DE2361715A1

DE2361715A1 - Synchron-gleichrichter und verstaerker

Info

Publication number: DE2361715A1
Application number: DE2361715A
Authority: DE
Inventors: Guenter Dr Ing Warnemuende
Original assignee: ULRICH KNICK ELEKTRONISCHE MES
Current assignee: ULRICH KNICK ELEKTRONISCHE MES
Priority date: 1973-12-12
Filing date: 1973-12-12
Publication date: 1975-06-19
Also published as: DE2361715B2; DE2361715C3

Description

Synchron-Gleichrichter und Verstärker

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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur vorzeichenrichtigen Synchron-Gleichrichtung und gleichzeitigen einstellbaren Verstärkung einer Wechselspannung vorzugsweise in Kombination mit einer vorherigen Trennung dieser Wechselspannung von einer ihr überlagerten Gleichspannung.

Diese Aufgabe besteht bei vielen Messgeräten, z. B. bei synchronisierten Wechselspannungsverstärkern (sog. "lock-in"-Verstärkern) oder bei der Wiedergleichrichtung des modulierten Signals in Gleichspannungs-Zerhackerverstärkern. Die gleichzurichtende Wechselspannung ist im letzten Fall meist klein und annähernd rechteckförmig.

Neben selbstverständlichen, allgemein gewünschten Eigenschaften wie einfachem und zuverlässigem Aufbau usw. wird von derartigen Synchron-Gleichrichtern vor allem gefordert, daß die Eingangswechselspannung in der einen Periodenhälfte nach Möglichkeit unabhängig von ihrer Amplitude proportional ohne Vorzeichenumkehr, in der anderen Periodenhälfte mit dem gleichen Proportionalitätsfaktor, aber mit vertauschtem Vor- . zeichen übertragen wird. Eine Ungleichheit der beiden Verstärkungsfaktoren hätte insbesondere im häufigsten Fall des Zusammenfallens der Nulldurchgänge der Eingangswechselspannung mit dem Wechsel von einer Gleichrichter-Schaltperiodenhälfte zur anderen verstärkte Restwechselspannung am Ausgang zur Folge, die nachträglich meist nicht ohne Nachteile - etwa für die Grenzfrequenz des Geräts - beliebig stark ausgesiebt werden kann. Die Forderung nach einer auch von der Eingangsamplitude möglichst unabhängigen Proportionalität bis zur Amplitude Null herunter ■ bedeutet, daß der Gleichrichter selbst möglichst keine Spannung an . seinem Ausgang erzeugen soll, wenn das Eingangssignal Null ist. Vor allem die Veränderung einer solchen Störspannung mit der Zeit oder der Temperatur ist schädlich.

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Es gibt zahlreiche Lösungen für dieses Problem, meist recht aufwendige und/oder unvollkommene, z..B. Ringmodulatoren und Zweiweg-rTransistorzerhackerschaltungen mit nachgeschaltetem Verstärker. In der deutschen Offenlegungsschrift 2 150 888 ist bereits ein Gleichrichter vorgeschlagen, der mit- einem restspannungsfreien Schalter, z. B. einem Feldeffekttransistor, und einem ge gen gekoppelt en Operationsverstärker arbeitet". Diese Schaltung hat jedoch folgende Nachteile:

1. Es ist bei dieser Schaltung unzulässig, die Eingangs-Wechselspannung von der ihr überlagerten Gleichspannung, die in elektronischen Wechselspannungsverstärkern praktisch stets auftritt, durch einen Koppelkondensator - als einfachste Möglichkeit - im Eingang dieser Gleichrichterschaltung zu trennen. Die Gleichrichterschaltung würde nämlich diesen Kondensator bei Auftreten einer Eingangs-Wechselspannung entsprechend der vorliegenden Zeitkonstante mehr oder weniger schnell um einen der Wechselspannungsamplitude proportionalen Betrag aufladen. Die so am Eingang der Gleichrichterschaltung, entstandene Gleichspannung wird zerhackt und ergibt z.B. im Falle einer rechteckförmigen Eingangswechselspannung am Ausgang zusätzlich zur erwünschten Gleichspannung eine überlagerte Wechselspannung gleicher Amplitude, d. h. resultierend eine zwischen Null in der einen Periodenhälfte und dem doppelten Wert der Wechselspannungsamplitude in der anderen Periodenhälfte pulsierende Spannung (Einweggleichrichtung). Der naheliegende Ausweg, hinter den Koppelkondensator zur Ableitung des Gleichstroms einen Widerstand nach Masse zu schalten, hätte ebenfalls schwere Nachteile: Diese Massnahme kann prinzipiell keine Beseitigung, sondern nur eine Milderung des störenden Aufladungseffekts bewirken. Damit diese Verbesserung praktisch ausreicht, muß der Ableitwiderstand sehr klein gegen die mit Rücksicht auf die Verstärkerstörströnae nicht beliebig großen Operationsverstärker-Beschaltungswiderstände sein. Damit wird ein sehr großer (teurer) Koppelkondensator erforderlich, und der Ausgang des Wechselspannungsvorverstärkers wird durch den niederohmigen Ableitwiderstand sehr stark belastet.

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Das Verhältnis der beiden mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbundenen Widerstände muß einen bestimmten Wert nahe 1 - bei idealem Schalter genau 1 - haben, damit eine Zweiweggleichrichtung mit gleichem Verstärkungsfaktor für beide Periodenhälften erreicht wird. Dieser Verstärkungsfaktor ist dann aber 1, d.h. die Schaltung verstärkt nicht. Die bei den meisten Anwendungen erforderliche Verstärkung der gleichgerichteten Spannung muß durch einen weiteren nachgeschalteten Verstärker besorgt werden. Erstens steigt dadurch der Aufwand, zweitens addiert sich die Fehlspannung (Offset spannung)des Nachverstärkers und seine Drift ungeschwächt zu den entsprechenden Werten des Gleichrichter-Operationsverstärkers.

3. Eine Kompensation der Störstromfehler (durch gleiche Quellwiderstände an beiden Operationsverstärkereingängen) des Gleichrichter-Operationsverstärkers in beiden Periodenhälften ist nicht möglich. Eine störende Restwechselspannung am Ausgang der Gleichrichterschaltung auch bei fehlender oder kleiner, genau rechteckförmiger Eingangs wechselspannung ist die Folge.

Mit der vorliegenden Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, unter Vermeidung der eben genannten Nachteile 1 bis 3 mit möglichst geringem technischem Aufwand eine phasengesteuerte. Gleichrichtungs- und Verstärkungs-Schaltung aufzubauen.

Der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung (ein verschiedene Lösungen zulassendes Prinzip) besteht darin, einen Operationsverstärker abwechselnd invertierend (in der einen) und nicht-invertierend (in der anderen Periodenhälfte) mit jeweils dem gleichen wählbaren Verstärkungsfaktor zu betreiben, wobei vorzugsweise zur Ermöglichung einer einfachen kapazitiven Abkoppelung einer überlagerten Eingangsgleichspannung die Eingangs-Stromaufnahme der Gleichrichterschaltung in beiden Periodenhälften gleich groß

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gehalten wird. Die Umschaltung zwischen dem invertierenden und dem nicht-invertierenden Betrieb des in beiden Arbeitsphasen gegengekoppelten Operationsverstärkers kann auf verschiedene Weise und durch mechanische oder vorzugsweise elektronische Schalter, z. B. mit Rechteckspannungen angesteuerte Feldeffekttransistoren, erfolgen.

Eine einfache Realisierungsmöglichkeit zeigt Fig. 1. Die Eingangsspannung u'e wird über den Kondensator C zur Abtrennung der Gleichspannungskomponente an die Gleichrichterschaltung gelegt. Diese wird gesteuert durch einen Schalter mit dem Durchlasswiderstand r, z.B. in Form eines Feldeffekttransistors, dessen gate an einer passend gewählten Rechteckspannung gewünschter Phasenlage zum Eingangssignal u_e liegt. Ist der Schalter geöffnet (Widerstand praktisch als unendlich groß anzusehen, auch bei richtig angesteuerten Feldeffekttransistoren), so verstärkt der Operationsverstärker OP invertierend, d. h. unter Vorzeichenumkehr, mit dem Faktor V = ^RS/^Re· Beide Eingänge des Operationsverstärkers OP liegen an Masse, der invertierende virtuell. Die Widerstände R₊ und R_ sind nahezu stromlos und ohne wesentlichen Einfluss auf die Schaltung. Lediglich die richtige Kompensation der OP-Eingangsströme erfolgt unter Mitwirkung dieser Widerstände. Ist der Schalter geschlossen, so liegt der nicht-invertierende OP-Eingäng über den Spannungsteiler aus r und R₊ mit r « R₊ nahezu an der Eingangsspannung u_g. Durch die Gegenkopplung des jetzt nicht-invertierend arbeitenden OP kommt dessen invertierender Eingang auf die gleiche Spannung, so daß nunmehr der Widerstand R_e bis auf den geringen Spannungsabfall an r als fast stromloser, lediglich den Differenzeingangswiderstand des OP verringernder Shunt zwischen den beiden OP-Eingängen eine untergeordnete Rolle spielt. Eine längere Rechnung zeigt erstens, daß die ohmsche Belastung des Kondensators C in beiden Periodenhälften bei idealem OP exakt gleich ist, d. h. daß dieser Kondensator keine Gleichstromaufladung durch Änderung der Amplitude des Wechselspannungssignals u_e erfährt, wenn

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gewählt wird, und zwar unabhängig von den übrigen Widerständen R_, R„ und vor allem auch von r. Zweitens zeigt diese Rechnung, daß auch bei Berücksichtigung eines endlichen Schalter-Durchlasswiderstands r bei idealem Operationsverstärker die Forderung nach wählbarer, für beide Periodenhälften gleicher Verstärkung V verschiedenen Vorzeichens ebenfalls exakt erfüllt ist, wenn man dimensioniert:

R_g = V-R_e und R.=

1 Zl§_ + —

¹ — Re

Drittens zeigt sie, daß mit dieser Dimensionierung bereits automatisch in guter, praktisch ausreichender Näherung die dritte Forderung nach richtiger Störstromkompensation des OP, also nach gleichen ohmschen Quellwiderständen an seinen beiden Eingängen, in beiden Periodenhälften erfüllt ist. Die relative Abweichung der beiden Quellwiderstände von ihrem Mittelwert beträgt nur etwa /R_e, also z. B. 1 % bei r = 100Λ und R_e = 10 kJl_, was angesichts üblicher mindestens so hoher Abweichungen der beiden OP-Eingangsströme voneinander keine wesentliche Verschlechterung bedeutet.

Wird in besonderen Fällen keine Gleichspannungsnachverstärkung benötigt, kann der Widerstand R_ als Sonderfall unendlich groß gewählt, d. h. weggelassen werden. Obige Formeln ergeben nach entsprechender Umformung für den Gegenkopplungswiderstand:

Re

R und für die Verstärkung:

¹⁺ΪΓ ^e

also einen Wert dicht unter 1 (geringfügige Signalschwächung bei der Gleichrichtung).

Eine andere Ausführungsmöglichkeit zeigt Fig. 2. Diese* ähnelt der

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Schaltung in der erwähnten Offenlegungs-Schrift 2 150 888, unterscheidet sich aber in der Funktion von dieser durch die wählbare Verstärkung 21 und durch gleiche ohmsche Belastung des Eingangs (des Koppelkondensators C) in beiden Periodenhälften. Im Gegensatz zur Schaltung nach Fig. 1 ist hier allerdings keine auch nur angenäherte Gleichhaltung der ohmschen Quellwiderstände der beiden OP-Eingänge zur Störstromkompensation für beide Periodenhälften möglich. Man muß daher je nach Qualität des OP möglichst niedrige Beschaltungswiderstände wählen, 'soweit das andererseits möglichst groß gewünschte Verhältnis dieser Wider-Stände zu den nicht beliebig wählbaren exemplar- und umweltabhängigen Schalter-Durchlasswiderständen r-^ und Γ2 (Widerstand je eines Feldeffekttransistors im eingeschalteten Zustand) dies zuläßt.

Die Funktionsweise dieser Schaltung nach Fig. 2 ist der zu Fig. 1 erläuterten ähnlich, kann daher hier abgekürzt erklärt werden. Die invertierende Arbeitsphase liegt vor im eingeschalteten Zustand des Schalters mit dem Durchlasswiderstand r^. Beide OP-Eingänge haben dann nahezu Erdpotential bis auf den Bruchteil r^/(R_v+r-^) der Eingangsspannung u_e, der am Spannungsteiler aus R_v und r^ abgegriffen wird. R_ ist wieder fast stromlos und in dieser Phase von untergeordneter Bedeutung. Die Verstärkung V ist infolge des Spannungsabfalls an r^ hier etwas kleiner als Rg/R_e (genaue Formel s.u. ). In der nicht-invertierenden Phase ist Schalter 1 geöffnet, so daß die Eingangs spannung u_e bis auf den geringen Spannungsabfall des OP-Eingangsstroms an R_v am nicht-invertierenden OP-Eingang und über die Gegenkopplung RjR. auch am invertierenden OP-Eingang

R
liegt. Die Verstärkung beträgt V = _I_ + 1. Die Widerstände R_e und R_v

R_
sind fast stromlos und von

untergeordneter Bedeutung in dieser Arbeitsphase. Der synchron, aber entgegengesetzt zu Schalter 1 geschaltete Schalter 2 mit dem Durchlasswiderstand Γ2 ist in dieser Phase geschlossen und sorgt durch Anschalten des richtig bemessenen Ableitwiderstands R_a zwischen Masse und Ausgangsseite des Koppelkondensators C dafür, daß dieser in beiden Arbeitsphasen

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(Periodenhälften) an die gleiche ohmsche Last angeschlossen ist, sich also nicht unzulässig gleichstrommäßig auflädt abhängig von der Amplitude der Eingangswechselspannung u . Ohne R^ wäre der Koppelkondensator C in dieser nicht-invertierenden Phase nahezu stromlos, während kurz nach Einsetzen einer Wechselspannung u_e (vorher Null) in der invertierenden Phase der Kondensatorstrom angenähert gleich dem Quotienten aus u_e und der Parallelschaltung aus R_e und R_v ist, um dann in den' nachfolgenden invertierenden Phasen so lange bis Null abzuklingen, bis der Kondensator C ausgangsseitig aufgeladen ist auf den arithmetischen Mittelwert des Wechselspannungsanteils von Ug, genommen über die zur invertierenden Phase gehörende Periodenhälfte. Diese Gleichspannung würde von der als Zerhacker arbeitenden Gleichrichterschaltung in eine schädliche Ausgangs-Wechselspannung verwandelt. Die beiden Forderungen nach gleicher Verstärkung V und gleicher ohmscher Belastung des Koppelkondensators C in beiden Halbperioden werden, idealer OP vorausgesetzt, exakt erfüllt bei folgender Dimensionierung:

R_v Rg

Rg=(V-I)-R. _Re = _i-_Ti-- · __ . R.

Besonders bei Anwendung der Gleichrichterschaltung nach Fig. 1 oder 2 als Demodulator in Gleichsparinungs-Zerhackerverstärkern kann eine gemischt proportional-integrierend wirkende Gegenkopplung des Gleichrichter-Operationsverstärkers OP ein wesentlicher Vorteil sein, weil dadurch die Fehlspannungen und Driften nachfolgender Gleichspannungsverstärkerbausteine praktisch vollständig unschädlich gemacht werden - ohne daß Zerhackerreste und ähnliche höherfrequente Eingangs-Stör span nungen unnötig verstärkt werden - und weil dadurch ohne Mehraufwand die Schleifenverstärkung des Zerhackerverstärkers für niedrige Frequenzen und besonders für Gleichspannung auf extrem hohe Werte gebracht werden kann zugunsten der Linearität und bei üblicher Elektrometergegenkopplung

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auch zugunsten des Eingangswiderstands des Zerhackerverstärkers. Um diese gemischt proportional-integrierende Wirkung zu erreichen, genügt es, mit dem Gegenkopplungswiderstand R_g (siehe Fig. 1 und 2) einen Kondensator C_g in Reihe zu schalten, R„ also durch die Anordnung nach Fig. 3 zu ersetzen. Der Proportionalanteil der Verstärkung bleibt in beiden Halbperioden gleich, die Integrationskonstante unterscheidet sich etwas. (In der invertierenden Phase lädt der höhere Strom ~ _?. den

Gegenkopplungskondensator C„ schneller auf als der kleinere Strom ~ _£ in der nicht invertierenden Phased Dieser Effekt ist jedoch harmlos

und ergibt bei konstantem Rechtecksignal u_e keine zusätzliche Ausgangs-Rechteckspannung, sondern lediglich anstelle eines linearen Anstiegs von u_a eine zwar geknickte, aber sprungfreie Ausgangsspannung u_a aus Stücken unterschiedlicher Steigung, also eine stetige, nur nicht überall differenzierbare Funktion. Fig. 4 zeigt ein Beispiel. Tm Falle der Schaltung nach Fig. 1 muß zusätzlich in Kauf genommen werden, daß die OP-Stromkompensation weniger genau wird bei Zwischenschaltung eines Gegenkopplungskondensators C_g; denn der Gleichs.trom-Quellwiderstand des invertierenden Eingangs steigt von etwa R_j|R„ nahezu auf den Wert R_,

ohne daß sich der Quellwiderstand des nicht-invertierenden Eingangs ändert.

Sollte eine stärkere Begrenzung der Gleichspannungsverstärkung erwünscht sein, als die durch die endliche offene Verstärkung des Gleichrichter-Operationsverstärkers OP bewirkte, kann noch ein (relativ hochohmiger) Widerstand Rp nach Fig. 5 parallel zu C_g oder nach Fig. 6 parallel zur Reihenschaltung aus C₀. und einem Widerstand R' gelegt werden. (Es ist dann RgH Rp = R zu dimensionieren.) Liegt keine äußere Gleichstromgegenkopplung vor, so muß bei integrierender Beschaltung ein solcher Parallelwiderstand Rp oder ein anderer Gleichspannungs-Gegenkopplungsweg vorgesehen werden.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere in der Möglichkeit, mit einfachen Mitteln eine wählbare Verstärkung und/oder

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Integration und gleichzeitige Synchron-Gleichrichtung bei einfacher kapazitiver Abtrennung der Eingangswechselspannung von einer ihr überlagerten Gleichspannung zu erreichen und im Falle einer Ausführung nach Fig. 1 die Fehler durch Eingangsströme des benutzten Operationsverstärkers exemplarunabhängig weitgehend kompensieren zu können.

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Claims

Patentansprüche:

(Γ.ySynchron-Gleichrichter unter Benutzung eines gegengekoppelten Operationsverstärkers und mindestens eines Schalters (vorzugsweise Feldeffekttransistors), dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker das Eingangssignal in der einen Arbeitsphase (Periodenhälfte) mit wählbarem Verstärkungsfaktor größer als 1 invertierend, in der anderen Arbeitsphase (Periodenhälfte) mit dem gleichen Verstärkungsfaktor nicht-invertierend verstärkt.
2. Synchron-Gleichrichter unter Benutzung eines gegengekoppelten Operationsverstärkers und mindestens eines Schalters (vorzugsweise Feldeffekttransistors), dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker das Eingangssignal in der einen Arbeitsphase (Periodenhälfte) mit wählbarem Verstärkungsfaktor invertierend, in der anderen Arbeitsphase (Periodenhälfte) mit dem gleichen Verstärkungsfaktor nicht-invertierend verstärkt und daß er mit seinen ohmschen Beschaltungswiderständen eingangsseitig in beiden Arbeitsphasen als gleich große ohmsche Last wirkt, so daß bei Änderung der Amplitude der Eingangswechselspannung keine Gleichspannungsaufladung an einem Koppelkondensator erfolgt, der zur Abtrennung einer der Nutz-Eingangs wechselspannung überlagerten Gleichspannung vorgeschaltet ist.
3. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die für Eingangsgleichströme wirksamen ohmschen Quellwiderstände am invertierenden und am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP) in beiden Arbeitsphasen in guter Näherung gleich sind.
4. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Gleichrichterschaltung - (siehe Fig. 1) - erforder-

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lichenfalls unter Zwischenschaltung eines Koppelkondensators (C) - über einen Schalter (vorzugsweise Feldeffekttransistor) mit dem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (OP) und über einen Widerstand (R_e) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP) verbunden ist, wobei vom nicht-invertierenden Eingang ein gleich großer Widerstand (R, = R) zum gemeinsamen Erdungspunkt der Schaltung und von diesem ein dritter nach der Erfindung bemessener Widerstand (R_) zürn invertierenden Eingang des Operationsverstärkers geschaltet ist, von dem aus ein vierter nach Maßgabe der gewünschten Verstärkung dimensionierter Gegenkopplungswiderstand (Rg) zum Ausgang des Operationsverstärkers, d. h. zum Ausgang der gesamten Gleichrichterschaltung, gelegt ist.
5. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß vom Eingang der Gleichrichter schaltung (siehe Fig. 2) über einen Koppelkondensator (C) zur Fernhaltung eingangsseitiger Gleichspannung drei Widerstände (R_e, R_v und R_fl ) zum invertierenden und zum nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP) sowie über einen vorzugsweise als Feldeffekttransistor realisierten Schalter (2) zum gemeinsamen Erdungspunkt der Schaltung gelegt sind, welchen ein zweiter, synchron, aber gegensihnig schaltender Schalter (Feldeffekttransistor) (1) mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP) verbindet und daß außerdem vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP). ein Widerstand (R_) zum gemeinsamen Erdungspunkt und ein Gegenkopplungswiderstand (Rg) zum Ausgang des Operationsverstärkers (OP) führt, der zugleich Ausgang der gesamten Schaltung ist, und daß diese 5 Widerstände

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so dimensioniert sind, daß die Verstärkung und der - vom Eingangs-Koppelkondensator (C) aus gesehen - ohmsche Eingangswiderstand der Gleichrichterschaltung in beiden Arbeitsphasen die gleichen Beträge haben.
6. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekenn- ° zeichnet, daß anstelle der reinen Proportional-Verstärkung eine gemischt proportional-integrierende Übertragungsfunktion eingeführt wird unter Steigerung der Gleichspannungeverstärkung nahezu auf den Wert der Verstärkung des nicht gegengekoppelten Operationsverstärkers (OP), indem der ohmsche Gegenkopplungswiderstand (Rp) durch die Serienschaltung aus einem Widerstand gleicher Größe (Rg) mit einem Gegenkopplungskondensator (Cg) ersetzt wird. (Siehe Fig. 3)
7. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Proportional-Verstärkung durch eine gemischt proportional-integrierende Übertragungsfunktion ersetzt wird unter Steigerung der Gleichspannungsverstärkung auf einen einstellbaren höheren Wert, aber unter Beibehaltung einer Gleichstromgegenkopplung vom Ausgang zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP), erreicht durch Ersatz des ohmschen Gegenkopplungswiderstands (R_ff) durch eine Schaltung, die entweder aus der Serienschaltung eines Widerstands gleicher Größe (Rp) mit der Parallelschaltung eines Gegenkopplungskondensators (Cg) und eines Parallelwiderstands (R_p) (siehe Fig. 5) oder aus der Parallelschaltung eines Parallelwiderstands (R_D) mit der Serienschaltung eines Gegenkopplungswiderstands Rg)

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mit einem Gegenkopplungskondensator (C ) (siehe Fig. 6) bestehen kann.
8. Synchron-Gleichrichter nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß auch sämtliche Einzelmerkmale für sich geschützt sein sollen.

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