DE2341761B2 - Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeuges mit einem synchronen linearmotor - Google Patents
Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeuges mit einem synchronen linearmotorInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen
Triebfahrzeuges mit einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter
Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug
angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in Abhängigkeit von der Folsieüüng des Erregers
getakteten ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist
und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenem
elektrischen Meßwerten ermittelt ist.
Als Antriebssysteme für fahrweggebundene Triebfahrzeuge, insbesondere für Schnellbahnen und für
Hochleistungsschnellbahnen im Geschwindigkeitsbereich bis zu 500 km/h, kommen vorzugsweise Linearmo-
oren in Betracht. Unter den verschiedenen Varianten iieses Motortyps zeichnet sich der synchrone Linearmotor
durch einen guten Wirkungsgrad und durch eine einfache Energieübertragung aus. Ein synchroner
Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt ist, wird wegen der
außergewöhnlichen Länge des Stators auch als synchroner Langstatormotor bezeichnet. Im folgenden ist mit
dem Begriff »Linearmotor« stets ein solcher Langstatormotor gemeint.
Ein synchroner Linearmotor besteht aus einer Wanderfeldwicklung und einem Erreger (Arch. f.
Eleklrotechn. Bd, 55, Heft 1 [1972], S. 13 bis 20). Auf dem
Triebfahrzeug ist als mitbewegter Erreger (Translator) entweder eine von Gleichstrom durchflossene Erregerwicklung,
die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstrecken kann, oder ein Permanentmagnet angeordnet.
Eine Wanderfeldwicklung (Stator) ist entlang der Trasse verlegt. Die Wanderfeldwicklung, die in anderem
als Mehrphasenwicklung ausgebildet ist, erzeugt nach Maßgabe der eingestellten Spannung und Frequenz ein
in Längsrichtung der Trasse laufendes Wanderfeld, welches das Triebfahrzeug treibt.
Die gesamte Fahrstrecke ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, wobei jedem Streckenabschnitt
eine Mehrphasenwicklung des Stators zugeordnet ist, und die einzelnen Statoren des so
gebildeten vielteiligen synchronen Linearmotors sind von einer Anzahl von steuerbaren statischen Umrichtern,
die entlang der Trasse verteilt angeordnet sind, mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist. Die
Umrichter werden jeweils in Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers (Translator) getaktet.
Bei der Speisung eines synchronen Linearmotors über einen steuerbaren Umrichter sollen mögliche
elektromechanische Pendelungen des Synchronmotors durch eine überlagerte Regelung ausreichend gedämpft
werden. Ein Kippen des Synchronmotors, das z. B. durch einen Lastanstieg bewirkt werden kann, muß mit
Sicherheit ausgeschlossen sein. Der Synchronmotor sollte möglichst im optimalen Arbeitspunkt bei geringen
ohmschen Verlusten betrieben werden.
Zur Einhaltung dieser Bedingungen ist die laufende Erfassung des Betriebszustands des synchronen Linearmotors erforderlich. Für die Steuerung und Regelung
eines Synchronmotors ist es insbesondere wichtig, die Stellung des bewegten Teils meßtechnisch zu erfassen.
Zur Erfassung der Polstellung ist bei der eingangs genannten, aus der CH-PS 5 25 584 bekannten Schaltungsanordnung
ein Positions-Detektor vorgesehen, der auf die am Einspeisepunkt des Umrichters auftretende
gegenelektromotorische Kraft anspricht. Die Eingänge des Vollweg-Brückengleichrichters sind mit den Eingängen
der Wanderfeldwicklung verbunden. Die Ausgangssignale des Positionsdetektors werden nach einem
vorgegebenen Verknüpfungsschema miteinander kombiniert und einer Zündsteuerung für die steuerbaren
Ventile des statischen Umrichters zugeführt. Mit Hilfe dieser bekannten Schaltungsanordnung ist nur eine
ungenaue Erfassung der Polstellung möglich.
Die Erfindung bezweckt demgegenüber eine wesentlich genauere Erfassung der Polstellung, wozu es
erforderlich ist, die bekannten Beziehungen der gesuchten Polstellung zu den einzelnen meßbaren
Betriebsgrößen, wie Frequenz, vektorielle Werte von Spannung und Strom, Widerstand und Induktivität des
Synchronmotors, zu berücksichtigen (Siemens-Zeit- -:rhriftl96V.S.830und831).
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Rechenschaltung vorgesehen ist, die aus der
Frequenz und aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals bezogenen Werten der
Spannung und des Stroms am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen
Linearmotors als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem
Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Erregers
ίο in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung
einerseits und dem Vektor des Referenzsignals andererseits besteht.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht eine genaue Ermittlung der Polstellung, die im
Hinblick auf die Steuerung des Umrichters erwünscht ist. Besonders vorteilhaft ist, daß das Signal für die
Polstellung auf ein vorgegebenes Referenzsignal bezogen ist, das vom Betriebszustand des Linearmotors
unabhängig ist.
Die Berechnung der Polstellung kann prinzipiell in kartesischem oder in Polarkoordinaten vorgenommen
werden. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung geht von Polarkoordinaten aus und besteht darin,
daß der Rechenschaltung als vektorielle Werte Spannungsbetrag und Spannungsphasenwinkel, sowie
Strombetrag und Stromphasenwinkel vorgegeben sind. Die Berechnung in Polarkoordinaten hat den Vorteil,
daß die einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung besonders einfach aufgebaut sein können. Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden an Hand von 9 Figuren näher erläutert.
Gleiche Bauelemente sind dabei jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen. Es zeigt
F i g. 1 zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Antrieb eines Triebfahrzeugs in schematischer
Darstellung,
F i g. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter und einer Steuer- und
Regeleinrichtung in ausführlicher Darstellung,
Fig.3 ein Zeigerdiagramm für den Betrieb des Umrichters,
Fig.4 ein Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters,
F i g. 5 Zeigerdiagramme für den Übergang des Triebfahrzeugs von einem Streckenabschnitt zum
nächsten,
F i g. 6 eine Schaltung zum Umschalten der Führungswerte in einer Umrichterstation,
F i g. 7 eine analoge Rechenschaltung zur Berechnung des Phasenwinkels zwischen Referenzsignal und Hauptfeldspannung,
F i g. 8 einen Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung und
F i g. 9 einen weiteren Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung.
F i g. 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug 2 enthält eine Erregerwicklung 3, die sich über die
F i g. 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug 2 enthält eine Erregerwicklung 3, die sich über die
(\s Gesamtfahrzeuglänge erstreckt. Sie wird im vorliegenden
Ausführungsbeispiel mit Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem
Gleichstrom ist ebenfalls möglich. Die Erregerwick-
lung 3 wird auch als Translator bezeichnet. Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material gewickelt sein. Es ist
aber auch möglich, daß Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern ausgerüstete Erregerwicklung
statt dessen verwendet werden.
Der gesamte Fahrweg ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, von denen in Fi g. 1 drei
Streckenabschnitte a, 6, c eingezeichnet sind. Jeder Streckenabschnitt a, 6, c enthält eine dreiphasige
Wanderfeidwicklung, die als Stator anzusehen ist und zusammen mit der darüber bewegten Erregerwicklung
3 als synchroner Linearmotor wirkt. In Fig. 1 sind die
drei Wanderfeldwicklungen (Statoren) 4a, 46 und 4c schematisch eingezeichnet.
An die Einspeisepunkte 5b, 5c der einzelnen Wanderfeldwicklungen Ab bzw. 4c ist jeweils ein
ortsfester, steuerbarer statischer Umrichter 6b bzw. 6c angeschlossen. Diese Umrichter 6b, 6c werden aus
einem gemeinsamen dreiphasigen Versorgungsnetz oder aber auch aus zwei getrennten dreiphasigen
Versorgungsnetzen 7b, Tc gespeist. Entsprechend den vorgegebenen Steuersignalen Sb bzw. sc ist es möglich,
Leistung aus den Versorgungsnetzen 7b, 7c mit
gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage in die einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b, 4c einzuspeisen.
Die Steuersignale Sb. sc werden dabei in Steuer- und
Regeleinrichtungen Sb. 8c erzeugt, die später an Hand von F i g. 2 näher beschrieben werden.
Es wurde bereits ausgeführt, daß in den einzelnen Streckenabschnitten die Wanderfeldwicklungen 4a, 4b,
4c jeweils den Stator eines synchronen Linearmotors bilden. Entsprechend dem Rotor einer umlaufenden
Synchronmaschine trägt das Fahrzeug 2 an seiner Bodenfläche eine Reihe von Magnetpolen, die von der
Erregerwicklung 3 erregt sind. Sie erzeugen in Wechselwirkung mit dem Wandcrfcld auf der Strecke
den zum Vortrieb erforderlichen Schub. Wenn das Triebfahrzeug 2 einen der Streckenabschnitte b, c
verlassen hat, wird der zugehörige Umrichter 66 bzw. 6c
abgeschaltet.
Eine lineare und eine rotierende Synchronmaschine zeigen ein weitgehend ähnliches Betricbsvcrhaltcn.
Daraus ergeben sich an jedes Steuersignal an s,. grundsätzlich dieselben Forderungen wie bei der
Umrichterspeisung von rotierenden Synchronmaschinen. Demzufolge muß zur Beseitigung der Schwingungsneigung
des synchronen Linearmotors 3,4 und zur Vermeidung des Kippens bei Überlast die Erzeugung
des Steuersignals Sf» ä,. für jeden Umrichter 66, 6c vom
jeweiligen Betriebszustand des synchronen Lincarmo· tors abhängig gemacht werden. Bei der rotierenden
Synchronmaschine ist dazu die Messung der Polrudslcllung ζ. B, über einen mit der Welle der Synchronmaschine fest verbundenen Polrndlagegebcr notwendig.
Würde man beim synchronen Linearmotor 3, 4 entsprechend vorgehen, so wäre es erforderlich,
fortlaufend die Polstellung des z. B. mit bis zu SOO km/h
bewegten Triebfahrzeugs 2 mittels einer mitgefuhrton
Einrichtung millimetergenau zu messen. Weiterhin wtlrc
es erforderlich, den Meßwert über insbesondere drahtlose Nachrlchtenkanälo zu den ortsfesten Umrichtern 66, 6c zu übertragen. Einem solchen Vorgehen
stehen jedoch technische Probleme und bei der geforderten Betriebssicherhell auch hohe Kosten
entgegen.
Daher wird auf die direkte Polstellungsmcssung am
Ort des Triebfahrzeugs 2 und auf eine anschließende Übertragung der Meßdaten durch Punk verzichtet. Statt
dessen wird der Betriebszustand des Linearmotors 3, 4 jeweils aus den Werten von Spannung und Strom am
Einspeisepunkt 56,5cberechnet.
Jede Steuer- und Regeleinrichtung 86,8c enthält eine
Jede Steuer- und Regeleinrichtung 86,8c enthält eine
s (in Fig. 1 nicht gezeigte) Rechenschaltung. Die Rechenschaltung in der Steuer- und Regeleinrichtung
86 bestimmt in jedem Zeitpunkt t die Polstellung des Translators 3. Die Berechnung erfolgt hier aus den
Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die an dem
ίο Einspeisepunkt 56 des Stators 46 herrschen. Die Werte
von Spannung, Strom und Frequenz können dabei prinzipiell auf direktem Wege gemessen werden, und
zwar unter Zuhilfenahme eines Spannungswandlers 96 und eines Stromwandlers 106. Der Umrichter 66 wird in
Abhängigkeit vom berechneten Wert der Polstellung des Transistors 3 getaktet. Entsprechendes gilt auch für
die Steuer- und Regeleinrichtung 8c sowie für den zugeordneten Spannungswandler 9c und den zugeordneten
Stromwandler 10c.
Fig.2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einem statischen Umrichter 6 und einer zugeordneten Steuer- und Regeleinrichtung. Der
Umrichter 6 besteht aus einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem steuerbaren Wechselrichter 12, die
über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis mit einem Glättungskondensator 13 und eingeprägter Zwischenkreisspannung
miteinander verbunden sind. Der Gleichrichter 11 ist an ein dreiphasiges Versorgungsnetz 7
angeschlossen. Der Wechselrichter 12 ist als i'ulswech-
\o selrichter ausgebildet. Er speist einen synchronen
Linearmotor 14, dessen Einspeisepunkt 5 unmittelbar am Ausgang des Wechselrichters 12 liegt. Der
synchrone Linearmotor 14 ist (abweichend von Fig. I)
im Ersatzschaltbild gezeichnet. Er besteht danach aus
.15 der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands mil
dem Widerstandswert R, eines induktiven Widerstands mit der Induktivität L und einer fiktiven Gcgcnspannungsquellc
mit der Hauptfcldspannung Uh. Es kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor 14
handeln, der entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eiscnloser Motor, mit einer Magnetspule
mit Magnetkern als cisenbchaftctcr Motor oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter
Motor ausgerüstet ist.
Zunächst wird in Fig.2 die Rcchcnschaluing 15
betrachtet. In diese Rcchcnschaltung 15 werden insgesamt sieben Signale eingegeben. Zunächst einmal
sind es zwei Signale, die den Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5, also direkt am Ausgang des
so Wechselrichters 12, beschreiben. Ein jeder beliebige
Vektor ist durch seinen Betrag und einen Phasenwinke festgelegt. Entsprechend ist der Spannungsvektor U air
Einspeisepunkt 5 durch ein Signal \U\, das ein Maß füi
seinen Betrag Ist, und durch sein Signal φ,,, das ein MaC
jj für seinen auf ein Referenzsignal bezogenen Phascnwin
kel ist, vollständig charakterisiert.
Es sei bereits hier hervorgehoben, daß die Signale φ
und \U\ für den Spannungsvektor U nicht auf Grun<
einer Spannungsmessung am Ausgang des Wechselrlch
fto ters 12 gebildet, sondern im Innern der Steuer- un<
Regeleinrichtung an den Punkten A und B abgegriffct werden. Dieses ist vorteilhaft, da die benötigten Signall
ohnehin In der dargestellten Steuer- und Regelelnrlch
tung als Stellgrößen für den Wechselrichter 12 gebilde
f'j werden. Eine direkte Spannungsistwerterfassung an
Ausgang des Wechselrichters 12 ist zwar cbenfall möglich, bedeutet Jedoch einen größeren Aufwand.
Im folgenden werden der Einfachheit halber all·
'v-t.jiiÄSSü1]
985
'''ίο*
Signale mit der ihnen zugeordneten Information bezeichnet. Beispielsweise wird also im folgenden das
Signal \U\ einfach als Spannungsbetrag und das Signal φι/als Spannungsphasenwinkel bezeichnet.
Weiterhin wird in die Rechenschaltung 15 die Frequenz /"der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung
U eingegeben. Die Frequenz f wird an einem Punkt C im Innern der Steuer- und Regelschaltung
abgegriffen.
Ferner erhält die Rechenschaltung 15 zwei Signale, die den Stromvektor / am Einspeisepunkt 5 festlegen. Es
sind dies der Strombetrag |/| und der Stromphasenwinkel φί. Diese Signale werden, wie später noch näher
ausgeführt werden wird, aus einer Messung des Stroms am Einspeisepunkt 5 mittels des Stromwandlers 10
abgeleitet.
Schließlich werden in die Rechenschaltung 15 noch der ohmsche Widerstandswert R und die Induktivität L
des synchronen Linearmotors 14 eingegeben. Diese Signale können entweder fest vorgegeben werden oder
- was für die Berechnung genauer, aber auch aufwendiger ist — durch direkte Messung am
betreffenden Streckenabschnitt ermittelt werden. Eine direkte Messung des ohmschen Widerstandswerts
und/oder der Induktivität L kann angebracht sein, wenn der synchrone Linearmotor 14 im variablen Betrieb
(Anfahren, Bremsen) die Wanderfeldwicklung unterschiedlich erwärmt.
Die Rechenschaltung 15 berechnet aus den sieben eingegebenen Signalen den Phasenwinkel λ der
Hauptfeldspannuiig Uh. Die Hauptfeldspannung (Λ, die
durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, ist eine fiktive, nicht direkt
meßbare Größe. Um den Rechenvorgang zu verdeutlichen, wird im folgenden zunächst F i g. 3 betrachtet.
Darin ist das quasistationärc Bctriebsvcrhaltcn des synchronen Linearmotors 14 in einem Zeigerdiagramm
dargestellt. Die Darstellung cnthült auch ein Referenzsystem,
das durch die senkrecht aufeinander stehenden Zeiger R1. und jlm gebildet wird. «,· stellt eine reelle
Achse und jlm eine imaginttrc Achse dar. F. ist der
Einheitsvektor in Richtung des Zeigers R1. Das
Zeigerdiagramm läuft mit der Frequenz /"um.
In Fig. 3 sind der Spannungsvektor U und der
Stromvektor / am Einspeisepunkt 5 (vgl. F i g. 2) gezeigt. Der Spannungsveklor U setzt sich aus der geometrischen
Summe der vom Triebfahrzeug 2 in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung
Ui, und den SpannungsabftlHcn IR und jllnfL am
ohmschen bzw. induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Einheitsvektor R1. schließt der Spannungsvektor U
den Spunnungsphusenwinkcl φ«, der Stromvcklor / den
Stromphasenwinkel φ/und der Hnuptfcldspannungsvektor l/ftden Phasenwinkel λ ein.
Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (λ-φ,,;, also der Winkel /wischen dem Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 einerseits und der fiktiven,
nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung Uh, die durch die Bewegung des Translators In der Wanderfeldwicklung Induziert wird, andererseits, ein MaD für die
Polstellung des Translators Ist. Das ergibt sich aus der Analogie «um rotierenden Synchronmotor. Demzufolge
Ist auch der Phasenwinkel A ein MaO für die Polstellung
des Translators. Aus FIg.3 ergibt sich nun, daß
Phasenwinkel λ und Betrag der fiktiven Hauptfeldspannung Uh bei Kenntnis der Werte U, 1, /, R und L
entsprechend dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne weiteres berechnet werden können.
Im folgenden wird wieder F i g. 2 betrachtet. Die dort dargestellte Rechenschaltung 15 führt eine Berechnung
des Phasenwinkels λ gemäß dem Zeigerdiagramm in F i g. 3 durch. Der Phasenwinkel λ wird anschließend zur
s Taktung des Wechselrichters 12 herangezogen. Bei der Berechnung des Phasenwinkels λ wird also im
vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung der Meßwertverarbeitung das bei Fig.3 gezeigte
Referenzsystem mit den Zeigern Rc und jlm benutzt.
ίο Dieses mit der Frequenz /"umlaufende Referenzsystem
wird durch einen Referenzsignalgeber 16 schaltungstechnisch realisiert. Es handelt sich bei diesem
Referenzsignalgeber 16 um einen Oszillator einstellbarer Frequenz f, der an seinem Ausgang ein zweiphasiges
Referenzsignal r fester Amplitude abgibt. Dieses Referenzsignal r ist beispielsweise die Darstellung des
Einheitsvektors E (vgl. F i g. 3), der in Richtung des Zeigers Rc des umlaufenden Referenzsystems Rn jlm
liegt, in ruhenden kartesischen Koordinaten; es handelt sich also in diesem Fall um ein Sinussignal und das
entsprechende Cosinussignal gleicher Amplitude und Frequenz. Die Amplitude hat den normierten Wert eins.
Das zweiphasige Referenzsignal r, das dem Einheitsvektor Ein Fi g. 3 entspricht, wird einem Phasendreher
17 zugeführt und mit dessen Hilfe um den ebenfalls vom Punkt A her eingegebenen Phasenwinkel </>„ gedreht.
Das auf diese Weise gewonnene zweiphasige Phasensignal trägt als Information den Phasenwinkel φ,,, um
den die Ausgangsspannung des Wechselrichters 12 bezüglich dem Referenzsignal r des Rcfcrenzsignalgebers
16 gedreht erscheinen soll. Es entspricht also einem Vektor vom normierten Betrag eins und der Richtung
des Spannungsvektors U. Das Phascnsignal gelangt anschließend in einen Koordinatenwandlcr 18, der die
is bisher zweiphasige Information in eine symmetrische
dreiphasige Information umsetzt. Die drei Ausgangssignalc des Koordinstcnwandlers 18 sind also um 120"
gegeneinander versetzt, und das eine dieser Ausgangssignale ist um den Phasenwinkel φ,, gegenüber dem
Sinusanteil des Referenzsignals rgcdrcht.
Die drei Ausgangssignalc werden in die Wcchselrichterstcuerung
19, die dem dreiphasigen Wechselrichter 12 zugeordnet ist, eingegeben. Als weitere
Eingangsgröße wird der Wcchselrichtcrstcuerung 19
,is vom Punkt Bder Spannungsbetrag \U\ zugeführt, In der
Wcchsclrichterstcuerung 19 findet zunächst eine Betrugsmultiplikation statt. Die drei Ausgangssignale des
Koordinatenwandlers 18, die vornussctzungsgcmäß die Amplitude 1 haben sollen, nehmen dabei den Amplitu·
y> clcnwcrt \U\ an. Die Wechselrichtersteucrung IS
verändert dann über die so gebildeten Steuersignale .' und die daraus hergeleiteten Zündimpulse die Aus
gangsspannung U des Wechselrichters 12 nach Beirut
|Mund Frequenz /"und Phase φ».
Die bisherige Beschreibung und Darstellung in Fig.;
waren von einem Umrichter 6 mit einem ungesteucrtci Oleichrichter ti und einem Pulswechselrichter al
Wechselrichter 12 ausgegangen. Abweichend davoi kann der Gleichrichter 11 ebenfalls steuerbar sein. Er is
do dann so ausgebildet, daß über den Stoucrolngang eine
zugeschalteten Oleichrichtorstcucrung die Oleichspan
nung Im Oleichspannungs-Zwlschenkrels veränder werden kann. In diesem Fall wird der Spannungsbctrai
\U\ nicht In den Eingang der Wechselrlchtcrsteucruni
ds 19, sondern In den Eingang der (nicht gezeigten
Olelehrlchtersteuerung gegeben. Als Wechselrichter 1 wird man in diesem Fall keinen Pulswechselrlchtei
sondern einen ungepulsten Stromrichter vcrwendei
709 631/2!
Abweichend von dieser Lösung kann aber auch als Umrichter 6 ein Direktumrichter verwendet werden.
Das wird insbesondere dann der Fall sein, wenn eine eisenlose, supraleitende Erregerwicklung vorliegt.
Das Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 wird außer dem Phasendreher 17 auch einem Grundschwingungsanalysator
20 zugeführt. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 wird außerdem vom Stromwandler
10 her mit den drei Statorströmen /'«, is und />
gespeist. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 beschränkt sich auf die Auswertung der Grundschwingungen
der Statorströme ;'«, is und /Y· Er macht mit den drei
Eingangsgrößen /«, /& hpraktisch das Umgekehrte wie
die obenerwähnten Bauelemente Phasendreher 17, Koordinatenwandler 18 und Wechselrichtersteuerung
19 mit den Eingangsgrößen φ,, und \U[ und kann
entsprechend aufgebaut sein; er wandelt die Statorströme ir, is und i't demnach unter Zuhilfenahme des
Referenzsignals r in zwei Signale um, die dem Stromphasenwinkel <p, und dem Strombetrag |/| des
Stroms / entsprechen. Die Ausgangsgrößen des Grundschwingungsanalysators 20 sind also Signale, die
den Stromvektor /in Fig.3 eindeutig festlegen. Im
vorliegenden Fall wird der Stromvektor /in Polarkoordinaten, also nach Betrag |/| und Phasenwinkel φ; in
bezug auf das Referenzsystem /?t, Jim dargestellt.
Prinzipiell ist auch eine Darstellung in kartesischen Koordinaten möglich.
Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, daß Betrag \U[
und Phasenwinkel <p„ der Spannung U gleichzeitig
Stellgrößen sind. Daher können diese Signale - wie bereits oben angedeutet - an geeigneter Stelle der
Steuer- und Regelschaltung abgegriffen werden. Besondere Meßgeber und Oberschwingungsfiltcr, die bei
einem direkten Abgriff am Einspeisepunkt 5 erforderlich wären, sind dann überflüssig.
Es soll noch einmal hervorgehoben werden, daß die Polstellung des Translators, charakterisiert durch den
Phasenwinkel λ, aus dem Wert von Spannung U, Strom / und Frequenz, die am Einspeisepunkt 5 des Stators
herrschen, unter Berücksichtigung des ohmschen Widerstandswerts R und der Induktivität L mittels der
Rcchcnschaltung 15 berechnet werden kann. Der Betriebszustand des synchronen Linearmotor.«! 14 ist
damit gemäß F i g. 3 in jedem Augenblick bekannt.
Der Wirkungsgrad des synchronen Lincarmoiors 14
hllngt stark von der Höhe der Leitungsverluste I1R
entlang der Strecke ab, wobei /der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte
ein Betrieb mit möglichst geringem Strom / angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine
hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Strom / und
gegebenem Erregerfeld wird ein Maximum un Schubkraft erzeugt, wenn die Strombclagswclle der Statorwicklung mit der Induktionswelle des Erregersystems In
Phase ist. Mit anderen Worten: Dieser Zustand, der als optimaler Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt
vor, wenn der Stromvektor / In PIg,3 in dieselbe
Richtung weist wie der Hauptfeldspannungsvektor ίΛ.
Es muß dünn also die Bedingung
7i
(D
gelten.
PIg.4 zeigt das Zeigerdiagramm für optimalen
stationären Bei neb, das unter Beachtung der Bedingung
(I) aus dem Zeigerdiagramm von PIg.3 hervorgeht.
Zusätzlich sind dort Kurven |/| = konst und φ, = const,
also für konstanten Strombetrag \l\ bei veränderlichem
Phasenwinkel φ/und für konstanten Stromphasenwinkel
φ, bei veränderlichem Strombetrag, gestrichelt einges
zeichnet.
Mit Hilfe der Information, deren Gewinnung vorstehend beschrieben wurde, läßt sich nun durch
einen Regelkreis das Arbeiten im optimalen Betriebspunkt erzwingen. Ein weiterer Regelkreis regelt den
1U Strombetrag |/|. Die Genauigkeit, mit der der optimale
Betriebspunkt eingehalten wird, hängt dabei - was als besonderer Vorteil angesehen wird - nicht vom
ohmschen Widerstandswert R des synchronen Linearmotors 14 ab. Temperaturschwankungen an der
Wanderfeldwicklung machen sich also im optimalen Betriebspunkt nicht störend bemerkbar.
Nach Fig.2 wird im Stromwinkelregelkreis der von
der Rechenschaltung 15 ermittelte Phasenwinkel λ in einen Vergleicher 21 gegeben und dort mit dem
>o Stromphasenwinkel φ,; der vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators
20 geliefert wird, verglichen. Die Winkeldifferenz (λ-φ,^, die die Abweichung vom
optimalen Betriebspunkt repräsentiert, wird einem Stromwinkelregler 22 zugeführt, dessen Ausgang mit
dem ersten Eingang eines Entkopplers 23 verbunden ist. An den beiden Ausgängen A, B dieses Entkopplers 23
erscheinen zwei Stellgrößen. Die eine Stellgröße ist der Spannungsphasenwinkel φ,,, die andere der Spannungsbetrag|L/|.
■,o Der Stromwinkelregler 22 sorgt also dafür, daß bei
vorgegebenem Strombetrag |/| der optimale Betriebspunkt eingehalten wird. Dieser Strombetrag |/| wird nun
in einem weiteren Regelkreis geregelt, der einen Vergleicher 24 und einen Strombetragsregler 25 umfaßt.
Der Vergleicher 24 erhält vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 den Istwert des Strombetrages
|/| als Eingangsgröße zugeführt. Als weitere Eingangsgröße dient ein Strombetrags-Sollwcrt |/|*·
Die Abweichung Δ \l\ - \l\*-\l\ wird vom Ausgang des
.)» Vergleichers 24 dem Eingang des Strombetragsrcglcrs
25 zugeführt. Dessen Ausgang wirkt auf den zweiten Eingang des Entkopplers 23 ein. Der Strombctragsrcgler
25 regelt den Schub des Triebfahrzeugs.
Der Strombetrags-Sollwert |/|* kann fest vorgegeben .|5 und z. B. an einem (nicht dargestellten) Potentiometer
abgegriffen sein. Bevorzugt wird er jedoch einem überlagerten Frequenz- oder Geschwindigkeitsrcgelkreis
entnommen. Dieser Frcqucn/.rcgclkrcis umfaßt einen Frcqucnzrcgler 26, dem ein Vergleicher 27
so vorgeschaltet ist. Im Vergleicher 27 wird die Frequenz f
des Wechselrichters 12, die prinzipiell an einer beliebigen geeigneten Stelle in der Steuer- und
Regelschaltung abgegriffen sein kann und hier am Punkt C abgegriffen Ist, mit einem vorgegebenen
V1 Frequenzsollwert f* verglichen. Dieser Frequenzsollwert Λ wird Im vorliegenden Fall von einem
Fahrtenrechner 28 vorgegeben, in dem ein Fahrprogramm ^gespeichert ist. In dem Fahrtenrechner 28 wird
zusätzlich eine Information x(t) über die momontunc
do Stellung des Translators auf der Fahrstrecke zu jeder
Zelt feingespeist.
Zur Erklärung der Funktion des Entkopplers 23 wird
nochmals das Zeigerdlugramm In Fig.4 für den
optimalen stationären Betrieb des synchronen Linear· (1.1 motors 14 betrachtet. Soll In diesem Zeigerdiagramm
nur der Strombetrag |/l, also die Lunge dos Stromvektors /, verändert werden, dann müssen sowohl der
Betrag \U\ als auch der Spannungsphasenwinkel φ» des
Spannungsvektors L/so verstellt werden, daß die Spitze
des Spannungsvektors U der gestrichelten geraden Kurve φ, = const, folgt. Soll dagegen in diesem
Zeigerdiagramm der Stromphasenwinkel ψ, verändert
werden, so müssen sowohl Spannungsbetrag \U\ als auch Spannungsphasenwinkel φ,, des Spannungsvektors
U so verstellt werden, daß sich die Spitze des Spannungsvektors U entlang der gestrichelten gekrümmten
Kurve |/| = konst. bewegt. In beiden Fällen werden also beide Größen φ,,, \ U\ verändert.
Um dieses Verhalten zu berücksichtigen, ist nach F i g. 2 der Entkoppler 23 mit vier Verstärkern 29a, 29b,
29c und 29c/ ausgerüstet, deren Verstärkungsfaktoren über Korrektursignale k, die von der Rechenschaltung
15 in Abhängigkeit vom jeweiligen Betriebspunkt gebildet und geliefert werden, einstellbar sind. Der
Entkoppler 23 enthält ferner zwei Additionsglieder 30a und 306, deren Ausgänge die Stellgrößen φ,, bzw. | U\ an
den Ausgangspunkten A bzw. Bliefern.
Die Anordnung der einzelnen Elemente ist im Entkoppler 23 so getroffen, daß an das Additionsglied
30a einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29a und andererseits der vom ersten
Eingang her gespeiste Verstärker 296 angeschlossen ist, und daß an das Additionsglied 30£>
einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29c und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste
Verstärker 29tf angeschlossen ist.
Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29a bis 29c/
werden - wie bereits ausgeführt - von der Rechenschaltung 15 über die Korrektursignale k im
Betrieb ständig nachgestellt. Sind geringere dynamische Anforderungen an die Regelung zu erfüllen, so kann auf
die Nachstellung verzichtet werden. Es genügt eine einmalige Einstellung. Spielt die Regeldynamik nur eine
völlig untergeordnete Rolle, so kann der Ausgang des Strombetragsreglers 25 direkt mit dem Punkt A und der
Ausgang des Stromwinkelreglcrs 22 direkt mit dem Punkt B verbunden, der Entkoppler 23 also weggelassen
werden.
Bezüglich des Stromwinkelkreiscs und des Strombctragsregelkreises
ist also festzuhalten, daß der Spannungsbetrag \U\ und der Spannungsphnscnwinkcl φ» so
lange verstellt werden, bis die Bedingung (I), die den
optimalen Betriebspunkt beschreibt, erfüllt und bis der
Strombetrag |/| dem vorgegebenen Strombctrags-Sollwert
|/|* entspricht.
Wie bereits crwllhni, gibt der Entkoppler 23 als
Ausgangsgrößen am Ausgangspunkt A den Spunnungsphasenwinkel q>„ und um Ausgangspunkt B den
Spunnungsbctrag \U\ ab. Diese sind die Stellgrößen für
die Steuerung der Spannung U. Eine gleichförmig fortlaufende, /.. B. zeitlich lineare Änderung des
Spunnungsplutscnwinkels φ» am Ausgangspunkt A ist
ein Anzeichen dafür, daß am Punkt Cdas Frequenzsig·
nnl /dem tatsächlichen Wert der Frequenz am Ausgang
des Umrichters 6 nicht entspricht. In diesem Fall ist eine
Korrektur des Frequenzsignals /erforderlich. Dazu wird der Spannungsphasenwinkel φ,. In einem Vcrgleicher 31
fortlaufend mit einem konstanten Sollwort φ,,*, der z. B.
auf Null gesetzt ist, verglichen. Die dort ermittelte Abweichung wird einem Spannungswinkelregler 32
zugeführt, der das Frequenzsignal f Im Punkt C entsprechend lindert, Der Referenzslgnalgcbor 16 wird
also an seinem Frequenzsteuereingang entsprechend beaufschlagt und die angestrebte Korrektur bewirkt,
Auf diese Welse kann auch das Kippen des Linearmo· tors 14 bei Lastanstieg verhindert werden.
Es wird im folgenden der Fall betrachtet, daß da; Triebfahrzeug 2 in Fig. 1 aus dctn Streckenabschnitt i
in den nachfolgenden Streckenabschnitt c einläuft. Voi dem Übergang muß der Umrichter 6c zur Speisung de:
s Streckenabschnitts c eingeschaltet werden. Der Strorr I1- im Streckenabschnitt c muß dabei nach Betrag unc
Phase fortlaufend Herart gesteuert werden, dat während des Befahrens der Übergangsstelle kein«
unerwünschte Kraftwirkung auf das Triebfahrzeug ί
ίο entsteht.
Zu diesem Zweck muß sich das Wanderfeld de; Streckenabschnitts b gleichmäßig im Streckenabschniti
c fortsetzen. Das bedeutet, daß die Stromvektoren /ι und Ic in beiden Streckenabschnitten b, c nach Betrag
und Phase übereinstimmen müssen. Es muß also die Übergangsbedingung h = /,gelten.
In F i g. 5 sind analog zu F i g. 4 Zeigerdiagramme für
die durch die benachbarten Wanderfeldwicklungen 46 4c gebildeten Linearmotoren für den Fall gezeigt, daß
jo sich das Triebfahrzeug 2 noch vollständig im Bereich des
Streckenabschnitts b befindet. Ein Index b kennzeichnet
dabei die Größen im Streckenabschnitt b, ein Index c
diejenigen im Streckenabschnitt c.
Fig.6 zeigt einen Ausschnitt der Steuer- und
as Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c mit einer
zusätzlichen Umschalteinrichtung für zwei Sollwerte. Die Steuer- und Regeleinrichtungen der anderen
Streckenabschnitte sind entsprechend aufgebaut. Die Umschalteinrichtung umfaßt drei gleichzeitig betätigba-
,o re Schalter 38c, 39c und 40c. Der Schalter 38c schaltet
den einen Eingang 42c des Vergleichers 24c wahlweise auf den Ausgang des Frequenzreglers 26coder auf einen
Punkt 41c, an dem zeitlich nacheinander vom Streckenabschnitt b vom Streckenabschnitt c/her der Strombe-
j_s tragssollwert \k\* bzw. |/</|* anliegt. Vom gleichen
Eingang 42c des Vergleichcrs 24c kann der am Strombetragsregler 25c wirksame Strombetragssollwert
|/t|* des Streckenabschnitts c an die Steuer- und
Regeleinrichtungen der benachbarten Streckenab-
.io schnitte b und d weitergegeben werden. Der Eingang
42c ist über den Schalter 39c mit einem Zusatzeingang des Frequenzreglers 26c verbunden. Auf diesem Wege
kann das Signal am Eingang 42c dem Ausgang des Frequenzreglers 26c aufgedrückt werden, und zwar
.,s unabhängig von seinem Eingangssignal. Der Schalter
40cschaltet den einen Eingang 44cclcs Vergleichcrs 21c wahlweise auf den Ausgang der (nicht gezeichneten)
Rcchcnschaltung 15c, die den Phasenwinkel Ac ubgibi,
oder uuf einen Punkt 43c, an den zeitlich nacheinander
so von den Streckenabschnitten b und c/ her der
Phasenwinkel A/, bzw, A1/ geliefert wird. Vom Ringung
44cdes Vergleichcrs 2tckann tiuch der Phasenwinkel λ,
an die dem Vcrgleicher 2tccntsprechcndcn Verglcichcr
der benachbarten Steuer· und Regeleinrichtungen
ss gegeben werden.
Im Streckenabschnitt c wird nach Fig.5 zunächst
noch keine Hauptfeldspunnung i4· induziert. Daher ist
Im Streckenabschnitt c der Phasenwinkel Ac nicht
definiert. Deswegen wird die Steuerung des Umrichters
do 6c von der Steuer· und Regeleinrichtung des Umrichters
6b übernommen. Zu diesem Zweck wird der Referenz·
Signalgeber des Umrichters 6c phusenstarr und phuscnglelch mit dem Refercnzsignalgeber des Umrichters
66 synchronisiert. Das ist durch die gestrichelte Line 35
as in Flg. I schematisch angedeutet. Die Schalter38t1,39c
und 40c(vgl. F i g, 6) stehen In der oberen Schaltstellung (Fremdsteuerung). Dadurch werden die Sollwerte \h\*
und h des Abschnitts b dem Strombetragsregler 2Sc
5
bzw. dem Stromwinkelregler 22c des Abschnitts c als
Sollwerte zugeführt. Die Übergar.gshedingung (1) wird
dadurch eingehalten.
Während das Triebfahrzeug 2 in den Streckenabschnitt
c einläuft, steigt im zugehörigen Zeigerdiagramm
(vgl. F i g. 5) die Hauptfeldspannung L//,c.von Null
aus gleichmäßig an. Im gleichen Maße nimmt die Hauptfeldspannung L/«, im Zeigerdiagramm des Strekkenabschnitts
b ab, da das Triebfahrzeug 2 den zugehörigen Streckenabschnitt b verläßt. Die Stellung
der Schalter 28 bis 40 (vgl. F i g. 6) wird nicht geändert.
Um die Übergangsbedingung k = U- weiterhin
aufrechtzuerhalten müssen die Spannungsvektoren Ub
und Uc während des Befahrens der Übergangsstelle in
Richtung der in F i g. 5 punktiert eingezeichneten Pfeile 33 bzw. 34 gegensinnig verstellt werden.
Wenn sich das Triebfahrzeug 2 in der Mitte zwischen den beiden Streckenabschnitten b und c befindet, sind
die Hauptfeldspannungen Uu, und Uhc in den beiden
Zeigerdiagrammen von F i g. 5 gleich groß. Dies ist die Bedingung zur Übergabe der Führung an die Steuer-
und Regeleinrichtung des folgenden Umrichters 6c Bei Eintreten dieser Bedingung gehen die Schalter 38c, 39c
und 40c in F i g. 6 gemeinsam in ihre untere Schaltstellung, während gleichzeitig die entsprechenden Schalter
in der Steuer- und Regeleinrichtung der Schaltstrecke b in die obere Schaltstellung übergehen. Dadurch geht die
Führung der Steuer- und Regeleinrichtung der beiden Streckenabschnitte b und c für Strombetrag und
Stromphasenwinkel auf die Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts cüber (Eigensteuerung).
Wenn das Triebfahrzeug 2 den Streckenabschnitt b vollständig verlassen hat, nimmt die induzierte Hauptfeldspannung
Uhb in diesem Streckenabschnitt b den
Wert Null an. Der Umrichter 6i> kann dann abgeschaltet werden.
Abschließend wird noch einmal F i g. 2 betrachtet. Da die dort gezeigte Schaltungsanordnung den synchronen
Betrieb des Linearmotors 14 unter allen Betriebsumständen aufrecht erhält, kann aus dem Referenzsignal r
des Referenzsignalgebers 16 durch digitale Integration
die Position des Triebfahrzeugs 2 auf der Fahrstrecke ständig ermittelt werden. Zu diesem Zweck ist ein mit
dem Referenzsignal r gespeister Analog-Digital-Wandler 36 vorgesehen, der einen digitalen Integrator 37
beaufschlagt. Dieser digitale Integrator 37 kann ein Zähler, insbesondere auch ein Vor-Rückwärts-Zähler
sein. Sein Ausgangssignal x(t), das die Position χ des Triebfahrzeugs 2 in Abhängigkeit von der Zeit / als
Information enthält, wird als Istwert für eine Lageregelung verwendet. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal
x(t) nach F i g. 2 dem Fahrtenrechner 28 als Eingangssignal zugeführt. Aus dem Ausgangssignal x(t)
könnten auch weiterhin Informationen zur Zügsicherung abgeleitet werden, ebenso der richtige Zeitpunkt
für das Einschalten des in Fahrtrichtung liegenden folgenden Streckenabschnitts.
F i g. 7 zeigt eine analoge Rechenschaltung 15, mit der eine Berechnung des Phasenwinkels λ zwischen dem
Referenzsignal r einerseits und der Hauptfeldspannung Uh andererseits gemäß dem Zeigerdiagramm in Fig.3
durchgeführt werden kann.
Nach Fig.7 wird die Frequenz /"zunächst in einem
Multiplizierglied 45 mit dem Faktor In multipliziert und anschließend in ein weiteres Multiplizierglied 46
eingegeben. Hier wird die Größe 2n mit der von außen zugeführten Induktivität L multipliziert. Die vom
Multiplizierglied 46 berechnete Größe 2nfL wird zusammen mit dem von außen zugeführten Widerstandswert
R in einen Koordinatenwandler 47 eingegeben. Dieser Koordinatenwandler 47 ist so aufgebaut,
daß er seine beiden Eingangssignale R und In(L als
kartesische Koordinaten eines Vektors behandelt und aus ihnen die entsprechenden Polarkoordinaten formt.
Er gibt an seinen beiden Ausgängen die Signale ψ, und \Z\ ab. \Z\ ist der Betrag und φ, der Phasenwinkel dieses
Vektors Z, der als Impedanz zu betrachten ist. In einem ίο Additionsglied 48 wird der Phasenwinkel φ, zum von
außen zugeführten Stromphasenwinkel φ, addiert. In
einem weiteren Multiplizierglied 49 wird die Größe \Z\ mit dem Strombetrag |/j multipliziert. Aus den
Ausgängen des Additionsgliedes 48 und des Multipliziergliedes 49 erhält man die Größen φ,>
bzw. 11Z\. Diese beiden Größen φ,>
und \IZ[ beschreiben in Polarkoordinaten einen (nicht gezeigten) Spannungszeiger, der in
F i g. 3 von der Spitze des Hauptfeldspannungsvektors Uh zur Spitze des Spannungsvektors U weisen würde.
Der mit der Impedanz \Z\ multiplizierte Strom \l\
entspricht einem Spannungsabfall, der an der Wanderfeldwicklung des Linearmotors auftritt. Der genannte
Spannungszeiger wird in einem weiteren Koordinatenwandler 50 von Polarkoordinaten in kartesische
Koordinaten umgesetzt.
Wie aus F i g. 3 weiter ersichtlich ist, erhält man den Hauptfeldspannungsvektor Uh dadurch, daß man vom
Spannungsvektor U den genannten Spannungszeiger abzieht. Nach Fig.7 wird diese Subtraktion durch
Subtraktion der kartesischen Koordinaten beider Vektoren bewirkt. Dazu werden der Spannungsbetrag
\U\ und der Spannungsphasenwinkel g>„ zunächst einem
Koordinatenwandler 51 zugeführt, an dessen Ausgang der Spannungsvektor U in kartesischen Koordinaten
erscheint. Für jede Koordinatenrichtung ist eine nachgeschaltete Subtraktionsstelle 52 bzw. 53 vorgesehen.
In der Subtraktionsstelle 52 wird der eine Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers
vom entsprechenden Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen. Entsprechend wird in der
Subtraktionsstelle 53 der orthogonale Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers von dem orthogonalen
Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen.
Die Ausgangssignale beider Subtraktionsstellen 52 und 53 geben bereits den Hauptfeldspannungsvektor Uh
in kartesischen Koordinaten an. Zur Umsetzung in Polarkoordinaten, also in den Betrag \Uh\ und den
Phasenwinkel λ, ist ein weiterer Koordinatenwandler 54 vorgesehen. Damit steht am Ausgang der Rechenschaltung
15 der Phasenwinkel λ zur weiteren Verarbeitung durch die Steuer- und Regeleinrichtung zur Verfügung.
Die Fig.8a und 8b zeigen in schematischer bzw.
ausführlicher Darstellung einen Koordinatenwandler 55, der zwei Signale V\ und V2, die als kartesische
Koordinaten eines Vektors V angesehen werden können, in die entsprechenden Polarkoordinaten Betrag
I Vj und Phasenwinkel λ „ umsetzt. Dieser Koordinatenwandler 55 kann also als Koordinatenwandler 47
und/oder Koordinatenwandler 54 in F i g. 7 eingesetzt werden.
Aus F i g. 8b geht hervor, daß das Signal Vi zunächst
in einem Multiplizierglied 56 mit sich selbst multipliziert wird. Entsprechend wird auch das Signal V2 in einem
fts weiteren Multiplizierglied 57 mit sich selbst multipliziert.
Die beiden Ausgangssignale Vi2 und V2 2 werden in
einem Additionsglied 58 zu einem Summensignal (Vi2
+ V22) addiert. Dieses wird einem Radizierglied 59
zugeführt, welches daraus die Wurzel zieht. Am Ausgang des Radiziergliedes 59 erscheint der Betrag IVI
= (IV + V22)"2·
Innerhalb des Koordinatenwandlers 55 ist nach Fig.8b weiterhin ein Dividierglied 60 angeordnet.
Diesem werden die Signale V\ und V2 zugeführt. An
seinem Ausgang erscheint der Quotient WV2. Dieser
wird in einen Funktionsgeber 61 eingespeist, der daraus den Arcustangens bildet. Das Ausgangssignal des
Funktsionsgebers 61 entspricht dem Phasenwinkel φν = arctg (V\IV2). Die Größen |V| und φ, sind die
Polarkoordinaten des Vektors V.
In den Fig.9a und 9b ist in schematischer bzw.
ausführlicher Darstellung ein Koordinatenwandler 62 gezeigt, der die umgekehrte Koordinatentransformation
vornimmt wie der Koordinatenwandler 55 in den Fig.8a und 8b. Er kann in Fig.7 an die Stelle des
Koordinatenwandlers 50 und/oder 51 treten.
Nach Fig.9a werden dem Koordinatenwandler 62
der Betrag | Vj und der Phasenwinkel φν eines Vektors V
eingegeben. An seinen beiden Ausgängen erscheinen die Größen Vi und V2, die den Vektor Vin kartesischen
Koordinaten festlegen.
Nach Fig.9b sind im Koordinatenwandler 62 zwei
Funktionsgeber 63 und 64 vorgesehen, die zum eingegebenen Phasenwinkel φ,, das entsprechende
Cosinus- bzw. Sinussignal bilden. Das Cosinussignal cos Φι- wird in einem Multiplizierglied65 mit dem Vektorbetrag
I Vj multipliziert. Am Ausgang des Multipliziergliedes
65 erhält man bereits das Signal Vi als die eine kartesische Koordinate. In einem weiteren Multiplizierglied
66 wird das Sinussignal sin<pvdes Funktionsgebers
64 mit dem Betrag | Vj multipliziert. An seinem Ausgang erhält man das Signal V2 als die andere kartesische
Koordinate.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (13)
- Patentansprüche:\, Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen Triebfahrzeugs mit > einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in ι ο Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers getakteten ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenen elektrischen Meßwerten ermittelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rechenschaltung (15) vorgesehen ist, die aus der Frequenz (f) und aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals (r) bezogenen Werten der Spannung (U) und des Stroms (I) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel (λ) berechnet, der zwischen dem Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Erregers (3) in der Wanderfeldwicklung (4a, Ab, Ac) induzierten Hauptfeldspannung (Uh) einerseits und dem Vektor des Referenzsignals (r) andererseits besteht.
- 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenschaltung (15) als vektorielle Werte Spannungsbetrag (\U\)und Spannungsphasenwinkel (φυ), sowie Strombetrag (|/|,}und Stromphasenwinkel (φ,)vorgegeben sind.
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (f) des Referenzsignalgebers (16) über einen Spannungswinkelregler (32) einstellbar ist, welchem der Spannungsphasenwinkel (ψυ) und ein vorzugsweise auf Null gesetzter Sollwert (φυ*,1 zugeführt sind.
- 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis mit einem Stromwinkelregler (22) zur Regelung auf optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors (14) vorgesehen ist, der den Winkel (ψί-λ) zwischen Hauptfeldspannung (Uh)\ma Strom (I)zn Null regelt.
- 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Grundschwingungsanalysator (20) vorgesehen ist, der von dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für den Strom (I) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist und der ein Signal für den Strombetrag (\l\) der Stromgrundschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Stromphasenwinkel (φι) der Stromgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.
- 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Grundschwingungsanalysator vorgesehen ist, der mit dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für die Spannung (U) am Einspeisepunkt gespeist ist, und der ein Signal für den Spannungsbetrag (\ U\)dcr Spannungsgruhdschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Spannungsphasenwinkel (φυ) der Spannungsgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.
- 7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis für den Strombetrag <\I\) mit einem Strombetragsregler (25) vorgesehen ist.
- 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stroinwinkelreglers (22) mit dem ersten Eingang und der Ausgang des Strombetragsreglers (25) mit dem zweiten Eingang eines Entkopplers (23) verbunden ist, an dessen einer Ausgangsklemme (A) ein Stellsignal für den Spannungsphasenwinkel (<pu)unu an dessen anderen Ausgangsklemme (B) ein Stellsignal für den Spannungsbetrag (\ U\)auftritt.
- 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristik des Entkopplers (23) von der Rechenschaltung (15) in Abhängigkeit vom Betriebszustand des Linearmotors (14) gesteuert ist.
- 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgangsklemmen (A, 4)des Entkopplers (23) die der Rechenschaltung (15) zugeführten Signale für den Spannungsbetrag (\U I) und für den Spannungsphasenwinkel (ψυ) abgegriffen sind.
- 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert (R) und/oder die Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) fortlaufend im Betrieb gemessen und in die Rechenschaltung (15) eingegeben sind.
- 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Referenzsignalgeber (16) zugeführte Frequenz (!) als Istwert für einen überlagerten Frequenzregelkreis herangezogen ist.
- 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Streckenabschnitt (a, b, c) der Fahrstrecke eine solche Schaltungsanordnung vorgesehen ist, und daß jede Schaltungsanordnung Schalter (38c, AQc) enthält, mit denen die Strombetrags-Sollwerte und die Stromphasenwinkel-Sollwerte der Schaltungsanordnungen jeweils benachbarter Streckenabschnitte (b, d) an den Sollwert-Eingang des dem Strombetragsregler (25c) vorgeschalteten Vergleichers (2Ac) bzw. an den Sollwert-Eingang deü dem Stromwinkelregler (22c) vorgeschalteten Veirgleichers (21 ς) schaltbar sind (F i g. 6).
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