DE2364777C3 - - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen Elektronenstrahlablenkkreis für Fernsehempfänger und dergleichen, bestehend aus zwei als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang geschalteten Transistoren, einer mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Ablenkspule, einer ersten Spannungsquelle, die während der Hinlaufperioden des Elektronenstrahls die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, einer zweiten Spannungsquelle, die eine Spannung liefert, die größer als die der ersten Spannungsquelle ist und die während der Rücklaufperioden die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, und einem elektronischen Schalter, dessen Leitfähigkeit in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden gesteuert wird.

Ein derartiger Ablenkkreis ist aus der DT-AS 31 107 bekannt. Bei diesem Ablenkkreis ist der Verstärker als Brückenschaltung ausgebildet. Die Transistoren dieses Verstärkers werden mit impulsförmigen Signalen angesteuert, die durch jedem Transistor des Verstärkers zugeordnete Impulserzeugereinrichtungen aus einem Sägezahnsigna! erzeugt werden. Der elektronische Schalter dieses Ablenkkreises wird ebenfalls mit Impulsen angesteuert, die von diesem Sägezahnsignal abgeleitet werden. Die verschiedenen Impulserzeugereinrichtungen führen zu einem erheblichen schaltungstechnischen Aufwand und zu einem hohen Energieverbrauch.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Elektronenstrahlablenkkreis zu schaffen, dessen Schaltungsaufbau einfach und dessen Leistungsverbrauch niedrig ist

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch, daß der elektronische Schalter in an sich bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet ist, und daß die Steuerelektrode der Vierschichtdiode über einen Differenzierkreis mit den als Ausgang verbundenen Emittern der Transistoren des Verstärkers verbunden ist. Durch die Verwendung des Differenzierkreises können die zum Schalten des elektronischen Schalters erforderlichen impulsförmigen Signale unmittelbar vom Ausgangssignal des Verstärkers abgeleitet werden, so daß sich ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 5 beispielsweise erläutert. Es zeigt

F i g. i. ein Schaltbild eines bekannten Vertikalablenkkreises,

Fig. 2A bis 2C Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ablenkkreises der F i g. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform des Ablenkkreises gemäß der Erfindung,

Fig.4A bis 4F Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ablenkkreises der F i g. 3 und

F i g. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 1 zeigt einen bekannten Vertikalablenkkreis mit einer Gegentakt-Ausgangsstufe mit Eintaktausgang, die zwei Transistoren Q\ und Q₂ aufweist. Der gemeinsame Eingangsanschluß 2 der Ausgangsstufe erhält ein Sägezahnsteuersignal Si, das mit der Vertikalperiodc synchron ist, um die Transistoren Q\ und Q₂ zu schalten. Dadurch wird einer Ablenkspule Lo, die über einen Kondensator C_c mit dem Verbindungspunkt h der Transistoren Q\ und Q₂ verbunden ist. ein sägezahnförmiger Strom zugeführt.

Bei diesem Schaltungsaufbau und unter Berücksichtigung der Emitterspannung an dem Verbindungspunkt l\ erhält man einen Spannlingsverlauf S₂ in jedem Halbbildintervall, der während der Rücklaufperiode T_r impulsförmig ist, sich jedoch während der Hinlaufperiode T₁ linear ändert, wie Fig. 2A zeigt. Dabei ist die maximale Ausgangsspannung E, die man an dem Emitter des Transistors Q\ erhält, infolge des Schaltungsaufbaus, z. B. infolge des Sättigungsspannungsabfalls des Transistors Q\ und dergleichen niedriger als die Energiequellenspannung Ea. Da die Basis des Transistors Q\ das Sägezahnsignal Si erhält, das F i g. 2C zeigt, wird der Transistor Q\ während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten t\ und /3 geöffnet. Wenn man daher den Energieverbrauch in dein Transistor Q\ berücksichtigt, ist seine Spannungskomponente ein trapezförmiger Teil, der in Fig. 2A schraffiert gezeigt ist. Der Stromfluß durch den Transistor ζ>ι ist zu diesem Zeitpunkt etwa das j3-fache des Steuersignals Si, wobei β der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q\ ist, so

daß die Stromkomponente der in dem Transistor Q₁ verbrauchten Energie ein Strom S₃ mit einem Verlauf ist, der etwa dem des Steuersignals S\ gleich ist, wie in Fig.2B der schraffierte Bereich zeigt. Daher ist die Leistung P, die in dem Transistor ζ), verbraucht wird, das Produkt der Spannung mit der Schraffierung in Fig.2A und des Stroms mit der Schraffierung in Fig.2B.

Der Transistor Q\ wird während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten fi und fj geöffnet, wie die Fig.2A bis 2C zeigen. Der in Fig.2A schraffierte Spannungsteil, der zwischen den Spannungen E₀ und E₀' in F i g. 2A von gestrichelten Linien umgeben ist, wird nicht dem Emitter des Transistors Q₁ zugeführt, sondern wird über dessen Kollektor-Emitter-Strecke angelegt und ist daher eine nutzlose Spannung. Der durch diese Spannung in dem Transistor Q_t hervorgerufene Energieverbrauch ist daher nutzlos und verringert den Ausgangswirkungsgrad des Vertikalablenkkreises.

In bekannter Weise kann zusätzlich zu der in F i g. 1 verwendeten Spannungsquelle eine zweite Spannungsquelle mit einer Spannungsgröße verwendet werden, die einen größeren Absolutwert hat als die erste Spannungsquellc, um den Vertikalablenkkreis rr.it der ersten Spannungsquelle während der Minlaufperiode T_s. jedoch mit der zweiten Spannungsquelle während der Rücklaufperiode T_r zu betreiben. Die Umschaltung zwischen den Spannungsquellen erfolgt durch einen elektronischen Schalter, der in bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet sein kann.

Anhand der Fig. 3 wird nun eine Ausführungsforni des Vertikalablenkkreises gemäß der Erfindung beschrieben. Die Ausgangsstufe des Kreises hat zwei Transistoren Qw und Qn, die als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgan_r; geschaltet sind. Dem Eingangsan-Schluß 12 der Stufe wird ein Sägezahnsignal S, zugeführt. Eine Ablenkspule L ist über einen Kondensator C an den Verbindungspunkt /u der Emitter der beiden Transistoren Oi 1 und Q\₂ angeschlossen. Eine Vierschichtdiode 18 ist mit ihrer Anode mit der zweiten Spannungsquelle verbunden, deren Spannung E₂ höher als die einer ersten Spannungsquelle mit der Spannung Eo ist. Ihre Kathode ist über eine Diode 14 und eine Diode 15 mit der ersten Spannungsquelle verbunden, die die Spannung Eo liefert. Beide Dioden sind in Durchlaßlichtung gepolt. Die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 ist über einen Differenzierkreis 16 mit dem Verbindungspunkt /π verbunden, der über einen Kondensator Q geerdet ist. Der Verbindungspunkt /i2 der Dioden 14 und 15 ist über einen Kondensator C₂ geerdet.

Es wird nun die Arbeitsweise der Ausführungsform der F i g. 3 anhand der F i g. 4A bis 4F beschrieben. Der Eingangsanschluß 12 erhält das Sägezahnsignal S\. Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist der Zeitpunkt f| in Fig.4 der Zeitpunkt, zu dem die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist. Dieser Zustand wird für den Beginn der Beschreibung der Arbeitsweise gewählt. Da der Transistor Qw durch das Steuersignal Si zum Zeitpunkt t₂ geöffnet wird, fließt der Ablenkstrom & in Fig.4B über dii> Ablenkspule /.. Da das Sägezahnsignal 5i mit der Zeil abnimmt, nimmt auch der Ablenkstrom & ab Der Kondensator C wird von dem Ablenkstrom 5< geladen. Zu dem Zeitpunkt I·, wenn der Transistor Qw gesperrt wird, wird der Ablenkstrom Sa Null und der Transistor Qn wird von dem Sägezahnsignal S\ geöffnet. Daher wird die in dem Kondensator C gespeicherte Ladung über den Transistor Q₁₂ entladen und damit fließt über die Ablenkspule L ein Strom in negativer Richtung, der mit der Zeit groß wird. Zum Zeitpunkt U wird der Transistor Q12 gesperrt und der Transistor Qu wird wieder durch das Sägezahnsignal S\ geöffnet. Zu diesem Zeitpunkt fließt jedoch über die Ablenkspule L ein negativer Strom (in bezug auf den Teil b in Fig.3), so daß der Transistor Qu gesperrt wird. Somit fließt ein Strom von der Spule L zu dem K ondensator Q und lädt diesen. Der Koppelkondensator C wird hierbei vernachlässigt, da seine Kapazität groß genug ist. Die Spannung e über dem Kondensator C\ nimmt daher in Form einer Impulsspannung momentan zu und bildet den Rücklaufimpuls. Die Impulsbreite des Rücklaufimpulses wird von einem Resonanzkreis bestimmt, der aus dem Kondensator Ci, dem Kondensator C₂, der zu crsterem im wesentlichen parallel geschaltet ist, und der Ablenkspule L besteht. Die Spannung e wird über den Differenzierkreis 16 auf die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 als Einschaltsignal zum Zeitpunkt /4 gegeben. Die Vierschichtdiode wird dem Zeilpunkt u geöffnet, da die Spannung e mehrfach größer als die Spannung e'über dem Kondensator C₂ ist, der über die Diode 15 geladen wird. Damit wird das Potential der Steuerelektrode größer als das Potential der Kathode. Der Anodenstrom S5 der Vierschichtdiode 18 hat den Verlauf der F i g. 4C. Der Kondensator C₂ wird mit der durch seine Kapazität und den Widerstandswert eines Widerstandes 17, der mit der Kathode der Vierschichtdiode 18 verbunden ist, bestimmten Zeitkonstante geladen und die Spannung e'über dem Kondensator ("2 steigt auf die Spannung E₂ der zweiten .Spannungsquelle, wie Fig.4D zeigt. Ihren Verlauf zeigt die Kurve .Si, in F i g. 4D.

Etwas nach dem Zeitpunkt (4 wird der Transistor Qu von dem Sägezahnsignal Si in den gesättigten Zustand gebracht, so daß seine Emitterspannung, nämlich der Rücklaufimpuls, abrupt auf die Spannung E₂ der zweiten Spanniingsqucllc ansteigen kann, die die Spannungsquelle der Rücklaufperiode zwischen den Zeitpunkten /1 und t₂ ist, wii: Fig. 2F zeigt. Da hierbei der Anodenstrom .S\ der Vierschichtdiode 18 durch den Transistor Qu als Teil des Stroms während der Rücklaufperiode T_r infolge des Einschaltens des Transistors Qu fließt, hai der Anodenstrom S₅ der Vierschichtdiode 18 den in F i g. 4C gezeigten Verlauf. Unmittelbar vor dem Zeitpunkt fs, zu dem die Rücklaufperiode T_r endet, wird der Transistor Qu im gesättigten Zustand gehalten und seine Emitterspannung ist hoch. Etwas nach dem Zeitpunkt f? jedoch wird die Emitterspannung des Transistors Qw verringert und sein Emitterstrom nimmt allmählich ab, so daß seine Kollektorspannung im Vergleich zu seiner Emitterspannung hoch wird. Dadurch wird die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke der Vierschichtdiode 18 in Spcrrichtung vorgespannt und die Vierschichtdiode wird gesperrt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung c' des Kondensators C₂ auf die Spannung L₀ der ersten Spannungsquelle verringert. Dies bedeutet, daß die Vierschichtdiode 18 durch die Spannung c über der Spule L nur während der Rücklaufperiodc T_r geöffnet wird, jedoch gesperrt wird, wenn die Rücklaufperiode T, beginnt.

Wenn die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist, erhält der Transistor Q_u die Spannung E» der ersten Spannungsquelle und seine EmiUcrspannung wird gleich dem Spannungsabfall, der durch den in Fig. 4F gezeigten Spannungsvcrlauf hervorgerufen wird, der infolge des Stromflusses durch die Ablenkspule L und durch den Widerstand der Ablenkspule /. während der llinlaufpc-

riode zwischen den Zeitpunkten t₂ und h allmählich verringert wird. Dies bedeutet, daß eine Ausgangsspannung an dem Emitter des Transistors Qu auftritt, die gleich der Spannung S₇ der F i g. 4F ist. Die Kurve Sg in Fig.4E zeigt den Verlauf eines Stroms, der durch die Diode 15 fließt, wenn die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist, und wenn die Vierschichtdiode 18 geöffnet ist, fließt kein Strom durch die zu diesem Zeitpunkt gesperrte Diode 15.

Es wird nun der Ausgangswirkungsgrad des Ablenkkreises gemäß der Erfindung betrachtet. Unter Berücksichtigung der in dem Transistor Qu verbrauchten Leistung ist die Spannungskomponentc des Leistungsverbrauchs in dem Transistor Qu während der Hinlaufperiode T, nur der schraffierte dreieckige Teil in F i g. 4F, d. h. ein Teil, der zwischen den Spannungskurven S7 und Eo zwischen den Zeitpunkten fc und fj liegt. Dieser Teil entspricht dem dreieckigen Teil, der zwischen den Spannungskurven S-? und iEö'in Fig. 2A liegt. Die in dem Transistor Qw verbrauchte Leistung ist somit gering.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt F i g. 5, die sich von der der F i g. 3 dadurch unterscheidet, daß die Diode 14 und der Kondensator Ci weggelassen sind. Bei dieser Ausführungsform lädt der Strom, der durch die Ablenkspule L fließt, der parallel zu dieser vorhanden ist, um die Spannung an der Ablenkspule L während der Rücklaufpcriode T_r zu erhöhen und die Vierschichtdiode 18 zu öffnen, so daß die gleiche Wirkung wie bei der vorherigen Ausführungsform erreicht wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Elektronenstrahlablenkkreis für Fernsehempfänger und dergleichen, bestehend aus zwei als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang geschalteten Transistoren, einer mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Ablenkspule, einer ersten Spannungsquelle, die während der Hinlaufperioden des Elektronenstrahls die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, einer zweiten Spannungsquelle, die eine Spannung liefert, die größer als die der ersten Spannungsquelle ist und die während der Rücklaufperioden die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, und einem elektronischen Schalter, i$ dessen Leitfähigkeit in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (18) in an sich bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet ist, und daß die Steuerelektrode der Vierschichtdiode über einen Differenzierkreis (16) mit den als Ausgang verbundenen Emittern der Transistoren (Q_u, Q_t2) des Verstärkers (11) verbunden ist.

2. Ablenkkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vierschichtdiode (18) der zweiten Spannungsquelle (E₂) vorgeschaltet ist.

3. Ablenkkreis nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungseingang (A₂) des Verstärkers (11) über eine Diode (15) mit der ersten Vorspannungsquelle(E₀) verbunden ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche I bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungseingang (/12) des Verstärkers (11) über eine Diode (14) mit der zweiten Vorspannungsquelle (£2) verbunden ist.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspanr.ungseingang (/12) des Verstärkers (11) über einen Kondensator (C₂) geerdet ist.

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen zu der Ablenkspule (L) in Reihe geschalteten Kondensator (C).

7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (Iw) des Verstärkers über einen Kondensator (Ci) geerdet ist.