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Modulator in Trägerfrequeni-MePverstärkern Die vorliegende Erfindung
betrifft einen Modulator in Trägerfrequenz-Meßverstärkern, die dazu dienen, die
aus Aufnehmern kommenden amplituden-olodulierten meßsignale zu verstärken, vorzeichenrichtig
gleichzurichten, zu filtern und zur Anzeige zu bringen. Die Aufgabe der vorzeichenrichtigen
Gleichrichtung übernimmt dabei ein operativer, phasenselektiver Modulator, der deswegen
eine vorzeichenrichtige Gleichrichtung bewirken soll, weil bei Verwendung von Trägerfrequenz-l1eSverstärkern
zur Anzeige der Meßsignale, die z.B. von Dehnungsrdeßstreifen erzeugt werden, eine
Dehnung dieser Dehnungsmeßstreifen ein positives Signal erzeugen soll, während eine
Stauchung ein negatives Signal erzeugen soll, nachdem die Gleichrichtung erfolqt-ist.
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U.h. also, daß die aus den Aufnehmern kommenden ar#plitudenmodulierten
IJechselstrom-tießsi-gnale bei einer Stauchung gegelber einer Dehnung um 1800 phasenverschoben
sind und daß nach Gleichrichtung für die Dehnung ein positives Signal zur Anzeige
gebracht werden soll und bei einer Stauchung ein negatives Signal.
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Bei den bekannten Geräten dieser Art war die Konstanz und die Linearität
eines Trägerfrequenz-Meßsystems dadurch begrenzt, daß sich der phasenselektive Modulator
nicht in einen stabilisierenden Gegenkopplungskreis einbeziehen ließ. Geeignete
Schaltungen waren zwar bekannt, aber ihre praktische Realisierung war umständlich
und unwirtschaftlich. Beim Einsatz von Ringniodulatoren z.B. waren zur Erzielung
hoher Linearitäten hohe Vorstrbme notwendig, welche sich bezi1glich der erreichbaren
ttullpunktkonstanz ungünstig auswirkten.
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Bei einer anderen bekannten Ausführungsform, bestehend aus Transistormodulatoren,
erreichte man zwar eine bessere tiullpunktkonstanz,
mußte dagegen
Beschränkungen in der erreichbaren Linearität in Kauf nehmen.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, diese erwähnten Nachteile
zu vermeiden und einen operativen, phasenselektiven Modulator zu schaffen, zur vorzeichenrichtigen
Gleichrichtung von Meßsignalen, der es erlaubt, in Trägerfrequenz-t4eßverstärkern
eine hohe Linearität zu erzielen, sowie eine gute Nullpunktkonstanz bei geringem
Bauaufwand und damit geringem Herstellungspreis. Dies wird erfindungsgemäß dadurch
erreicht, daß ein operativer Verstärker vorgesehen ist, mit einem ersten Widerstand,
der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang geschaltet ist, während
je ein weiterer Widerstand zwischen der Eingangsspannungseingabe und dem invertierenden
Eingang bzw. dem nichtinvertierenden Eingang geschaltet ist und daß ein restspannungsfreies
Schaltelement zwischen dem nichtinvertierenden Eingang und der Masse geschaltet
ist, das durch ein Rechtecksignal gesteuert ist, dessen Phasenlage mit derjenigen
der Eingangsspannung gleich bzw. um 1800 verschoben ist und das Schaltelement so
steuert, daß bei den negativen Halbwellen des Rechtecksignals das Schaltelement
leitend ist und bei den positiven Halbwellen sperrt bzw. umgekehrt und dadurch die
phasenselektive- und vorzeichenrichtige Gleichrichtung bewirkt. In weiterer Ausgestaltung
der Erfindung ist vorgesehen, daß die drei erwähnten Widerstände den gleichen Wlderstandswert
aufweisen. Gemäß einer bevorzugten Ausfuhrungsform besteht das Schaltelement aus
einem Feldeffekttransistor.
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Im folgenden wird die Erfindung anhand eines beispielsweisen Schaltbildes
näher erläutert.
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Wie man auf diesem Schaltbild erkennen kann, weist der operative Verstärker
V einen invertierenden Eingang I auf, einen nicht invertierenden Eingang II und
einen Ausgang III. Ein widerstand R. 1 ist zwischen den invertierenden Eingang I
und den Ausgang III geschaltet. Die Fingangsspannungseingabo
UE
ist über einen Widerstand R.2 mit dem invertierenden Eingang I des operativen Verstärkers
V verbunden sowie über den Widerstand R.3 mit dem nicht invertierenden Eingang II
des operativen Verstärkers V. Ferner ist eine Verbindung vorgesehen zwischen dem
nicht invertierenden Eingang II des operativen Verstärkers V und der tasse über
ein Schaltelement eines Feldeffekttransistors T.1 in Form.
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Setzt man nun voraus, daß die lliderstande R.1, R.-2, R.3 alle den
gleichen Quert R haben, daß der Eingangswiderstand des operativen Verstärkers V
gegen unendlich geht, ebenso wie sein Verstärkungsfaktor und schließlich, daß der
Ausgangswiderstand RA des operativen Verstärkers V gegen Null geht, dann ergibt
sich nach einiger Rechnung die Gleichung:
wobei RT der Widerstand des Schaltelementes in seinem leitenden und seinem nicht
leitenden Zustand darstellt.
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Nehmen wir an, daß das Schaltelement T.1 leitet, dann geht der Widerstand
RT gegen Null und es ergibt sich: UA = UE (-1) = Ui Ist das Schaltelement T.1 nicht
leitend, dann geht sein Widerstand RT gegen unendlich und es erqibt sich: UA = UEx
(2 1) = 1 UE Es folgt daraus , daß, wenn die positive Halbwelle der @ ingangsspannung
am Lingang UE mit der negativen Halbwelle des
Rechtecksignals SR
in Phase liegt, diese positive Halbwelle als negative Schwellspannung am Ausgang
UA erscheint.
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Da bei der positiven Halbwelle des Rechtecksignals SR das Schaltelement
T.1 sperrt, wird die negative Halbwelle der Eingangsspannung am Eingang UE mit demselben
Vorzeichen weitergeleitet und es ergibt sich in diesem Falle eine negative Gleichspannung
(gestrichelt dargestellt), deren Vorzeichen angibt, daß es sich um eine Stauchung
von Dehnungsmeßstreifen z.B. handelt und deren Größe über das Maß der Stauchung
Auskunft gibt. Liegt umgekehrt die negative Halbwelle der Eingangsspannung am Eingang
UE mit der negativen Halbwelle des Rechtecksignals # SR in Phase, dann erscheint
die negative Halbwelle der Eingangsspannung als positive Halbwelle am Ausgang UA,
da ja eine Vorzeichenumkehrung auftritt, wenn das Schaltelement T.1 leitend ist.
Die positive Halbwelle wird wiederum vorzei chengl ei ch weitergeleitet und es ergibt
sich eine positive Ausgangsspannung am Ausgang UA, die durch ihr positives Vorzeichen
angibt, daß es sich um eine Dehnung bei Dehnungsmeßstreifen z.B. handelt und deren
Höhe ein Maß für die Größe der Dehnung ist. Selbstverständlich kann das Schaltelement
T.1 auch genau im umgekehrten Rhythmus leitend bzw. nichtleitend sein, es verändert
sich dadurch nur das Vorzeichen der Ausgangsspannung U.
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Es sei noch bemerkt, daß sich aus den Voraussetzungen für die oben
erwähnten Gleichungen ergibt, daß das Schal tel er'.ent T.1 restspannungsfrei sein
muß, damit der Modulator gemäß der Erfindung einwandfrei arbeitet. Aus diesem Grunde
sind normale Schalttransistoren nicht geeignet, sondern nur Feldeffekttransistoren
oder ähnliche kontaktlose Schalter bzw.
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kontaktbehaftete Schalter, falls sie in der Lage sind, die Schaltvorgänge
dulcllzufühlen, die durch das Rechtecksignal SR ausgelöst werden.
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Aus Versuchen hat sich ergeben, daß der Modulator einslandfrei arbeitet
und eine verbleibende Nichtlinearität und Nullpunktinkonstanz unter 5 x 10 4 zu
erreichen erlaubt, wenn die Widerstände R.1, R.2, R.3 mit einem Wert von 10 k# gewählt
werden, der operative Verstärker V einen Eingangswiderstand R von ungefähr ein MQ
aufweist und einen Ausgangswiderstand RE von ungefähr 5 bis 10 Q, sowie einen Verstärkungsfaktor
A von 5 bis 10 x 104. Mit diesen Elementen und einem Feldeffekttransistor, der in
seinem leitenden Zustand einen Widerstand von etwa 10 Q aufweist und in seinem nichtleitenden
Zustand einen Widerstand von 1010 Q sind die genannten Ergebnisse zu erzielen.
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Alle in den Unterlagen offenbarten Angaben und Merkmale werden, soweit
sie gegenüber dem Stand der Technik einzeln oder in Kombination neu sind, als erfindungswesentlich
beansprucht.