DE2361715C3 - Synchron-Gleichrichter und Verstärker - Google Patents

Description

V _

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und eines Gegenkopplungskondensators (Q, s. F i g. 6) bestehen kann, wobei auf genaue gegenseitige Kompensation der Verstärker-Eingangsströme verzichtet werden muß.

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur vorzeichenrichtigen Synchron-GIeichrichtung und gleichzeiti- jo gen einstellbaren Verstärkung einer Wechselspannung vorzugsweise in Kombination mit einer vorherigen Trennung dieser Wechselspannung von einer ihr überlagerten Gleichspannung.

Diese Aufgabe besteht bei vielen Meßgeräten, z. B. J5 bei synchronisierten Wechselspannungsverstärkern (sog. >■ 'ock '::%<-Verstärkern) oder bei der Wiedergleichrichtung des modulierten Signals in Gleichspannungs-Zerhackerverstärkern. Die gleichzurichtende Wechselspannung ist im letzten Fall meist klein und annähernd w rechteckförmig.

Neben selbstverständlichen, allgemein gewünschten Eigenschaften wie einfachem und zuverlässigem Aufbau usw. wird von derartigen Synchron-Gleichrichtern vor allem gefordert, daß die Eingangswechselspannung in a; der einen Periodenhälfte nach Möglichkeit unabhängig von ihrer Amplitude proportional ohne Vorzeichenumkehr, in der anderen Periodenhälfte mit dem gleichen Proportionalitätsfaktor, aber mit vertauschtem Vorzeichen übertragen wird Eine Ungleichheit der beiden Verstärkungsfaktoren hätte insbesondere im häufigsten Fall des Zusammenfallen der Nulldurchgänge der Eingangswechselspannung mit dem Wechsel von einer Gkichrichter-Schaltperiodenhälfte zur anderen verstärkte Restwechselspannung am Ausgang zur Folge, die nachträglich meist nicht ohne Nachteile — etwa für die Grenzfrequenz des Geräts — beliebig stark ausgesiebt werden kann. Die Forderung nach einer auch von der Eingangsamplitude möglichst unabhängigen Proportionalität bis zur Amplitude Null herunter *>o bedeutet, daß der Gleichrichter selbst möglichst keine Spannung an seinem Ausgang erzeugen soll, wenn das Eingangssignal Null ist. Vor allem die Veränderungen einer solchen Störspannung mit der Zeit oder der Temperatur ist schädlich. *'

Es gibt zahlreiche Lösungen für dieses Problem, meist recht aufwendige und/ixjer unvollkommene, z. B. Ringmodulatoren und Zweiweg-Transistorzerhackerschaltungen mit nachgeschaltetem Verstärker. In der deutschen Offentegungsschrift 21 50 888 ist bereits ein Gleichrichter vorgeschlagen, der mit einem restspannungsfreien Schalter, z. B, einem Feldeffekttransistor, und einem gegengekoppelten Operationsverstärker arbeitet Diese Schaltung hat jedoch folgende Nachteile:

1. Es ist bei dieser Schaltung unzulässig, die Eingangs-Wechselspannung von der ihr überlagerten Gleichspannung, die in elektronischen Wechselspannungsverstärkern praktisch stets auftritt, durch einen Koppelkondensator — als einfachste Möglichkeit — im Eingang dieser Gleichrichter-Schaltung zu trennen. Die Gleichrichterschaltung würde nämlich diesen Kondensator bei Auftreten einer Eingangs-Wechselspannung entsprechend der vorliegenden Zeitkonstante mehr oder weniger schnell um einen der Wechselspannungsamplitude proportionalen Betrag aufladen. Die so am Eingang der GJeichrichterschaltung entstandene Gleichspannung wird zerhackt und ereilt z. B. im Falle einer rechteckförmigen Eingangswec'-iselspannung am Ausgang zusätzlich zur erwünschten Gleichspannung eine überlagerte Wechselspannung gleicher Amplitude, d.h. resultierend eine zwischen Null in der einen Periodenhälfte und dem doppelten Wert der Wechselspannungsamplitude in der anderen Periodenhälfte pulsierende Spannung (Einweggleichrichtung). Der naheliegende Ausweg, hinter den Koppelkondensutor zur Ableitung des Gleichstroms einen Widerstand nach Masse zu schalten, hätte ebenfalls schwere Nachteile: Diese Maßnahme kann prinzipiell keine Beseitigung, sondern nur eine Milderung des störenden Aufladungseffekts bewirken. Damit diese Verbesserung praktisch ausreicht, muß der Ableitwiderstand sehr klein gegen die mit Rücksicht auf die Verstärkerstörströme nicht beliebig großen Operationsverstärker-Beschaltungsw sderstände sein. Damit wird ein sehr großer (teurer) Koppelkondensator erforderlich, und der Ausgang des Wechselspannungsvorverstärkers wird durch den niederohmigen Ableitwiderstand sehr stark belastet

2. Das Verhältnis der beiden mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbundenen Widerstände muß einen bestimmten Wert nahe 1 — bei idealem Schalter genau 1 — haben, damit eine Zweiweggleichrichtung mit gleichem Verstärkungsfaktor für beide Periodenhälften erreicht wird. Dieser Verstärkungsfaktor ist dann aber 1, d.h. die Schaltung verstärkt nicht Die bei den meisten Anwendungen erforderliche Verstärkung de·" gleichgerichteten Spannung muß durch einen weiteren nachgeschalteten Verstärker besorgt werden. Erster, ι steigt dadurch der Aufwand, zweitens addiert sich die Fehlspanuung (Offsetspannung) des Nachverstärkers und seine Drift ungeschwächt zu den entsprechenden Werten des Gleichrichter-Operationsverstärkers.

3. Eine Kompensation der Operationsverstärker-Eingangsströme (durch gleiche Quellwiderstände an beiden Operationsverstärkereingängen) des Gleichrichter-Operationsverstärkers in beiden Periodenhälften ist nicht möglich. Eine störende Restwechselspannung am Ausgang der Gleichrichterschaltung auch bei fehlender oder kleiner, genau rechteckförmiger Eingangswechselspannung ist die Folge.

Mit der vorliegenden Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, unter Vermeidung der eben genannten Nachteile I bis 3 mit möglichst geringem technischem Aufwand eine phasengesteuerte Gleichrichtungs- und Verstärkungs-Schaltung aufzubauen.

Der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Operationsverstärker mit einem Netzwerk aus Widerständen und einem oder mehreren elektronischen oder mechanischen Schaltern so zu schalten, daß der Operationsverstärker nicht nur mit gleichem Verstärkungsfaktor abwechselnd invertierend (in der einen) und nicht invertierend (in der anderen Periodenhälfte) betrieben wird und dadurch das Eingangssignal gleichrichtet", sondern auch noch gleichzeitig bei Bedarf verstärkt (Verstärkungsfaktor V durch Dimensionierung wählbar zwischen 1 und hohen, von den Operationsverstärkereigenschaften begrenzten Werten), die ohmsche Belastung des Schaltungseinganges in beiden Periodenhäiften gieich groB hält (was eine kapazitive Ankopplung des Eingangs erlaubt) und eine möglichst vollkommene Kompensation seiner beiden Eingangsströme erfährt (gleiche ohmsche Last an beiden Eingängen des Operationsverstärkers), um die drei vorgenannten Nachteile der bekannten Schaltung zu vermeiden. Die Umschaltung zwischen dem invertierenden und dem nicht-invertierenden Betrieb des in beiden Arbeitsphasen gegengekoppelten Operationsverstärkers kann auf verschiedene Weise und durch mechanische oder vorzugsweise elektronische Schalter. 7. B. mit Rechteckspannungen angesteuerte Feldeffekttransistoren, erfolgen.

Eine einfache und vorteilhafte Realisierungsmöglichkeit zeigt Fig. 1. Die Eingangsspannung u'_e wird über den Kondensator C zur Abtrennung der Gleichspannungskomponente an die Gleichrichterschaltung gelegt. Diese wird gesteuert durch einen Schalter mit dem Durchlaßwiderstand r, z.B. in Form eines Feldeffekttransistors, dessen gate an einer passend gewählten Rechteckspannung gewünschter Phasenlage zum Eingangssignal u, liegt. Ist der Schalter geöffnet (Widerstand praktisch als unendlich groß anzusehen, auch bei

stärkt der Operationsverstärker OP invertierend, d. h. unter Vorzeichenumkehr, mit dem Faktor V = ■-*» .

Beide Eingänge des Operationsverstärkers OPIiegen an Masse, der invertierende virtuell. Die Widerstände R. und R- sind nahezu stromlos und ohne wesentlichen Einfluß auf die Schaltung. Lediglich die richtige Kompensation der OP-Eingangsströme erfolgt unter Mitwirkung dieser Widerstände. Ist der Schalter geschlossen, so liegt der nichfc-invertierende OP-Eingang über den Spannungsteiler aus rund R^ mit r < R-nahezu an der Eingangsspannung u* Durch die Gegenkopplung des jetzt nicht-invertierend arbeitenden OP kommt dessen invertierender Eingang auf die gleiche Spannung, so daß nunmehr der Widerstand R_e bis auf den geringen Spannungsabfall an r als fast

Dieser Betrieb eines Operationsverstärkers ist in Form eines nicht verstärkenden reinen Gleichrichters (mit andersartiger Beschaltung) bereits aus der erwähnten deutschen Offenlegungsschrift Nr. 21 50 888 bekannt Daß es sich auch bei der

1 ^Hf

abwechselnd invertierenden und nicht-invertierenden Operationsverstärkerbetriebs handelt ist dort allerdings nicht angegeben und offenbar so abstrahiert nicht erkannt worden.

stromloser, lediglich den Differenzeingangswiderstand des OP verringernder Shut zwischen den beiden OP-Eingängen eine untergeordnete Rolle gespielt. Eine längere Rechnung zeigt erstens, daß die ohmsche •i Belastung des Kondensators C in beiden Periodenhälften bei idealem OP exakt gleich ist, d. h. daß dieser Kondensator keine Gleichstromaufladung durch Änderung der Amplitude des Wechselspannungssignals u₍. erfährt, wenn

R . ~ R₁.

gewählt wird, und zwar unabhängig von den übrigen Widerständen R . R_g und vor allem auch von r.

·-. Zweitens zeigt diese Rechnung, daß auch bei Berücksichtigung eines endlichen Schalter-Durchlaßwiderstands r bei idealem Operationsverstärker die Forderung nach wählbar, für beide Periodenhälften gleicher Verstärkung V verschiedenen Vorzeichens ebenfalls

:■' exakt erfüllt ist. wenn man dimensioniert:

und

D

I -

2r

Drittens zeigt sie. daß mit dieser Dimensionierung zusammen mit R* = R_e bereits automatisch in guter, praktisch ausreichender Näherung die dritte Forderung nach richtiger Eingangsstromkompensation des OP. also nach gleichen ohmschen Quellwiderständen an seinen beiden Eingängen, in beiden Periodenhälften erfüllt ist. Die relative Abweichung der beiden Quellwiderstände von ihrem Mittelwert beträgt nur etwa ^ ,also z. B. 1% bei r = 100 Ω und R_r =

was angesichts üblicher mindestens so hoher Abweichungen der beiden OP-Eingangsströme voneinander keine wesentliche Verschlechterung bedeutet.

in Kaenn/lo

nach verstärkung benötigt, kann der Widerstand /?_ als Sonderfall unendlich groß gewählt, d. h. weggelassen werden. Obige Formeln ergeben nach entsprechender Umformung für den Gegenkopplungswiderstand:

R.

und für die Verstärkung:
1

V =

Ir R.

also einen Wert dichter unter 1 (geringfügige Signalschwächung bei der Gleichrichtung).

Eine andere im ganzen ungünstigere Ausführungs-

bO möglichkeit zeigt F i g. 2. Diese ähnelt der Schaltung in der erwähnten Offenlegungsschrift 21 50 888, unterscheidet sich aber in der Funktion von dieser durch die wählbare Verstärkung > 1 und durch gleiche ohmsche Belastung des Eingangs (des Koppelkondensators Q in beiden Periodenhälften. Im Gegensatz zur Schaltung nach F i g. 1 ist hier allerdings keine auch nur angenäherte Gleichhaltung der ohmschen Quellwiderstände der beiden OP-Eingänge zur Emgangsstrom-

kompensation für beide Periodenhälften möglich. Man muß daher je nach Qualität des OP möglichst niedrige Beschaltungswiderstände wählen, soweit das andererseits möglichst groß gewünschte Verhältnis dieser Widerstände zu den nicht beliebig wählbaren exemplar- und umweltabhängigen Schalter-Durchlaßwiderstände η und ο (Widerstand je eines Feldeffekttransistors im eingeschalteten Zustand) dies zuläßt.

Die Funktionsweise dieser Schaltung nach Fig. 2 ist der zu F i g. I erläuterten ähnlich, kann daher hier abgekürzt erklärt werden. Die invertierende Arbeitsphase liegt vor im eingeschalteten Zustand des Schalters 1 mit dem Durchlaßwiderstand n. Beide OP-Einpänge haben dann nahezu Erdpotential bis auf den Bruchteil n/(Ri + n) der Eingangsspannung u,s der am Spannungsteiler aus R₁ und r· abgegriffen wird. R ist wieder fast stromlos und in dieser Phase von untergeordneter Bedeutung. Die Verstärkung V ist infolge des Spannungsabfalls an Γ: hier etwas kleiner als Κ,ν/ί,. (gen.iue Formel s. u.). In der nicht-invertierenden Phase ist Schalter 1 geöffnet, so daß die Eingangsspannung (/,· bis auf den geringen Spannungsabfall des OP-Eingangs Stroms an /?, am nicht-invertierenden OP-Eingang liegt. Die Verstärkung beträgt

Die Widerstände R, und /?, sind fast stromlos und wm untergeordneter Bedeutung in dieser Arbeitsphase. Der synchron, aber gegenphasig zu Schalter I geschaltete Schalter 2 mit dem Durchlaßwiderstand r- ist in dieser Phase geschlossen und sorgt durch Anschalten des richtig bemessenen Ableitwiderstandes R, zwischen Masse und Ausgangsseite des Koppelkondensators Γ dafür, daß dieser in beiden Arbeitsphasen (Periodenhälften) an die gleiche ohmsche Last angeschlossen ist. sich also nicht unzulässig gleichstrommäßig auflädt abhang·? von der Amplitude der Eingangswechselspannung u,-Ohne Rq wäre der Koppelkondensator C in dieser nicht-invertierenden Phase nahezu stromlos, während

Null) in der invertierenden Phase der Kondensatorstrom angenähert gleich dem Quotienten aus u.. und der Parallelschaltung aus R,- und R, ist. um dann in den nachfolgenden invertierenden Phasen so lange bis Null abzuklingen, bis der Kondensator C ausgangsseitig aufgeladen ist auf den arithmetischen Mittelwert des Wechselspannungsanteils von u',-. genommen über die zur invertierenden Phase gehörende Periodenhälfte. Diese Gleichspannung würde von der als Zerhacker arbeitenden Gleichrichterschaltung in eine schädliche Ausgangs-Wechselspannung verwandelt. Die beiden Forderungen nach gleicher Verstärkung Vund gleicher ohmscher Belastung des Koppelkondensators C in beiden Halbperioden werden, idealer OPvorausgesetzt. exakt erfüllt bei folgender Dimensionierung:

R. = (I - Il R

R. =

R₁, =

R₁

R_r - Zr₁

R_r - R_r

R₁₁ - R-

Besonders bei Anwendung der Gleichrichterschaltung nach F i g. I oder 2 als Demodulator in Gleichspannungs-Zerhackerverstärkern kann eine gemischt proportional-integrierend wirkende Gegenkopplung des Gleichrichter-Operationsverstärkers OP ein wesentlicher Vorteil sein, weil dadurch die Fehlspannungen und Driften nachfolgender Gleichspannungsverstärkerbausteine praktisch vollständig unschädlich gemacht werden — ohne daß Zerhackerreste und ähnliche höherfrequente Eingangs-Störspannungen unnötig verstärkt werden — und weil dadurch ohne Mehraufwand die Schleifenverstärkung des Zerhackerverstärkers für niedrige Frequenzen und besonders für Gleichspannung auf extrem, hohe Werte gebracht werden kann zugunsten der Linearität und bei üblicher Elektrometergegenkopplung auch zuungunsten des Eingangswiderstandes des Zerhackerverstärkers. Um diese gemisch' proportional-integrierende Wirkung zu erreichen, genügt es, mit dem Gegenkoppiungswiderstand A\. (siehe Fig. I und 2) einen Kondensator C\- in Reihe zu schalten, R_f also durch die Anordnung nach F i g. 3 /u ersetzen. Der Proportionalanteil der Verstärkung bleibt in beiden Halbperioden gleich, die Integrationskonstante unterscheidet sich etwas.(In der invertierenden Phase lädt der höhere Strom = JJ' den Gegenkopplungskon-

dcnsator C_f schneller auf als der kleinere Strom = _R' in

der nicht invertierenden Phase.) Diese Effekt ist jedoch harmlos und ergibt bei konstantem Rechtecksignal u,-keine zusätzliche Ausgangs-Rechteckspannung. sondern lediglich anstelle eines linearen Anstiegs von u, eine zwar geknickte, aber sprungreife Ausgangsspannunp »., aus Stücken unterschiedlicher Steigung, also eine 'etige, nur nicht überall differenzierbare Funktion. Fig. 4 zeigt ein Beispiel. Im Falle der Schaltung nach F ι g. I muß zusätzlich in Kauf genommen werden, daß die OP-Stromkompensation weniger genau wird bei Zwischenschaltung eines Gegenkopplungskondensators Cf, denn der Gleichstrom-Quellwiderstand d?s invertierenden Eingangs steigt von etwa R R? nahezu auf Hpn Wpri ß nhnp rlaR sirh Her Oiiellwiderstand des nicht-invertierenden Eingangs ändert. Sollte eine stärkere Begrenzung der Gleichspannungsverstärkung erwünscht sein, als die durch die endliche offene Verstärkung des Gleichrichter-Operationsverstärkers OP bewirkte, kann noch ein (relativ hochohmiger) Widerstand R_n nach F i g. 5 parallel zu Q oder nach Fig. 6 parallel zur Reihenschaltung aus Q und einem Widerstand R\- gelegt werden. (Es ist dann R_f R_r = R_f zu dimensionieren.) Liegt keine äußere Gleichstromgegenkopplung vor. so muß bei integrierender Beschallung ein solcher Parallelwiderstand R_: oder ein anderer Gleichspannungs-Gegenkopplungsweg vorgesehen werden.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere in der Möglichkeit, mit einfachen Mitteln eine wählbare Verstärkung und/oder Integration und gleichzeitig Synchron-Gleichrichtung bei einfacher kapazitiver Abtrennung der Eingangswechselspannung von einer ihr überlagerten Gleichspannung zu erreichen und im Falle einer Ausführung nach F i g. 1 die Fehler durch Eingangsströme des benutzten Operationsverstärkers exemplarunabhängig weitgehend kompensie- ; ren zu können.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. R_ = —

   1 -

   It

   R.

   io

   Patentansprüche:

   1, Synchron-GIeichrichter unter Benutzung eines Schalters, vorzugsweise eines Feldeffekttransistors und eines gegengekoppelten Operationsverstärkers, der abwechselnd (vorzugsweise während einer Hälfte der Schaltperiodendauer) invertierend und (in der anderen Periodenhälfte) nicht-invertierend mit gleichem Verstärkungsfaktor betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Verstärkungsfaktor — auch über 1 hinaus — durch Dimensionierung wählbar zwischen etwas unter 1 und hohen Werten einstellbar ist, so daß der Synchrongleichrichter gleichzeitig als Verstärker arbeiten kann, daß die ohmsche Belastung des Schaltungseingangs in beiden Schaltphasen durch geeignete Dimensionierung gleich groß eingestellt werden kann (ermöglicht kapazitive Ankopplung) und daß die beiden Operationsverstärker-Eingangsströme durch annähernd gleich große ohmsche Belastung der beiden Operationsverstärkereingänge weitgehend kompensiert werden können, erreicht durch Verbinden des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers (OP, s. Fig. 1) über einen ersten, nach technologischen Gesichtspunkten wählbaren Widerstand (Re) mit dem Schaltungseingang, über einen zweiten Widerstand (R_g) mit dem Ausgang, wodurch der Verstärkungsfaktor K = -=?- festgelegt wird, und über einen dritten Wider- ^w

   stand (R-) mit dem SigB'I-Bezugsnullpunkt (»Erde«) sowie durch Verbinden des nicht-invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers (OP) über einen vierten Widerstand (R₊), der mit js Rücksicht auf die oben genannte Gleichheit der ohmschen Belastungen möglichst genau die gleich dem ersten Widerstand (Re) gewählt werden sollte, mit »E. Je«· und über einen zum Meßsignal synchron gesteuerten Schalter (z.B. Feldeffekttransistor, möglichst kleiner Restwiderstand r im eingeschalteten Zustand) mit dem Schaltungseingang, wobei der dritte Widerstand exakt oder angenähert nach der Beziehung

   40

   bzw. bei Verwendung der zweckmäßigen Di- vi mcnsionierung R+ = R_t (s.o.) nach

   t\ _ — IT""

   bemessen wird.

   2. Synchron-GIeichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Sonderfall der dritte Widerstand (R=) weggelassen wird (/?, -«, Verbindung unterbrochen), so daß für den zweiten Widerstand der Wert

   angestrebt werden sollte (Näherung: R₀ = R_p)

   und die Verstärkung den Wert

   V=

   dicht unter 1 annimmt (leichte Signaiabschwächung). 3. Synchron-GIeichrichter unter Benutzung u.a. eines Schalters, vorzugsweise eines Feldeffekttransistors, und eines gegengekoppelten Operationsverstärkers, der abwechselnd (vorzugsweise während der Hälfte der Schaltperiodendauer) invertierend und (in der anderen Periodenhälfte) nicht-invertierend mit gleichem Verstärkungsfaktor betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Verstärkungsfaktor V — auch über 1 hinaus — durch Dimensionierung wählbar zwischen 1 und hohen Werten einstellbar ist, so daß der Synchron-GIeichrichter gleichzeitig als Verstärker betrieben werden kann und dadurch, daß die ohmsche Belastung des Schaltungseingangs in beiden Schaitphasen durch geeignete Dimensionierung gleich groß eingestellt werden kann (ermöglicht kapazitive Ankopplung), erreicht durch Verbinden des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers {OP, s. F i g. 2) über einen ersten Widerstand (Rc) mit dent Schaltungseingang, über einen zweiten Widerstand (R_g) mit dem Ausgang und über einen dritten Widerstand (R-) mit dem Signal-Bezugsnullpunkt (»Erde«), ferner durch Verbinden des nicht-invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers (OP) über einen vierten Widerstand (R_r) mit dem Schaltungseingang und über einen ersten zum Meßsignal synchron gesteuerten Schalter (z. B. Feldeffekttransistor, möglichst kleiner Restwiderstand η im eingeschalteten Zustand) mit »Erde« sowie durch Verbinden des Schaltungseingangs über einen fünften Widerstand (Rq) in Reihe mit einem zweiten Schalter (z. B. Feldeffekttransistor, möglichst kluiner Restwiderstand r₂), der synchron gegenphasig gesteuert wird (stets ein Schalter aus-, der andere eingeschaltet) mit »Erde«, wobei R- und R,'m technologisch vernünftigen Grenzen frei gewählt werden können, aber die Beziehungen

   + r,

   R.

   R₁ + R_

   •κ,-

   möglichst genau eingehalten werden sollten.

   4. Synchron-GIeichrichter nach Anspruch I bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der reinen Proportional-Verstärkung eine gemischt proportional-integrierende Übertragungsfunktion eingeführt wird unter Steigerung der Gleichspannungsverstärkung nahezu auf den Wert der Verstärkung des nicht gegengekoppelten Operationsverstärkers (OP), indem der ohmsche Gegenkopplungswiderstand (R₁,) durch die Serienschaltung aus einem Widerstand gleicher Größe (R_f) mit einem Gegenkopplungskondensator (Cf) ersetzt wird (s. Fig.3), wobei auf genaue gegenseitige Kompensation der Verstärker-Eingangsströme verzichtet werden muß.

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   5, Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Proportional-Verstärkung durch eine gemischt proportional-integrierende Übertragungsfunktion ersetzt wird unter Steigerung der Gleichspannungsverstärkung auf einen einstellbaren höheren Wert, aber unter Beibehaltung einer Gleicbstromgegenkopplung vom Ausgang zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP), erreicht durch Ersatz des ohmschen Gegenkopplungswiders tandes (R_g) durch ι ο eine Schaltung, die entweder aus der Serienschaltung eines Widerstands gleicher Größe (R_e) mit der Parallelschaltung eines Gegenkopplungskondensators (Cg) und eines Parallelwiderstands (R_p) (s, Fig.5) oder aus der Parallelschaltung eines Parallelwiderstands (R_p) mit der Serienschaltung eines Gegenkopplungswiderstands