DE2364777C3 - - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen Elektronenstrahlablenkkreis für Fernsehempfänger und dergleichen, bestehend aus zwei als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang geschalteten Transistoren, einer mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Ablenkspule, einer ersten Spannungsquelle, die während der Hinlaufperioden des Elektronenstrahls die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, einer zweiten Spannungsquelle, die eine Spannung liefert, die größer als die der ersten Spannungsquelle ist und die während der Rücklaufperioden die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, und einem elektronischen Schalter, dessen Leitfähigkeit in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden gesteuert wird.The invention relates to an electron beam deflection circuit for television receivers and the like, consisting consisting of two transistors connected as push-pull amplifiers with single-ended output, one with the output of the Amplifier connected deflection coil, a first voltage source, which during the trace periods of the Electron beam forms the bias source of the amplifier, a second voltage source, which is a Provides voltage that is greater than that of the first voltage source and that during the flyback periods forms the bias source of the amplifier, and an electronic switch whose conductivity is controlled depending on the period change between the outward and return periods.

Ein derartiger Ablenkkreis ist aus der DT-AS 31 107 bekannt. Bei diesem Ablenkkreis ist der Verstärker als Brückenschaltung ausgebildet. Die Transistoren dieses Verstärkers werden mit impulsförmigen Signalen angesteuert, die durch jedem Transistor des Verstärkers zugeordnete Impulserzeugereinrichtungen aus einem Sägezahnsigna! erzeugt werden. Der elektronische Schalter dieses Ablenkkreises wird ebenfalls mit Impulsen angesteuert, die von diesem Sägezahnsignal abgeleitet werden. Die verschiedenen Impulserzeugereinrichtungen führen zu einem erheblichen schaltungstechnischen Aufwand und zu einem hohen Energieverbrauch.Such a deflection circuit is known from DT-AS 31107. In this diversion circle is the Amplifier designed as a bridge circuit. The transistors of this amplifier are pulse-shaped Signals controlled by the pulse generator devices assigned to each transistor of the amplifier from a sawtooth signa! be generated. The electronic switch of this deflection circuit will also controlled with pulses derived from this sawtooth signal. The different Pulse generating devices lead to a considerable circuit complexity and to a high energy consumption.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Elektronenstrahlablenkkreis zu schaffen, dessen Schaltungsaufbau einfach und dessen Leistungsverbrauch niedrig istThe invention is based on the object of creating an electron beam deflection circuit and its circuit structure simple and whose power consumption is low

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch, daß der elektronische Schalter in an sich bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet ist, und daß die Steuerelektrode der Vierschichtdiode über einen Differenzierkreis mit den als Ausgang verbundenen Emittern der Transistoren des Verstärkers verbunden ist. Durch die Verwendung des Differenzierkreises können die zum Schalten des elektronischen Schalters erforderlichen impulsförmigen Signale unmittelbar vom Ausgangssignal des Verstärkers abgeleitet werden, so daß sich ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt.This object is achieved according to the invention in that the electronic switch is designed as a four-layer diode in a manner known per se, and that the control electrode of the four-layer diode is connected via a differentiating circuit to the emitters of the transistors of the amplifier connected as outputs. By using the differentiating circuit, the pulse-shaped signals required for switching the electronic switch can be derived directly from the output signal of the amplifier, so that a particularly simple circuit structure results.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 5 beispielsweise erläutert. Es zeigtThe invention is explained below with reference to FIG. 1 to 5, for example. It shows

F i g. i. ein Schaltbild eines bekannten Vertikalablenkkreises, F i g. i. a circuit diagram of a known vertical deflection circuit,

Fig. 2A bis 2C Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ablenkkreises der F i g. 1,FIGS. 2A to 2C show signals for explaining the operation of the deflection circuit of FIG. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform des Ablenkkreises gemäß der Erfindung,3 is a circuit diagram of an embodiment of the deflection circuit according to the invention,

Fig.4A bis 4F Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ablenkkreises der F i g. 3 undFIGS. 4A to 4F show signals for explaining the operation of the deflection circuit of FIG. 3 and

F i g. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.F i g. 5 is a circuit diagram of a further embodiment of the invention.

Fig. 1 zeigt einen bekannten Vertikalablenkkreis mit einer Gegentakt-Ausgangsstufe mit Eintaktausgang, die zwei Transistoren Q\ und Q₂ aufweist. Der gemeinsame Eingangsanschluß 2 der Ausgangsstufe erhält ein Sägezahnsteuersignal Si, das mit der Vertikalperiodc synchron ist, um die Transistoren Q\ und Q₂ zu schalten. Dadurch wird einer Ablenkspule Lo, die über einen Kondensator C_c mit dem Verbindungspunkt h der Transistoren Q\ und Q₂ verbunden ist. ein sägezahnförmiger Strom zugeführt.Fig. 1 shows a known vertical deflection circuit with a push-pull output stage with single-ended output, which has two transistors Q 1 and Q ₂ . The common input terminal 2 of the output stage receives a sawtooth control signal Si which is synchronous with the vertical period c to switch the transistors Q 1 and Q _2. This creates a deflection coil Lo, which is connected to the connection point h of the transistors Q \ and Q ₂ via a capacitor C _c . a sawtooth-shaped current is supplied.

Bei diesem Schaltungsaufbau und unter Berücksichtigung der Emitterspannung an dem Verbindungspunkt l\ erhält man einen Spannlingsverlauf S₂ in jedem Halbbildintervall, der während der Rücklaufperiode T_r impulsförmig ist, sich jedoch während der Hinlaufperiode T₁ linear ändert, wie Fig. 2A zeigt. Dabei ist die maximale Ausgangsspannung E, die man an dem Emitter des Transistors Q\ erhält, infolge des Schaltungsaufbaus, z. B. infolge des Sättigungsspannungsabfalls des Transistors Q\ und dergleichen niedriger als die Energiequellenspannung Ea. Da die Basis des Transistors Q\ das Sägezahnsignal Si erhält, das F i g. 2C zeigt, wird der Transistor Q\ während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten t\ und /3 geöffnet. Wenn man daher den Energieverbrauch in dein Transistor Q\ berücksichtigt, ist seine Spannungskomponente ein trapezförmiger Teil, der in Fig. 2A schraffiert gezeigt ist. Der Stromfluß durch den Transistor ζ>ι ist zu diesem Zeitpunkt etwa das j3-fache des Steuersignals Si, wobei β der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q\ ist, soWith this circuit construction and taking into account the emitter voltage at the connection point l \ , one obtains a tensioning curve S ₂ in each field interval which is pulse-shaped during the retrace period T _{r , but changes linearly during the trace period T 1} , as FIG. 2A shows. The maximum output voltage E, which is obtained at the emitter of the transistor Q \ , is due to the circuit structure, e.g. B. lower than the power source voltage Ea due to the saturation voltage drop of the transistor Q \ and the like. Since the base of the transistor Q \ receives the sawtooth signal Si, the F i g. 2C shows, transistor Q \ is opened during the time interval between times t \ and / 3. Therefore, taking into account the power consumption in the transistor Q \ , its voltage component is a trapezoidal part shown hatched in Fig. 2A. The current flow through the transistor ζ> ι at this point in time is approximately j3 times the control signal Si, where β is the current gain factor of the transistor Q \ , see above

daß die Stromkomponente der in dem Transistor Q₁ verbrauchten Energie ein Strom S₃ mit einem Verlauf ist, der etwa dem des Steuersignals S\ gleich ist, wie in Fig.2B der schraffierte Bereich zeigt. Daher ist die Leistung P, die in dem Transistor ζ), verbraucht wird, das Produkt der Spannung mit der Schraffierung in Fig.2A und des Stroms mit der Schraffierung in Fig.2B. that the current component of the _{energy consumed in the transistor Q 1} is a current S ₃ with a profile which is approximately the same as that of the control signal S \ , as the hatched area in FIG. 2B shows. Therefore, the power P consumed in the transistor ζ) is the product of the voltage with hatching in Fig. 2A and the current with hatching in Fig. 2B.

Der Transistor Q\ wird während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten fi und fj geöffnet, wie die Fig.2A bis 2C zeigen. Der in Fig.2A schraffierte Spannungsteil, der zwischen den Spannungen E₀ und E₀' in F i g. 2A von gestrichelten Linien umgeben ist, wird nicht dem Emitter des Transistors Q₁ zugeführt, sondern wird über dessen Kollektor-Emitter-Strecke angelegt und ist daher eine nutzlose Spannung. Der durch diese Spannung in dem Transistor Q_t hervorgerufene Energieverbrauch ist daher nutzlos und verringert den Ausgangswirkungsgrad des Vertikalablenkkreises. The transistor Q \ is opened during the time interval between the times fi and fj, as shown in FIGS. 2A to 2C. The voltage part hatched in FIG. 2A, which lies between the voltages E ₀ and E ₀ ' in FIG. 2A is surrounded by dashed lines, is not fed to the emitter of transistor Q ₁ , but is applied across its collector-emitter path and is therefore a useless voltage. The power consumption caused by this voltage in the transistor Q _t is therefore useless and reduces the output efficiency of the vertical deflection circuit.

In bekannter Weise kann zusätzlich zu der in F i g. 1 verwendeten Spannungsquelle eine zweite Spannungsquelle mit einer Spannungsgröße verwendet werden, die einen größeren Absolutwert hat als die erste Spannungsquellc, um den Vertikalablenkkreis rr.it der ersten Spannungsquelle während der Minlaufperiode T_s. jedoch mit der zweiten Spannungsquelle während der Rücklaufperiode T_r zu betreiben. Die Umschaltung zwischen den Spannungsquellen erfolgt durch einen elektronischen Schalter, der in bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet sein kann.In a known manner , in addition to the one shown in FIG. 1 voltage source used, a second voltage source with a voltage magnitude which has a larger absolute value than the first voltage source c can be used to control the vertical deflection circuit rr.it of the first voltage source during the minimum period T _s . however, to operate with the second voltage source during the flyback period T _r. Switching between the voltage sources is carried out by an electronic switch, which can be designed as a four-layer diode in a known manner.

Anhand der Fig. 3 wird nun eine Ausführungsforni des Vertikalablenkkreises gemäß der Erfindung beschrieben. Die Ausgangsstufe des Kreises hat zwei Transistoren Qw und Qn, die als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgan_r; geschaltet sind. Dem Eingangsan-Schluß 12 der Stufe wird ein Sägezahnsignal S, zugeführt. Eine Ablenkspule L ist über einen Kondensator C an den Verbindungspunkt /u der Emitter der beiden Transistoren Oi 1 und Q\₂ angeschlossen. Eine Vierschichtdiode 18 ist mit ihrer Anode mit der zweiten Spannungsquelle verbunden, deren Spannung E₂ höher als die einer ersten Spannungsquelle mit der Spannung Eo ist. Ihre Kathode ist über eine Diode 14 und eine Diode 15 mit der ersten Spannungsquelle verbunden, die die Spannung Eo liefert. Beide Dioden sind in Durchlaßlichtung gepolt. Die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 ist über einen Differenzierkreis 16 mit dem Verbindungspunkt /π verbunden, der über einen Kondensator Q geerdet ist. Der Verbindungspunkt /i2 der Dioden 14 und 15 ist über einen Kondensator C₂ geerdet.An embodiment of the vertical deflection circuit according to the invention will now be described with reference to FIG. The output stage of the circuit has two transistors Qw and Qn _r a push-pull amplifier with Eintaktausgan; are switched. The Eingangsan-circuit 12 of the stage is a sawtooth signal S is supplied. A deflection coil L is connected via a capacitor C to the connection point / u of the emitters of the two transistors Oi 1 and Q \ ₂ . A four-layer diode 18 is connected with its anode to the second voltage source, the voltage E ₂ is higher than that of a first voltage source to the voltage Eo. Its cathode is connected via a diode 14 and a diode 15 to the first voltage source, which supplies the voltage Eo. Both diodes are polarized in transmitted light. The control electrode of the four-layer diode 18 is connected via a differentiating circuit 16 to the connection point / π, which is grounded via a capacitor Q. The connection point / i2 of the diodes 14 and 15 is grounded via a capacitor C _2.

Es wird nun die Arbeitsweise der Ausführungsform der F i g. 3 anhand der F i g. 4A bis 4F beschrieben. Der Eingangsanschluß 12 erhält das Sägezahnsignal S\. Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist der Zeitpunkt f| in Fig.4 der Zeitpunkt, zu dem die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist. Dieser Zustand wird für den Beginn der Beschreibung der Arbeitsweise gewählt. Da der Transistor Qw durch das Steuersignal Si zum Zeitpunkt t₂ geöffnet wird, fließt der Ablenkstrom & in Fig.4B über dii> Ablenkspule /.. Da das Sägezahnsignal 5i mit der Zeil abnimmt, nimmt auch der Ablenkstrom & ab Der Kondensator C wird von dem Ablenkstrom 5< geladen. Zu dem Zeitpunkt I·, wenn der Transistor Qw gesperrt wird, wird der Ablenkstrom Sa Null und der Transistor Qn wird von dem Sägezahnsignal S\ geöffnet. Daher wird die in dem Kondensator C gespeicherte Ladung über den Transistor Q₁₂ entladen und damit fließt über die Ablenkspule L ein Strom in negativer Richtung, der mit der Zeit groß wird. Zum Zeitpunkt U wird der Transistor Q12 gesperrt und der Transistor Qu wird wieder durch das Sägezahnsignal S\ geöffnet. Zu diesem Zeitpunkt fließt jedoch über die Ablenkspule L ein negativer Strom (in bezug auf den Teil b in Fig.3), so daß der Transistor Qu gesperrt wird. Somit fließt ein Strom von der Spule L zu dem K ondensator Q und lädt diesen. Der Koppelkondensator C wird hierbei vernachlässigt, da seine Kapazität groß genug ist. Die Spannung e über dem Kondensator C\ nimmt daher in Form einer Impulsspannung momentan zu und bildet den Rücklaufimpuls. Die Impulsbreite des Rücklaufimpulses wird von einem Resonanzkreis bestimmt, der aus dem Kondensator Ci, dem Kondensator C₂, der zu crsterem im wesentlichen parallel geschaltet ist, und der Ablenkspule L besteht. Die Spannung e wird über den Differenzierkreis 16 auf die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 als Einschaltsignal zum Zeitpunkt /4 gegeben. Die Vierschichtdiode wird dem Zeilpunkt u geöffnet, da die Spannung e mehrfach größer als die Spannung e'über dem Kondensator C₂ ist, der über die Diode 15 geladen wird. Damit wird das Potential der Steuerelektrode größer als das Potential der Kathode. Der Anodenstrom S5 der Vierschichtdiode 18 hat den Verlauf der F i g. 4C. Der Kondensator C₂ wird mit der durch seine Kapazität und den Widerstandswert eines Widerstandes 17, der mit der Kathode der Vierschichtdiode 18 verbunden ist, bestimmten Zeitkonstante geladen und die Spannung e'über dem Kondensator ("2 steigt auf die Spannung E₂ der zweiten .Spannungsquelle, wie Fig.4D zeigt. Ihren Verlauf zeigt die Kurve .Si, in F i g. 4D.The operation of the embodiment of FIG. 3 based on FIG. 4A to 4F. The input terminal 12 receives the sawtooth signal S \. For reasons of expediency, the point in time is f | in FIG. 4 the point in time at which the four-layer diode 18 is blocked. This state is selected for the beginning of the description of the mode of operation. Since the transistor Qw is opened by the control signal Si at time t ₂ , the deflection current & in FIG the deflection current 5 <charged. At the instant I · when the transistor Qw is turned off, the deflection current Sa becomes zero and the transistor Qn is opened by the sawtooth signal S \ . Therefore, the charge stored in the capacitor C is discharged through the transistor Q ₁₂ , and a current flows through the deflection coil L in the negative direction, which becomes large with time. At the time U , the transistor Q12 is blocked and the transistor Qu is opened again by the sawtooth signal S \ . At this point in time, however, a negative current flows through the deflection coil L (with respect to part b in FIG. 3), so that the transistor Qu is blocked. Thus, a current flows from the coil L to the capacitor Q and charges it. The coupling capacitor C is neglected here because its capacity is large enough. The voltage e across the capacitor C \ therefore increases momentarily in the form of a pulse voltage and forms the return pulse. The pulse width of the return pulse is determined by a resonance circuit, which consists of the capacitor Ci, the capacitor C ₂ , which is connected essentially in parallel with the crsterem, and the deflection coil L. The voltage e is applied via the differentiating circuit 16 to the control electrode of the four-layer diode 18 as a switch-on signal at time / 4. The four-layer diode is opened to the cell point u , since the voltage e is several times greater than the voltage e 'across the capacitor C ₂ , which is charged via the diode 15. This makes the potential of the control electrode greater than the potential of the cathode. The anode current S5 of the four-layer diode 18 has the course of FIG. 4C. The capacitor C ₂ is charged with the time constant determined by its capacitance and the resistance value of a resistor 17, which is connected to the cathode of the four-layer diode 18, and the voltage e 'across the capacitor ("2 rises to the voltage E _{2 of} the second. Voltage source, as shown in FIG. 4D. Its course is shown by curve .Si in FIG. 4D.

Etwas nach dem Zeitpunkt (4 wird der Transistor Qu von dem Sägezahnsignal Si in den gesättigten Zustand gebracht, so daß seine Emitterspannung, nämlich der Rücklaufimpuls, abrupt auf die Spannung E₂ der zweiten Spanniingsqucllc ansteigen kann, die die Spannungsquelle der Rücklaufperiode zwischen den Zeitpunkten /1 und t₂ ist, wii: Fig. 2F zeigt. Da hierbei der Anodenstrom .S\ der Vierschichtdiode 18 durch den Transistor Qu als Teil des Stroms während der Rücklaufperiode T_r infolge des Einschaltens des Transistors Qu fließt, hai der Anodenstrom S₅ der Vierschichtdiode 18 den in F i g. 4C gezeigten Verlauf. Unmittelbar vor dem Zeitpunkt fs, zu dem die Rücklaufperiode T_r endet, wird der Transistor Qu im gesättigten Zustand gehalten und seine Emitterspannung ist hoch. Etwas nach dem Zeitpunkt f? jedoch wird die Emitterspannung des Transistors Qw verringert und sein Emitterstrom nimmt allmählich ab, so daß seine Kollektorspannung im Vergleich zu seiner Emitterspannung hoch wird. Dadurch wird die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke der Vierschichtdiode 18 in Spcrrichtung vorgespannt und die Vierschichtdiode wird gesperrt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung c' des Kondensators C₂ auf die Spannung L₀ der ersten Spannungsquelle verringert. Dies bedeutet, daß die Vierschichtdiode 18 durch die Spannung c über der Spule L nur während der Rücklaufperiodc T_r geöffnet wird, jedoch gesperrt wird, wenn die Rücklaufperiode T, beginnt.A little after the point in time (4, the transistor Qu is brought into the saturated state by the sawtooth signal Si, so that its emitter voltage, namely the retrace pulse, can rise abruptly to the voltage E _{2 of} the second voltage source, which is the voltage source of the retrace period between the times / 1 and t ₂ , as shown in: Fig. 2F shows that, since the anode current S \ of the four-layer diode 18 flows through the transistor Qu as part of the current during the flyback period T _r as a result of the switching on of the transistor Qu , the anode current S _{5 is} the Four-layer diode 18 has the profile shown in Fig. 4C. Immediately before the point in time fs at which the flyback period T _r ends, the transistor Qu is kept in the saturated state and its emitter voltage is high of transistor Qw is decreased and its emitter current gradually decreases, so that its collector voltage becomes high as compared with its emitter voltage The control electrode-cathode path of the four-layer diode 18 is biased in the direction of the voltage and the four-layer diode is blocked. At this point in time, the voltage c 'of the capacitor C _{2 is} reduced to the voltage L _{0 of} the first voltage source. This means that the four-layer diode 18 is opened by the voltage c across the coil L only during the flyback period T _r , but is blocked when the flyback period T 1 begins.

Wenn die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist, erhält der Transistor Q_u die Spannung E» der ersten Spannungsquelle und seine EmiUcrspannung wird gleich dem Spannungsabfall, der durch den in Fig. 4F gezeigten Spannungsvcrlauf hervorgerufen wird, der infolge des Stromflusses durch die Ablenkspule L und durch den Widerstand der Ablenkspule /. während der llinlaufpc-When the four-layer diode is locked 18, the transistor Q receives _u, the voltage E "of the first voltage source and its EmiUcrspannung becomes equal to the voltage drop which is caused by the operation shown in Fig. 4F Spannungsvcrlauf that the result of the current flow through the deflection coil L and Deflection Coil Resistance /. during the line-up

riode zwischen den Zeitpunkten t₂ und h allmählich verringert wird. Dies bedeutet, daß eine Ausgangsspannung an dem Emitter des Transistors Qu auftritt, die gleich der Spannung S₇ der F i g. 4F ist. Die Kurve Sg in Fig.4E zeigt den Verlauf eines Stroms, der durch die Diode 15 fließt, wenn die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist, und wenn die Vierschichtdiode 18 geöffnet ist, fließt kein Strom durch die zu diesem Zeitpunkt gesperrte Diode 15.period is gradually decreased between times t ₂ and h. This means that an output voltage occurs at the emitter of the transistor Qu which is equal to the voltage S _{7 of} the FIG. 4F is. The curve Sg in FIG. 4E shows the course of a current which flows through the diode 15 when the four-layer diode 18 is blocked, and when the four-layer diode 18 is open, no current flows through the diode 15 which is blocked at this point in time.

Es wird nun der Ausgangswirkungsgrad des Ablenkkreises gemäß der Erfindung betrachtet. Unter Berücksichtigung der in dem Transistor Qu verbrauchten Leistung ist die Spannungskomponentc des Leistungsverbrauchs in dem Transistor Qu während der Hinlaufperiode T, nur der schraffierte dreieckige Teil in F i g. 4F, d. h. ein Teil, der zwischen den Spannungskurven S7 und Eo zwischen den Zeitpunkten fc und fj liegt. Dieser Teil entspricht dem dreieckigen Teil, der zwischen den Spannungskurven S-? und iEö'in Fig. 2A liegt. Die in dem Transistor Qw verbrauchte Leistung ist somit gering.Consider now the output efficiency of the deflection circuit according to the invention. Taking into account the power consumed in the transistor Qu , the voltage component c of the power consumption in the transistor Qu during the trace period T is only the hatched triangular part in FIG. 4F, ie a part which lies between the voltage curves S7 and Eo between the times fc and fj. This part corresponds to the triangular part between the voltage curves S-? and iEö 'is in Fig. 2A. The power consumed in the transistor Qw is thus small.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt F i g. 5, die sich von der der F i g. 3 dadurch unterscheidet, daß die Diode 14 und der Kondensator Ci weggelassen sind. Bei dieser Ausführungsform lädt der Strom, der durch die Ablenkspule L fließt, der parallel zu dieser vorhanden ist, um die Spannung an der Ablenkspule L während der Rücklaufpcriode T_r zu erhöhen und die Vierschichtdiode 18 zu öffnen, so daß die gleiche Wirkung wie bei der vorherigen Ausführungsform erreicht wird.Another embodiment of the invention is shown in FIG. 5, which differs from that of FIG. 3 differs in that the diode 14 and the capacitor Ci are omitted. In this embodiment, the current flowing through the deflection coil L , which is present in parallel therewith, charges to increase the voltage across the deflection coil L during the flyback period T _r and to open the four-layer diode 18, so that the same effect as in FIG previous embodiment is achieved.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims (7)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Elektronenstrahlablenkkreis für Fernsehempfänger und dergleichen, bestehend aus zwei als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang geschalteten Transistoren, einer mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Ablenkspule, einer ersten Spannungsquelle, die während der Hinlaufperioden des Elektronenstrahls die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, einer zweiten Spannungsquelle, die eine Spannung liefert, die größer als die der ersten Spannungsquelle ist und die während der Rücklaufperioden die Vorspannungsquelle des Verstärkers bildet, und einem elektronischen Schalter, i$ dessen Leitfähigkeit in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (18) in an sich bekannter Weise als Vierschichtdiode ausgebildet ist, und daß die Steuerelektrode der Vierschichtdiode über einen Differenzierkreis (16) mit den als Ausgang verbundenen Emittern der Transistoren (Q_u, Q_t2) des Verstärkers (11) verbunden ist.1. Electron beam deflection circuit for television receivers and the like, consisting of two transistors connected as push-pull amplifiers with single-ended output, a deflection coil connected to the output of the amplifier, a first voltage source which forms the bias voltage source of the amplifier during the trace periods of the electron beam, a second voltage source which generates a voltage supplies, which is greater than that of the first voltage source and which forms the bias voltage of the amplifier during the flyback period, and an electronic switch, i $ is controlled its conductivity in response to the change of period between the forward and retrace periods, characterized in that the electronic Switch (18) is designed in a manner known per se as a four-layer diode, and that the control electrode of the four-layer diode is connected to the emitters of the transistors (Q _u , Q _t2 ) of the amplifier (11) v connected as an output via a differentiating circuit (16) is bound. 2. Ablenkkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vierschichtdiode (18) der zweiten Spannungsquelle (E₂) vorgeschaltet ist.2. deflection circuit according to claim 1, characterized in that the four-layer diode (18) of the second voltage source (E ₂ ) is connected upstream. 3. Ablenkkreis nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungseingang (A₂) des Verstärkers (11) über eine Diode (15) mit der ersten Vorspannungsquelle(E₀) verbunden ist.3. deflection circuit according to claim I or 2, characterized in that the bias voltage input (A ₂ ) of the amplifier (11) is connected to the first bias voltage source (E ₀ ) via a diode (15). 4. Verstärker nach einem der Ansprüche I bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungseingang (/12) des Verstärkers (11) über eine Diode (14) mit der zweiten Vorspannungsquelle (£2) verbunden ist.4. Amplifier according to one of claims I to 3, characterized in that the bias input (/ 12) of the amplifier (11) connected to the second bias voltage source (£ 2) via a diode (14) is. 5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspanr.ungseingang (/12) des Verstärkers (11) über einen Kondensator (C₂) geerdet ist.5. Amplifier according to one of claims 1 to 4, characterized in that the Vorspanr.ungseingang (/ 12) of the amplifier (11) is grounded _{via a capacitor (C 2).} 6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen zu der Ablenkspule (L) in Reihe geschalteten Kondensator (C). 6. Amplifier according to one of claims 1 to 5, characterized by a capacitor (C) connected in series with the deflection coil (L). 7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (Iw) des Verstärkers über einen Kondensator (Ci) geerdet ist.7. Amplifier according to one of claims 1 to 6, characterized in that the output (Iw) of the amplifier is grounded via a capacitor (Ci).