außerhalb der integrierten
Schaltung an den Klemmen 2 und 3 angeschlossen. Diese Kondensatoren sind in F i g. 1 dargestellt Die
vom Multivibrator ausgehende Rechteckwelle wird vom Kollektor des Transistors 820 einer Treibervorstufe
zugeführt
In der Treibervorstufe koppelt eine Avalanche-Diode 912 die vom Multivibrator kommenden Impulse auf die
Basis des Transistors 910, der als Treibervorverstärker wirkt Die Basis des Transistors 910 ist über einen
Widerstand 914 mit Masse verbunden, während der Emitter des Transistors 910 direkt an Masse angeschlossen
ist Der Kollektor des Transistors 910 ist über einen Widerstand 915 mit einer Betriebsspannungsquelle 14
verbunden. Ein Ausgangstreibertransistor 920 liegt mit seiner Basis am Kollektor des Transistors 910 und mit
seinem Emitter an Masse. In manchen Anwendungsfällen kann dieser Transistor mit einem Mehrfachemitter
versehen sein, wie es schematisch mit dem entsprechenden Symboi in der F i g. 3 gezeigt ist Der Kollektor des
Transistors 920 liegt an der Ausgangsklemme 6. Der Transistor 920 dient als Entladestromweg für den
Steuerstrom des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 in Fig. 1, damit der gesteuerte Gleichrichter schnell
gesperrt werden kann. Die am Kollektor des Transistors 910 auftretenden Impulse werden außerdem auf die
Basis des Transistors 930 gegeben, Dessen Emitter an Masse liegt Der Kollektor des Transistors 930 ist über
einen Widerstand 935 mit der Betriebsspannungsquelle verbunden. Ein von dem Transistor 940 gebildeter
Emitterfolger koppelt die verstärkten Impulse am Kollektor des Transistors 930 auf die Ausgangsklemme
7. Der Kollektor des Transistors 940 ist mit der Betriebsspannungsquelle 14 verbunden, und an einem
am Emitter des Transistors 940 liegenden Emitterwiderstand 942 entstehen die Ausgangssignale.
Es sei nun auf die Schaltung für die beiden Betriebsarten eingegangen. Die in der Fig.2 gezeigte
Koinzidenzschaltung 475 besteht aus den in Fig.3
dargestellten Transistoren 480 und 490. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind mit Masse verbunden,
und ihre Kollektoren liegen an einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der Ober einen Widerstand 485 mit
der Betriebsspannungsquelle 14 verbunden ist Die vom Synchronisierimpulsverstarker 210 kommenden Synchronisierimpulse
gelangen zur Basis des Transistors 480, während die von der in F i g. 1 gezeigten Wicklung
HOa kommenden Rücklaufimpulse über die Klemme 11 auf die Basis des Transistor 490 gekoppelt werden.
Mittels einer Avalanche-Diode 491 und eines Widerstandes 492 wird der Transistor 490 so vorgespannt, daß
er normalerweise leitet Wenn ein Synchronimpuls am Transistor 480 und ein Rücklaufimpuls an der Klemme
11 gleichzeitig eintreffen, dann werden die Transistoren
480 und 490 gesperrt, wodurch am Verbindungspunkt ihrer Kollektoren, der als Ausgang der Koinzidenzschaltung anzusehen ist, ein ins Positive gehendes Signal
erzeugt wird.
Dieses Ausgangssignal gelangt zu einer Folgeschaltung 495 mit einem Transistor 496, dessen Kollektor an
der Betriebsspannungsquelle 14 liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 497 mit Masse
verbunden ist Der Ausgang dieses Emitterfolgers ist über einen Widerstand 498 und die Klemme 10 mit
einem äußeren Filterkondensator 79 verbunden. Dieser Kondensator 79 Hegt zwischen eier Klemme 10 und
Masse, wie es in F i g. 1 zu sehen ist Der Ausgang des durch den Widerstand 498 und den Kondensator 79
gebildeten Filters wird auf eine Vergleichsschaltung 500 gekoppelt, die aus den einen Differenzverstärker
bildenden Transistoren 510, 520 und 530 besteht Die Basisspannung des Transistors 520 wird durch einen
Spannungsteiler konstant gehalten, der eine Avalanche-Diode 522, einen Widerstand 524, einen Widerstand 526
und eine Diode 540 enthält und zwischen der Betriebsspannungsquelle und Masse liegt Die Basis des
Transistors 520 liegt am Verbindungspunkt der Widerstände 524 und 526. Der Transistor 530 dient als
Stromquelle für den Differenzverstärker 510,520.
Das der Basis des Transistors 510 zugeführte Signal
ist bei synchronem Betrieb größer als die Spannung an der Basis des Transistors 520 und bei asynchronem
Betrieb kleiner als die Spannung an der Basis des Transistors 520. Somit ist während des synchronen
Betriebs der Transistor 510 leitend, während der Transistor 520 gesperrt gehalten wird; während des
asynchronen Betriebs hingegen ist der Transistor 510 gesperrt, während der Transistor 520 leitet. Das an
einem Kollektorwiderstand 515 des Transistors 520 abfallende Ausgangssignal ist daher bei Synchronbetrieb positiv und während des asynchronen Betriebs
weniger positiv. Dieses Signal wird dem Transistorschalter 550 zugeführt. Die vom Synchronisierimpulsverstärker 210 kommenden Synchronimpulse werden
über einen Widerstand 574 dem Transistorschalter 575 zugeführt, dessen Kollektor mit dem Kollektor des
Transistors 550 verbunden ist. Obwohl der Transistor 575 mit jedem ankommenden Synchronimpuls gesperrt
wird, ist der Transistor 550 wahrend des synchronen Betriebs ständig leitend, wodurch ein Stromweg für die
Dioden 605 und 615 des zweiten getasteten Phasenvergleichers 600 gebildet wird und somit während des
Synchronbetriebs dieser zweite getastete Phasenvergleicher 600 durch Kurzschluß seines Eingangs nichtleitend (d. h. im Haltezustand) bleibt.
Der zweite getastete Phasenvergleicher besteht aus den Transistoren 610 und 620 und den Bauelementen
605,609,615,621,625 und 626. Er ist genau so aufgebaut
wie der erste Phasenvergleicher und arbeitet in derselben Weise. Die von der Spannungs-Folgerschaltung kommenden Sägezahn-Bezugssignale werden über
einen Widerstand 272 der Basis des Transistors 610 des zweiten getasteten Phasenvergleichers zugeführt. Das
Ausgangssignal am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 610 und dem Kollektor des
Transistors 620 wird über die Klemme 9 dem zweiten Fälternetzwerk zugeführt. Während des asynchronen
Betriebs ist der Transistor 550 gesperrt, weil er von der
Vergleichsschaltung 500 eine relativ niedrige Spannung erhält Wenn also der Transistor 575 von den seiner
Basis zugeführten Horizontalsynchronimpulsen gesperrt wird, dann werden auch die Dioden 605 und 615
gesperrt, wodurch die Transistoren 610 und 620 des zweiten getasteten Phasenvergleichers eingeschaltet
werden. Dieser Phasenvergleicher tastet daher während der Tastdauer des Synchronimpulses das der Basis des
,„ Transistors 610 zugeführte Sägezahn-Bezugssignal ab und erzeugt an der Ausgangsklemme 9 ein Signal,
welches bei seiner Kopplung an den spannungs gesteuerten Oszillator 700 über den Widerstand SO (vgl.
Fig.2) einen vergrößerten Mitziehbereich und ein
I$ schnelleres Mitziehen bewirkt, als es der erste getastete
Phasenvergleicher 300 bewirken kann. Sobald der Gleichlauf wieder hergestellt ist stellt die Koinzidenzschaltung eine zeitliche Übereinstimmung zwischen den
ankommenden Synchronimpulsen und den Rücklaufim-
J0 pulsen fest und veranlaßt den Betriebsartenumschalter,
nämlich die Vergleichsschaltung 500, den Transistor 550 in ständige Leitfähigkeit zu schalten, wodurch der
zweite getastete Phasenvergleicher in seinem unwirksamen Betriebszustand gehalten wird.
2J In Fig.3 ist öe Klemme 5 als Masseanschluß
dargestellt Natürlich sind alle Masseanschlüsse in der integrierten Schaltung miteinander verbunden. Zur
Vereinfachung des in F i g. 3 gezeigten Schaltbildes ist die Klemme 14 ebenfalls zweimal dargestellt, während
in Wirklichkeit nun eine solche Klemme 14 vorhanden ist Die in Fig.2 gezeigte Klemme 4 ist mit einer
Serienschaltung von Zenerdioden verbunden, die sich auf dem integrierten Schaltungsplättchen befindet und
nicht in F i g. 3 dargestellt ist, die jedoch dazu verwendet
werden kann, um die Bezugsspannung für den in F i g. 1
gezeigten geregelten Transistor 40 zu liefern.
Die Bezugsspannungsquelle 400 besteht aus den Transistoren 410, 420, 430, 440 und 450 und aus
zugehörigen Bauelementen 409 bis 451. Die Gleichspan
nung am Emitter des Transistors 440 wird über einen
gekoppelt, um die getasteten Phasenvergleicher 300,
600 vorzuspannen.
Transistors 410 gelegt Die etwas niedrigere Spannung,
die am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 420 und dem Kollektor des Transistors 430
liegt, wird der Basis des Transistors 780 in Stromverzweigungsschaltung 770 direkt zugeführt und der
jo Klemme 13 über einen Widerstand 375 zugeführt Das
Anlegen dieser Spannung an die besagten Punkte dient zur Vorspannung der Stromverzweigungsschaltung, um
eine symmetrische Gleichvorspannung für die Stromverzweigungsschaltung zu erhalten, wodurch auf einen
JS Gleichspannungs-Einstellwiderstand verzichtet werden
kann.
Die vorliegende Erfindung wurde anhand einer automatischen Phasenregeleinrichtung zur Synchronisierung eines Horizontaloszillators in einem Fernseh-
te empfänger beschrieben. Sie ist natürlich auch bei
anderen in zwei Betriebsarten arbeitenden automatischen Phasenregeleinrichtungen vorteilhaft Beispielsweise kann in einem FM-Rundfunkempfänger zum
Empfang stereophonischer Sendungen ein Oszillator im
Multiplexdecoder verwendet werden, um Schwingungen zu erzeugen, die zeitlich genau auf die 19 kHz-Komponente des dem Decoder zugeführten Signals abgestimmt sein müssen. Diese gewünschte zeitliche
Beziehung läßt sich mittels einer automatischen Phasenregeleinrichtung erhalten, wobei die Möglichkeit
zweier Betriebsarten dieser Einrichtung vorteilhaft ist. Die gewünschte Zeitsteuerung erfolgt schnell. Der
Oszillator wird jedoch nicht durch Rauschen gestört, wodurch man eine gute Wiedergabe von schwächeren
FM- Empfangssignalen erhält.
Claims (1)
1. Automatische Phasenregeleinrichtung mit einer solchen Leitungstyp sind, daß bei Zuführung von
Synchronisiersignalquelle, einem steuerbaren Oszil- Tastimpulsen die Dioden leiten und die Transistoren
lator, dessen Ausgangssignal in Frequenz und Phase 5 sperren, und daß der Schalter (550) aus einem in
durch Steuersignale beeinflußbar ist, einem ersten Emitterschaltung betriebenen dritten Transistor
Phasenvergleicher, dem an gesonderten Eingängen vom Leitungstyp des ersten und zweiten Transistors
das Synchronisiersignal und ein oszillatorfrequentes (610, 620) besteht und daß die Basis dieses dritten
Signal zugeführt werden und der an seinem Ausgang Transistors mit dem Ausgang des Koinzidenzdetek-
ein erstes Steuersignal abgibt, welches dem Oszil!a ίο tors (475—540) und sein Kollektor mit den
tor über ein erstes Tiefpaßfilter zugeführt wird, zusammengeschalteten Enden der beiden Dioden
sowie mit einem Koinzidenzdetektor, dessen Ein- (605,615) verbunden sind,
gangen ein oszillatorfrequentes Signal und das
f Synchronisiersignal zugeführt werden und der im
I Synchronzustand dieser beiden Signale ein Synchro- 15
I nitätssignal an einen Schalter liefert, mit HiIIe dessen
ί die Phasenregeleinrichtung auf eine geringere
1 Bandbreite, bei fehlendem Synchronitätssignal dage- Die Erfindung betrifft eine automatische Phasenrege-
■| gen entsprechend dem gewünschten Fangbereich lungseinrichtung, wie sie im Anspruch 1 vorausgesetzt
f auf eine größere Bandbreite eingestellt wird, to ist
f dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter Eine Schaltung gemäß dem Gattungsbegriff des
ί (550) derart an einen Eingang eines zweiten Anspruchs 1 ist aus der DE-PS 11 46 526 bekannt
i Phasenvergleichers (600) angeschlossen ist daß Die in Fernsehempfängern gebräuchlichen automati-
I dieser Eingang im Synchronzustand von den sehen Phasenregeleinrichtungen zur Synchronisierung
! zugeführten Synchronisiersignalen nicht angesteuert 25 eines im Empfänger enthaltenen Oszillators mit den
1 wird, daß dem anderen Eingang dieses Phasenver- empfangenen Synchronisiersignalen stellen einen Kom-
1 gleichers (600) ein oszillatorfrequentes Signal promiß zwischen guter Mitziehfähigkeit und Rauschun-
I zugeführt wird und von seinem Ausgang ein zweites empfindlichkeit dar. Wenn die Bandbreite einer
I Steuersignal dem Oszillator (700) über ein zweites automatischen Phasenregeleinrichtung genügend groß
■ Tiefpaßfilter (50, 52) zugeführt wird, dessen Band- 30 gemacht wird, um eine kurze Mitziehzeit und einen
breite größer ist als diejenige des ersten Tiefpaßlil- verhältnismäßig weiten Mitziehbereich zu erhalten,
'■■ ters (60, 62, 56, 58, 54, 52), und daß die beiden dann wird die Zeitkonstante des für die Phasenregelung
Phasenvergleicher (300, 600) derart ähnlich aufge- verwendeten Filternetzwerks verhältnismäßig klein.
baut sind, daß ihre dem ersten bzw. zweiten Hierdurch kann Impulsrauschen oder thermisches
I Tiefpaßfilter zugeführten Ausgangsspannungen bei 35 Rauschen über das Regelsystem zum geregelten
' gleichen Betriebszuständen (Phasengleichheit bzw. Oszillator gelangen und einen Verlust der Synchronisa-
I Phasenungleichheit ihrer jeweiligen Eingangssigna- tion oder Zeitsteuerfehler des Oszillatorausgangssigna'.s
I Ie) praktisch übereinstimmen. verursachen, was sich als Zittern des Fernsehbildes
;f: 2. Phasenregeleinrichtung nach Anspruch 1, da- äußert
f durch gekennzeichnet, daß einem Eingang des 40 Ein Ausweg aus diesem Kompromiß ist die
f zweiten Phasenvergleichers (600) ein Sägezahnsi- Verwendung einer Regelungseinrichtung mit zwei
i gnal zugeführt wird, das ein vom Oszillator (700) möglichen Betriebsarten, wobei während des Synchron-
■i gesteuerter Kippsignalgenerator (74-110) erzeugt, falles und im außersynchronem Fall jeweils eine
! und daß dem zweiten Eingang dieses Phasenvergld- unterschiedliche Übertragungscharakteristik zur Wir-
; chers zur Abtastung des Sägezahnsignals Tastimpul- 45 kung kommt In einer solchen Einrichtung kann ein
se von der Synchronisiersignalquelle (12,2110) unter Koinzidenzdetektor das Vorhandensein oder das
:! Steuerung durch den Schalter (550) zugeführt Fehlen der Synchronisation erfassen und ein Steuersi-
: werden. 8na' füf einen Betriebsartenumschalter erzeugen, der
! 3. Phasenregeleinrichtung nach Anspruch 1 oder bei sich ändernden Bedingungen die Betriebsweise der
; 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasen- 50 Einrichtung umschaltet. Bei vorhandener Synchronisa-
ί vergleicher (600) einen ersten Transistor (6H)), tion kann die Phasenregeleinrichtung beispielsweise
■' dessen Kollektor über einen ersten Widerstand (609) eine verhältnismäßig schmalbandige Charakteristik
:; mit einer Betriebsspannungsquelle (14) verbunden aufweisen, wodurch sie weitgehend unempfindlich
$ ist und dessen Basis über einen zweiten Widerstand gegenüber Rauschen wird. Bei fehlender Synchronisa-
\ (272) mit dem Eingang für das Oszillatorsignaü 55 tion kann die Übertragungscharakteristik der Einrich-
gekoppelt ist sowie einen zweiten Transistor (620) in tung beispielsweise durch Änderung des Phasenregelfil-
Emitterschaltung enthält dessen Kollektor mit den» ters so geändert werden, daß die Bandbreite größer
Emitter des ersten Transistors (610) und dem wird, um ein schnelles Mitziehen oder einen weiten
Ausgang (9) des zweiten Phasenvergleichcrs (600) Mitziehbereich so erlauben, bis die Synchronisierung
verbunden ist daß der Kollektor des zweiten 60 wieder hergestellt ist Sobald der Synchronfall erreicht
Transistors (620) auf seine Basis über einen ist kann die Einrichtung wieder auf einen verhältnismä-
Gleichstromweg rückgekoppelt ist, der die Emitter- ßig rauschunempfindlichen schmalbandigen Betrieb
Kollektor-Strecke des ersten Transistoirs (610) zurückgeschaltet werden.
enthält daß die Basis und der Kollektor des ersten Bei einer solchen Regeleinrichtung mit zwei Betriebs-Transistors (610) jeweils mit einer Diode ((505 bzw. 65 arten ergeben sich Schwierigkeiten daraus, daß bei
615) verbunden sind und die anderen Enden dieser Änderung der Übertragungscharakteristik (d. h. des
beiden Dioden zusammen an einen Tastimpulsauis· Verstärkungsfaktors und der Bandbreite) der Einrich-
eane der Synchronisiersienalquelle (12. 210) ange· tung durch Ein- oder Ausschalten von Filterkomponen-
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US9488970A | 1970-12-03 | 1970-12-03 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2159653A1 DE2159653A1 (de) | 1972-06-08 |
DE2159653B2 DE2159653B2 (de) | 1977-09-01 |
DE2159653C3 true DE2159653C3 (de) | 1978-05-11 |
Family
ID=22247749
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2159653A Expired DE2159653C3 (de) | 1970-12-03 | 1971-12-01 | Automatische Phasenregeleinrichtung |
Country Status (14)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3715499A (de) |
JP (1) | JPS5139811B1 (de) |
KR (1) | KR780000539B1 (de) |
AT (1) | AT320756B (de) |
BE (1) | BE776064A (de) |
CA (1) | CA940607A (de) |
DE (1) | DE2159653C3 (de) |
ES (1) | ES397661A1 (de) |
FR (1) | FR2116415B1 (de) |
GB (1) | GB1358049A (de) |
IT (1) | IT941798B (de) |
NL (1) | NL7116576A (de) |
SE (1) | SE377644B (de) |
TR (1) | TR17493A (de) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3810024A (en) * | 1972-11-20 | 1974-05-07 | Westinghouse Electric Corp | Method and circuit for monitoring and detecting sweep signal failure |
US3899635A (en) * | 1974-01-30 | 1975-08-12 | Rca Corp | Dual mode deflection synchronizing system |
US3931467A (en) * | 1974-10-24 | 1976-01-06 | Warwick Electronics Inc. | Synchronizing circuit having a variable bandpass filter |
US4047223A (en) * | 1976-01-16 | 1977-09-06 | Zenith Radio Corporation | Frequency scanning automatic phase control system |
DE3005826C2 (de) * | 1980-02-16 | 1981-12-17 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Schaltung zur Gewinnung eines Zeilenrücklaufimpulses in einem Fernsehempfänger |
US4363004A (en) * | 1980-10-20 | 1982-12-07 | General Electric Company | Combining and filter circuit for a phase locked loop |
US4387397A (en) * | 1981-03-17 | 1983-06-07 | Rca Corporation | Integrated circuit interface in a vertical sync circuit |
US4410907A (en) * | 1981-11-16 | 1983-10-18 | Rca Corporation | Burst gate keying and back porch clamp pulse generator |
US4536794A (en) * | 1982-06-30 | 1985-08-20 | Rca Corporation | Television receiver having different receiver synchronizing characteristics in response to television signal |
US4872055A (en) * | 1987-02-04 | 1989-10-03 | U. S. Philips Corporation | Line synchronizing circuit in a picture display device |
FR2625637B1 (fr) * | 1988-01-04 | 1990-06-15 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit de reconnaissance d'un signal de magnetoscope |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2828419A (en) * | 1954-10-11 | 1958-03-25 | Gen Electric | Automatic frequency control system |
DE1079124B (de) * | 1958-10-09 | 1960-04-07 | Telefunken Gmbh | Schaltungsanordnung zur Synchronisierung eines Schwingungserzeugers |
US3287657A (en) * | 1963-04-09 | 1966-11-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Phase controlled oscillator with a variable synchronizing range |
US3363194A (en) * | 1965-05-24 | 1968-01-09 | Sylvania Electric Prod | Phase lock loop with extended capture range |
-
1970
- 1970-12-03 US US00094889A patent/US3715499A/en not_active Expired - Lifetime
-
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