DE2341761B2

DE2341761B2 - Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeuges mit einem synchronen linearmotor

Info

Publication number: DE2341761B2
Application number: DE19732341761
Authority: DE
Inventors: Joachim Dr.-Ing 8520 Erlangen Holtz
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-08-17
Filing date: 1973-08-17
Publication date: 1977-08-04
Also published as: AT336142B; NL7410783A; FR2240841A1; GB1449409A; DE2341761A1; CH580506A5; DE2341761C3; CA1023019A; SE7410414L; FR2240841B1; JPS5048611A; ATA636474A; US3904942A; SE402252B; IT1019908B; JPS5532087B2; BE818917A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen Triebfahrzeuges mit einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in Abhängigkeit von der Folsieüüng des Erregers getakteten ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenem elektrischen Meßwerten ermittelt ist.

Als Antriebssysteme für fahrweggebundene Triebfahrzeuge, insbesondere für Schnellbahnen und für Hochleistungsschnellbahnen im Geschwindigkeitsbereich bis zu 500 km/h, kommen vorzugsweise Linearmo-

oren in Betracht. Unter den verschiedenen Varianten iieses Motortyps zeichnet sich der synchrone Linearmotor durch einen guten Wirkungsgrad und durch eine einfache Energieübertragung aus. Ein synchroner Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt ist, wird wegen der außergewöhnlichen Länge des Stators auch als synchroner Langstatormotor bezeichnet. Im folgenden ist mit dem Begriff »Linearmotor« stets ein solcher Langstatormotor gemeint.

Ein synchroner Linearmotor besteht aus einer Wanderfeldwicklung und einem Erreger (Arch. f. Eleklrotechn. Bd, 55, Heft 1 [1972], S. 13 bis 20). Auf dem Triebfahrzeug ist als mitbewegter Erreger (Translator) entweder eine von Gleichstrom durchflossene Erregerwicklung, die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstrecken kann, oder ein Permanentmagnet angeordnet. Eine Wanderfeldwicklung (Stator) ist entlang der Trasse verlegt. Die Wanderfeldwicklung, die in anderem als Mehrphasenwicklung ausgebildet ist, erzeugt nach Maßgabe der eingestellten Spannung und Frequenz ein in Längsrichtung der Trasse laufendes Wanderfeld, welches das Triebfahrzeug treibt.

Die gesamte Fahrstrecke ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, wobei jedem Streckenabschnitt eine Mehrphasenwicklung des Stators zugeordnet ist, und die einzelnen Statoren des so gebildeten vielteiligen synchronen Linearmotors sind von einer Anzahl von steuerbaren statischen Umrichtern, die entlang der Trasse verteilt angeordnet sind, mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist. Die Umrichter werden jeweils in Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers (Translator) getaktet.

Bei der Speisung eines synchronen Linearmotors über einen steuerbaren Umrichter sollen mögliche elektromechanische Pendelungen des Synchronmotors durch eine überlagerte Regelung ausreichend gedämpft werden. Ein Kippen des Synchronmotors, das z. B. durch einen Lastanstieg bewirkt werden kann, muß mit Sicherheit ausgeschlossen sein. Der Synchronmotor sollte möglichst im optimalen Arbeitspunkt bei geringen ohmschen Verlusten betrieben werden.

Zur Einhaltung dieser Bedingungen ist die laufende Erfassung des Betriebszustands des synchronen Linearmotors erforderlich. Für die Steuerung und Regelung eines Synchronmotors ist es insbesondere wichtig, die Stellung des bewegten Teils meßtechnisch zu erfassen.

Zur Erfassung der Polstellung ist bei der eingangs genannten, aus der CH-PS 5 25 584 bekannten Schaltungsanordnung ein Positions-Detektor vorgesehen, der auf die am Einspeisepunkt des Umrichters auftretende gegenelektromotorische Kraft anspricht. Die Eingänge des Vollweg-Brückengleichrichters sind mit den Eingängen der Wanderfeldwicklung verbunden. Die Ausgangssignale des Positionsdetektors werden nach einem vorgegebenen Verknüpfungsschema miteinander kombiniert und einer Zündsteuerung für die steuerbaren Ventile des statischen Umrichters zugeführt. Mit Hilfe dieser bekannten Schaltungsanordnung ist nur eine ungenaue Erfassung der Polstellung möglich.

Die Erfindung bezweckt demgegenüber eine wesentlich genauere Erfassung der Polstellung, wozu es erforderlich ist, die bekannten Beziehungen der gesuchten Polstellung zu den einzelnen meßbaren Betriebsgrößen, wie Frequenz, vektorielle Werte von Spannung und Strom, Widerstand und Induktivität des Synchronmotors, zu berücksichtigen (Siemens-Zeit- -:rhriftl96V.S.830und831).

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Rechenschaltung vorgesehen ist, die aus der Frequenz und aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals bezogenen Werten der Spannung und des Stroms am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Erregers

ίο in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung einerseits und dem Vektor des Referenzsignals andererseits besteht.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht eine genaue Ermittlung der Polstellung, die im Hinblick auf die Steuerung des Umrichters erwünscht ist. Besonders vorteilhaft ist, daß das Signal für die Polstellung auf ein vorgegebenes Referenzsignal bezogen ist, das vom Betriebszustand des Linearmotors unabhängig ist.

Die Berechnung der Polstellung kann prinzipiell in kartesischem oder in Polarkoordinaten vorgenommen werden. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung geht von Polarkoordinaten aus und besteht darin, daß der Rechenschaltung als vektorielle Werte Spannungsbetrag und Spannungsphasenwinkel, sowie Strombetrag und Stromphasenwinkel vorgegeben sind. Die Berechnung in Polarkoordinaten hat den Vorteil, daß die einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung besonders einfach aufgebaut sein können. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden an Hand von 9 Figuren näher erläutert.

Gleiche Bauelemente sind dabei jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen. Es zeigt

F i g. 1 zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Antrieb eines Triebfahrzeugs in schematischer Darstellung,

F i g. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter und einer Steuer- und Regeleinrichtung in ausführlicher Darstellung,

Fig.3 ein Zeigerdiagramm für den Betrieb des Umrichters,

Fig.4 ein Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters,

F i g. 5 Zeigerdiagramme für den Übergang des Triebfahrzeugs von einem Streckenabschnitt zum nächsten,

F i g. 6 eine Schaltung zum Umschalten der Führungswerte in einer Umrichterstation,

F i g. 7 eine analoge Rechenschaltung zur Berechnung des Phasenwinkels zwischen Referenzsignal und Hauptfeldspannung,

F i g. 8 einen Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung und

F i g. 9 einen weiteren Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung.
F i g. 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug 2 enthält eine Erregerwicklung 3, die sich über die

(\s Gesamtfahrzeuglänge erstreckt. Sie wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem Gleichstrom ist ebenfalls möglich. Die Erregerwick-

lung 3 wird auch als Translator bezeichnet. Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material gewickelt sein. Es ist aber auch möglich, daß Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern ausgerüstete Erregerwicklung statt dessen verwendet werden.

Der gesamte Fahrweg ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, von denen in Fi g. 1 drei Streckenabschnitte a, 6, c eingezeichnet sind. Jeder Streckenabschnitt a, 6, c enthält eine dreiphasige Wanderfeidwicklung, die als Stator anzusehen ist und zusammen mit der darüber bewegten Erregerwicklung 3 als synchroner Linearmotor wirkt. In Fig. 1 sind die drei Wanderfeldwicklungen (Statoren) 4a, 46 und 4c schematisch eingezeichnet.

An die Einspeisepunkte 5b, 5c der einzelnen Wanderfeldwicklungen Ab bzw. 4c ist jeweils ein ortsfester, steuerbarer statischer Umrichter 6b bzw. 6c angeschlossen. Diese Umrichter 6b, 6c werden aus einem gemeinsamen dreiphasigen Versorgungsnetz oder aber auch aus zwei getrennten dreiphasigen Versorgungsnetzen 7b, Tc gespeist. Entsprechend den vorgegebenen Steuersignalen Sb bzw. s_c ist es möglich, Leistung aus den Versorgungsnetzen 7b, 7c mit gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage in die einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b, 4c einzuspeisen. Die Steuersignale Sb. s_c werden dabei in Steuer- und Regeleinrichtungen Sb. 8c erzeugt, die später an Hand von F i g. 2 näher beschrieben werden.

Es wurde bereits ausgeführt, daß in den einzelnen Streckenabschnitten die Wanderfeldwicklungen 4a, 4b, 4c jeweils den Stator eines synchronen Linearmotors bilden. Entsprechend dem Rotor einer umlaufenden Synchronmaschine trägt das Fahrzeug 2 an seiner Bodenfläche eine Reihe von Magnetpolen, die von der Erregerwicklung 3 erregt sind. Sie erzeugen in Wechselwirkung mit dem Wandcrfcld auf der Strecke den zum Vortrieb erforderlichen Schub. Wenn das Triebfahrzeug 2 einen der Streckenabschnitte b, c verlassen hat, wird der zugehörige Umrichter 66 bzw. 6c abgeschaltet.

Eine lineare und eine rotierende Synchronmaschine zeigen ein weitgehend ähnliches Betricbsvcrhaltcn. Daraus ergeben sich an jedes Steuersignal an s,. grundsätzlich dieselben Forderungen wie bei der Umrichterspeisung von rotierenden Synchronmaschinen. Demzufolge muß zur Beseitigung der Schwingungsneigung des synchronen Linearmotors 3,4 und zur Vermeidung des Kippens bei Überlast die Erzeugung des Steuersignals Sf» ä,. für jeden Umrichter 66, 6c vom jeweiligen Betriebszustand des synchronen Lincarmo· tors abhängig gemacht werden. Bei der rotierenden Synchronmaschine ist dazu die Messung der Polrudslcllung ζ. B, über einen mit der Welle der Synchronmaschine fest verbundenen Polrndlagegebcr notwendig. Würde man beim synchronen Linearmotor 3, 4 entsprechend vorgehen, so wäre es erforderlich, fortlaufend die Polstellung des z. B. mit bis zu SOO km/h bewegten Triebfahrzeugs 2 mittels einer mitgefuhrton Einrichtung millimetergenau zu messen. Weiterhin wtlrc es erforderlich, den Meßwert über insbesondere drahtlose Nachrlchtenkanälo zu den ortsfesten Umrichtern 66, 6c zu übertragen. Einem solchen Vorgehen stehen jedoch technische Probleme und bei der geforderten Betriebssicherhell auch hohe Kosten entgegen.

Daher wird auf die direkte Polstellungsmcssung am Ort des Triebfahrzeugs 2 und auf eine anschließende Übertragung der Meßdaten durch Punk verzichtet. Statt dessen wird der Betriebszustand des Linearmotors 3, 4 jeweils aus den Werten von Spannung und Strom am Einspeisepunkt 56,5cberechnet.
Jede Steuer- und Regeleinrichtung 86,8c enthält eine

s (in Fig. 1 nicht gezeigte) Rechenschaltung. Die Rechenschaltung in der Steuer- und Regeleinrichtung 86 bestimmt in jedem Zeitpunkt t die Polstellung des Translators 3. Die Berechnung erfolgt hier aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die an dem

ίο Einspeisepunkt 56 des Stators 46 herrschen. Die Werte von Spannung, Strom und Frequenz können dabei prinzipiell auf direktem Wege gemessen werden, und zwar unter Zuhilfenahme eines Spannungswandlers 96 und eines Stromwandlers 106. Der Umrichter 66 wird in Abhängigkeit vom berechneten Wert der Polstellung des Transistors 3 getaktet. Entsprechendes gilt auch für die Steuer- und Regeleinrichtung 8c sowie für den zugeordneten Spannungswandler 9c und den zugeordneten Stromwandler 10c.

Fig.2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter 6 und einer zugeordneten Steuer- und Regeleinrichtung. Der Umrichter 6 besteht aus einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem steuerbaren Wechselrichter 12, die über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis mit einem Glättungskondensator 13 und eingeprägter Zwischenkreisspannung miteinander verbunden sind. Der Gleichrichter 11 ist an ein dreiphasiges Versorgungsnetz 7 angeschlossen. Der Wechselrichter 12 ist als i'ulswech-

\o selrichter ausgebildet. Er speist einen synchronen Linearmotor 14, dessen Einspeisepunkt 5 unmittelbar am Ausgang des Wechselrichters 12 liegt. Der synchrone Linearmotor 14 ist (abweichend von Fig. I) im Ersatzschaltbild gezeichnet. Er besteht danach aus

.15 der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands mil dem Widerstandswert R, eines induktiven Widerstands mit der Induktivität L und einer fiktiven Gcgcnspannungsquellc mit der Hauptfcldspannung Uh. Es kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor 14 handeln, der entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eiscnloser Motor, mit einer Magnetspule mit Magnetkern als cisenbchaftctcr Motor oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter Motor ausgerüstet ist.

Zunächst wird in Fig.2 die Rcchcnschaluing 15 betrachtet. In diese Rcchcnschaltung 15 werden insgesamt sieben Signale eingegeben. Zunächst einmal sind es zwei Signale, die den Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5, also direkt am Ausgang des

so Wechselrichters 12, beschreiben. Ein jeder beliebige Vektor ist durch seinen Betrag und einen Phasenwinke festgelegt. Entsprechend ist der Spannungsvektor U air Einspeisepunkt 5 durch ein Signal \U\, das ein Maß füi seinen Betrag Ist, und durch sein Signal φ,,, das ein MaC

jj für seinen auf ein Referenzsignal bezogenen Phascnwin kel ist, vollständig charakterisiert.

Es sei bereits hier hervorgehoben, daß die Signale φ und \U\ für den Spannungsvektor U nicht auf Grun< einer Spannungsmessung am Ausgang des Wechselrlch

fto ters 12 gebildet, sondern im Innern der Steuer- un< Regeleinrichtung an den Punkten A und B abgegriffct werden. Dieses ist vorteilhaft, da die benötigten Signall ohnehin In der dargestellten Steuer- und Regelelnrlch tung als Stellgrößen für den Wechselrichter 12 gebilde

f'j werden. Eine direkte Spannungsistwerterfassung an Ausgang des Wechselrichters 12 ist zwar cbenfall möglich, bedeutet Jedoch einen größeren Aufwand. Im folgenden werden der Einfachheit halber all·

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Signale mit der ihnen zugeordneten Information bezeichnet. Beispielsweise wird also im folgenden das Signal \U\ einfach als Spannungsbetrag und das Signal φι/als Spannungsphasenwinkel bezeichnet.

Weiterhin wird in die Rechenschaltung 15 die Frequenz /"der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung U eingegeben. Die Frequenz f wird an einem Punkt C im Innern der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen.

Ferner erhält die Rechenschaltung 15 zwei Signale, die den Stromvektor / am Einspeisepunkt 5 festlegen. Es sind dies der Strombetrag |/| und der Stromphasenwinkel φί. Diese Signale werden, wie später noch näher ausgeführt werden wird, aus einer Messung des Stroms am Einspeisepunkt 5 mittels des Stromwandlers 10 abgeleitet.

Schließlich werden in die Rechenschaltung 15 noch der ohmsche Widerstandswert R und die Induktivität L des synchronen Linearmotors 14 eingegeben. Diese Signale können entweder fest vorgegeben werden oder - was für die Berechnung genauer, aber auch aufwendiger ist — durch direkte Messung am betreffenden Streckenabschnitt ermittelt werden. Eine direkte Messung des ohmschen Widerstandswerts und/oder der Induktivität L kann angebracht sein, wenn der synchrone Linearmotor 14 im variablen Betrieb (Anfahren, Bremsen) die Wanderfeldwicklung unterschiedlich erwärmt.

Die Rechenschaltung 15 berechnet aus den sieben eingegebenen Signalen den Phasenwinkel λ der Hauptfeldspannuiig Uh. Die Hauptfeldspannung (Λ, die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, ist eine fiktive, nicht direkt meßbare Größe. Um den Rechenvorgang zu verdeutlichen, wird im folgenden zunächst F i g. 3 betrachtet. Darin ist das quasistationärc Bctriebsvcrhaltcn des synchronen Linearmotors 14 in einem Zeigerdiagramm dargestellt. Die Darstellung cnthült auch ein Referenzsystem, das durch die senkrecht aufeinander stehenden Zeiger R₁. und jlm gebildet wird. «,· stellt eine reelle Achse und jlm eine imaginttrc Achse dar. F. ist der Einheitsvektor in Richtung des Zeigers R₁. Das Zeigerdiagramm läuft mit der Frequenz /"um.

In Fig. 3 sind der Spannungsvektor U und der Stromvektor / am Einspeisepunkt 5 (vgl. F i g. 2) gezeigt. Der Spannungsveklor U setzt sich aus der geometrischen Summe der vom Triebfahrzeug 2 in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung Ui, und den SpannungsabftlHcn IR und jllnfL am ohmschen bzw. induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Einheitsvektor R₁. schließt der Spannungsvektor U den Spunnungsphusenwinkcl φ«, der Stromvcklor / den Stromphasenwinkel φ/und der Hnuptfcldspannungsvektor l/ftden Phasenwinkel λ ein.

Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (λ-φ,,;, also der Winkel /wischen dem Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung Uh, die durch die Bewegung des Translators In der Wanderfeldwicklung Induziert wird, andererseits, ein MaD für die Polstellung des Translators Ist. Das ergibt sich aus der Analogie «um rotierenden Synchronmotor. Demzufolge Ist auch der Phasenwinkel A ein MaO für die Polstellung des Translators. Aus FIg.3 ergibt sich nun, daß Phasenwinkel λ und Betrag der fiktiven Hauptfeldspannung Uh bei Kenntnis der Werte U, 1, /, R und L entsprechend dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne weiteres berechnet werden können.

Im folgenden wird wieder F i g. 2 betrachtet. Die dort dargestellte Rechenschaltung 15 führt eine Berechnung des Phasenwinkels λ gemäß dem Zeigerdiagramm in F i g. 3 durch. Der Phasenwinkel λ wird anschließend zur s Taktung des Wechselrichters 12 herangezogen. Bei der Berechnung des Phasenwinkels λ wird also im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung der Meßwertverarbeitung das bei Fig.3 gezeigte Referenzsystem mit den Zeigern R_c und jlm benutzt.

ίο Dieses mit der Frequenz /"umlaufende Referenzsystem wird durch einen Referenzsignalgeber 16 schaltungstechnisch realisiert. Es handelt sich bei diesem Referenzsignalgeber 16 um einen Oszillator einstellbarer Frequenz f, der an seinem Ausgang ein zweiphasiges Referenzsignal r fester Amplitude abgibt. Dieses Referenzsignal r ist beispielsweise die Darstellung des Einheitsvektors E (vgl. F i g. 3), der in Richtung des Zeigers R_c des umlaufenden Referenzsystems R_n jlm liegt, in ruhenden kartesischen Koordinaten; es handelt sich also in diesem Fall um ein Sinussignal und das entsprechende Cosinussignal gleicher Amplitude und Frequenz. Die Amplitude hat den normierten Wert eins. Das zweiphasige Referenzsignal r, das dem Einheitsvektor Ein Fi g. 3 entspricht, wird einem Phasendreher 17 zugeführt und mit dessen Hilfe um den ebenfalls vom Punkt A her eingegebenen Phasenwinkel </>„ gedreht. Das auf diese Weise gewonnene zweiphasige Phasensignal trägt als Information den Phasenwinkel φ,,, um den die Ausgangsspannung des Wechselrichters 12 bezüglich dem Referenzsignal r des Rcfcrenzsignalgebers 16 gedreht erscheinen soll. Es entspricht also einem Vektor vom normierten Betrag eins und der Richtung des Spannungsvektors U. Das Phascnsignal gelangt anschließend in einen Koordinatenwandlcr 18, der die

is bisher zweiphasige Information in eine symmetrische dreiphasige Information umsetzt. Die drei Ausgangssignalc des Koordinstcnwandlers 18 sind also um 120" gegeneinander versetzt, und das eine dieser Ausgangssignale ist um den Phasenwinkel φ,, gegenüber dem Sinusanteil des Referenzsignals rgcdrcht.

Die drei Ausgangssignalc werden in die Wcchselrichterstcuerung 19, die dem dreiphasigen Wechselrichter 12 zugeordnet ist, eingegeben. Als weitere Eingangsgröße wird der Wcchselrichtcrstcuerung 19

,is vom Punkt Bder Spannungsbetrag \U\ zugeführt, In der Wcchsclrichterstcuerung 19 findet zunächst eine Betrugsmultiplikation statt. Die drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18, die vornussctzungsgcmäß die Amplitude 1 haben sollen, nehmen dabei den Amplitu·

y> clcnwcrt \U\ an. Die Wechselrichtersteucrung IS verändert dann über die so gebildeten Steuersignale .' und die daraus hergeleiteten Zündimpulse die Aus gangsspannung U des Wechselrichters 12 nach Beirut |Mund Frequenz /"und Phase φ».

Die bisherige Beschreibung und Darstellung in Fig.; waren von einem Umrichter 6 mit einem ungesteucrtci Oleichrichter ti und einem Pulswechselrichter al Wechselrichter 12 ausgegangen. Abweichend davoi kann der Gleichrichter 11 ebenfalls steuerbar sein. Er is

do dann so ausgebildet, daß über den Stoucrolngang eine zugeschalteten Oleichrichtorstcucrung die Oleichspan nung Im Oleichspannungs-Zwlschenkrels veränder werden kann. In diesem Fall wird der Spannungsbctrai \U\ nicht In den Eingang der Wechselrlchtcrsteucruni

ds 19, sondern In den Eingang der (nicht gezeigten Olelehrlchtersteuerung gegeben. Als Wechselrichter 1 wird man in diesem Fall keinen Pulswechselrlchtei sondern einen ungepulsten Stromrichter vcrwendei

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Abweichend von dieser Lösung kann aber auch als Umrichter 6 ein Direktumrichter verwendet werden. Das wird insbesondere dann der Fall sein, wenn eine eisenlose, supraleitende Erregerwicklung vorliegt.

Das Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 wird außer dem Phasendreher 17 auch einem Grundschwingungsanalysator 20 zugeführt. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 wird außerdem vom Stromwandler 10 her mit den drei Statorströmen /'«, is und /> gespeist. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 beschränkt sich auf die Auswertung der Grundschwingungen der Statorströme ;'«, is und /Y· Er macht mit den drei Eingangsgrößen /«, /& hpraktisch das Umgekehrte wie die obenerwähnten Bauelemente Phasendreher 17, Koordinatenwandler 18 und Wechselrichtersteuerung 19 mit den Eingangsgrößen φ,, und \U[ und kann entsprechend aufgebaut sein; er wandelt die Statorströme ir, is und i't demnach unter Zuhilfenahme des Referenzsignals r in zwei Signale um, die dem Stromphasenwinkel <p, und dem Strombetrag |/| des Stroms / entsprechen. Die Ausgangsgrößen des Grundschwingungsanalysators 20 sind also Signale, die den Stromvektor /in Fig.3 eindeutig festlegen. Im vorliegenden Fall wird der Stromvektor /in Polarkoordinaten, also nach Betrag |/| und Phasenwinkel φ; in bezug auf das Referenzsystem /?_t, Jim dargestellt. Prinzipiell ist auch eine Darstellung in kartesischen Koordinaten möglich.

Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, daß Betrag \U[ und Phasenwinkel <p„ der Spannung U gleichzeitig Stellgrößen sind. Daher können diese Signale - wie bereits oben angedeutet - an geeigneter Stelle der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen werden. Besondere Meßgeber und Oberschwingungsfiltcr, die bei einem direkten Abgriff am Einspeisepunkt 5 erforderlich wären, sind dann überflüssig.

Es soll noch einmal hervorgehoben werden, daß die Polstellung des Translators, charakterisiert durch den Phasenwinkel λ, aus dem Wert von Spannung U, Strom / und Frequenz, die am Einspeisepunkt 5 des Stators herrschen, unter Berücksichtigung des ohmschen Widerstandswerts R und der Induktivität L mittels der Rcchcnschaltung 15 berechnet werden kann. Der Betriebszustand des synchronen Linearmotor.«! 14 ist damit gemäß F i g. 3 in jedem Augenblick bekannt.

Der Wirkungsgrad des synchronen Lincarmoiors 14 hllngt stark von der Höhe der Leitungsverluste I¹R entlang der Strecke ab, wobei /der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte ein Betrieb mit möglichst geringem Strom / angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Strom / und gegebenem Erregerfeld wird ein Maximum un Schubkraft erzeugt, wenn die Strombclagswclle der Statorwicklung mit der Induktionswelle des Erregersystems In Phase ist. Mit anderen Worten: Dieser Zustand, der als optimaler Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt vor, wenn der Stromvektor / In PIg,3 in dieselbe Richtung weist wie der Hauptfeldspannungsvektor ίΛ. Es muß dünn also die Bedingung

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gelten.

PIg.4 zeigt das Zeigerdiagramm für optimalen stationären Bei neb, das unter Beachtung der Bedingung (I) aus dem Zeigerdiagramm von PIg.3 hervorgeht.

Zusätzlich sind dort Kurven |/| = konst und φ, = const, also für konstanten Strombetrag \l\ bei veränderlichem Phasenwinkel φ/und für konstanten Stromphasenwinkel φ, bei veränderlichem Strombetrag, gestrichelt einges zeichnet.

Mit Hilfe der Information, deren Gewinnung vorstehend beschrieben wurde, läßt sich nun durch einen Regelkreis das Arbeiten im optimalen Betriebspunkt erzwingen. Ein weiterer Regelkreis regelt den _1U Strombetrag |/|. Die Genauigkeit, mit der der optimale Betriebspunkt eingehalten wird, hängt dabei - was als besonderer Vorteil angesehen wird - nicht vom ohmschen Widerstandswert R des synchronen Linearmotors 14 ab. Temperaturschwankungen an der Wanderfeldwicklung machen sich also im optimalen Betriebspunkt nicht störend bemerkbar.

Nach Fig.2 wird im Stromwinkelregelkreis der von der Rechenschaltung 15 ermittelte Phasenwinkel λ in einen Vergleicher 21 gegeben und dort mit dem >o Stromphasenwinkel φ,; der vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 geliefert wird, verglichen. Die Winkeldifferenz (λ-φ,^, die die Abweichung vom optimalen Betriebspunkt repräsentiert, wird einem Stromwinkelregler 22 zugeführt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Entkopplers 23 verbunden ist. An den beiden Ausgängen A, B dieses Entkopplers 23 erscheinen zwei Stellgrößen. Die eine Stellgröße ist der Spannungsphasenwinkel φ,,, die andere der Spannungsbetrag|L/|.

■,o Der Stromwinkelregler 22 sorgt also dafür, daß bei vorgegebenem Strombetrag |/| der optimale Betriebspunkt eingehalten wird. Dieser Strombetrag |/| wird nun in einem weiteren Regelkreis geregelt, der einen Vergleicher 24 und einen Strombetragsregler 25 umfaßt. Der Vergleicher 24 erhält vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 den Istwert des Strombetrages |/| als Eingangsgröße zugeführt. Als weitere Eingangsgröße dient ein Strombetrags-Sollwcrt |/|*· Die Abweichung Δ \l\ - \l\*-\l\ wird vom Ausgang des .)» Vergleichers 24 dem Eingang des Strombetragsrcglcrs 25 zugeführt. Dessen Ausgang wirkt auf den zweiten Eingang des Entkopplers 23 ein. Der Strombctragsrcgler 25 regelt den Schub des Triebfahrzeugs.

Der Strombetrags-Sollwert |/|* kann fest vorgegeben .|5 und z. B. an einem (nicht dargestellten) Potentiometer abgegriffen sein. Bevorzugt wird er jedoch einem überlagerten Frequenz- oder Geschwindigkeitsrcgelkreis entnommen. Dieser Frcqucn/.rcgclkrcis umfaßt einen Frcqucnzrcgler 26, dem ein Vergleicher 27 so vorgeschaltet ist. Im Vergleicher 27 wird die Frequenz f des Wechselrichters 12, die prinzipiell an einer beliebigen geeigneten Stelle in der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen sein kann und hier am Punkt C abgegriffen Ist, mit einem vorgegebenen V1 Frequenzsollwert f* verglichen. Dieser Frequenzsollwert Λ wird Im vorliegenden Fall von einem Fahrtenrechner 28 vorgegeben, in dem ein Fahrprogramm ^gespeichert ist. In dem Fahrtenrechner 28 wird zusätzlich eine Information x(t) über die momontunc do Stellung des Translators auf der Fahrstrecke zu jeder Zelt feingespeist.

Zur Erklärung der Funktion des Entkopplers 23 wird nochmals das Zeigerdlugramm In Fig.4 für den optimalen stationären Betrieb des synchronen Linear· (1.1 motors 14 betrachtet. Soll In diesem Zeigerdiagramm nur der Strombetrag |/l, also die Lunge dos Stromvektors /, verändert werden, dann müssen sowohl der Betrag \U\ als auch der Spannungsphasenwinkel φ» des

Spannungsvektors L/so verstellt werden, daß die Spitze des Spannungsvektors U der gestrichelten geraden Kurve φ, = const, folgt. Soll dagegen in diesem Zeigerdiagramm der Stromphasenwinkel ψ, verändert werden, so müssen sowohl Spannungsbetrag \U\ als auch Spannungsphasenwinkel φ,, des Spannungsvektors U so verstellt werden, daß sich die Spitze des Spannungsvektors U entlang der gestrichelten gekrümmten Kurve |/| = konst. bewegt. In beiden Fällen werden also beide Größen φ,,, \ U\ verändert.

Um dieses Verhalten zu berücksichtigen, ist nach F i g. 2 der Entkoppler 23 mit vier Verstärkern 29a, 29b, 29c und 29c/ ausgerüstet, deren Verstärkungsfaktoren über Korrektursignale k, die von der Rechenschaltung 15 in Abhängigkeit vom jeweiligen Betriebspunkt gebildet und geliefert werden, einstellbar sind. Der Entkoppler 23 enthält ferner zwei Additionsglieder 30a und 306, deren Ausgänge die Stellgrößen φ,, bzw. | U\ an den Ausgangspunkten A bzw. Bliefern.

Die Anordnung der einzelnen Elemente ist im Entkoppler 23 so getroffen, daß an das Additionsglied 30a einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29a und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 296 angeschlossen ist, und daß an das Additionsglied 30£> einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29c und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29tf angeschlossen ist.

Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29a bis 29c/ werden - wie bereits ausgeführt - von der Rechenschaltung 15 über die Korrektursignale k im Betrieb ständig nachgestellt. Sind geringere dynamische Anforderungen an die Regelung zu erfüllen, so kann auf die Nachstellung verzichtet werden. Es genügt eine einmalige Einstellung. Spielt die Regeldynamik nur eine völlig untergeordnete Rolle, so kann der Ausgang des Strombetragsreglers 25 direkt mit dem Punkt A und der Ausgang des Stromwinkelreglcrs 22 direkt mit dem Punkt B verbunden, der Entkoppler 23 also weggelassen werden.

Bezüglich des Stromwinkelkreiscs und des Strombctragsregelkreises ist also festzuhalten, daß der Spannungsbetrag \U\ und der Spannungsphnscnwinkcl φ» so lange verstellt werden, bis die Bedingung (I), die den optimalen Betriebspunkt beschreibt, erfüllt und bis der Strombetrag |/| dem vorgegebenen Strombctrags-Sollwert |/|* entspricht.

Wie bereits crwllhni, gibt der Entkoppler 23 als Ausgangsgrößen am Ausgangspunkt A den Spunnungsphasenwinkel q>„ und um Ausgangspunkt B den Spunnungsbctrag \U\ ab. Diese sind die Stellgrößen für die Steuerung der Spannung U. Eine gleichförmig fortlaufende, /.. B. zeitlich lineare Änderung des Spunnungsplutscnwinkels φ» am Ausgangspunkt A ist ein Anzeichen dafür, daß am Punkt Cdas Frequenzsig· nnl /dem tatsächlichen Wert der Frequenz am Ausgang des Umrichters 6 nicht entspricht. In diesem Fall ist eine Korrektur des Frequenzsignals /erforderlich. Dazu wird der Spannungsphasenwinkel φ,. In einem Vcrgleicher 31 fortlaufend mit einem konstanten Sollwort φ,,*, der z. B. auf Null gesetzt ist, verglichen. Die dort ermittelte Abweichung wird einem Spannungswinkelregler 32 zugeführt, der das Frequenzsignal f Im Punkt C entsprechend lindert, Der Referenzslgnalgcbor 16 wird also an seinem Frequenzsteuereingang entsprechend beaufschlagt und die angestrebte Korrektur bewirkt, Auf diese Welse kann auch das Kippen des Linearmo· tors 14 bei Lastanstieg verhindert werden.

Es wird im folgenden der Fall betrachtet, daß da; Triebfahrzeug 2 in Fig. 1 aus dctn Streckenabschnitt i in den nachfolgenden Streckenabschnitt c einläuft. Voi dem Übergang muß der Umrichter 6c zur Speisung de: s Streckenabschnitts c eingeschaltet werden. Der Strorr I₁- im Streckenabschnitt c muß dabei nach Betrag unc Phase fortlaufend Herart gesteuert werden, dat während des Befahrens der Übergangsstelle kein« unerwünschte Kraftwirkung auf das Triebfahrzeug ί

ίο entsteht.

Zu diesem Zweck muß sich das Wanderfeld de; Streckenabschnitts b gleichmäßig im Streckenabschniti c fortsetzen. Das bedeutet, daß die Stromvektoren /ι und Ic in beiden Streckenabschnitten b, c nach Betrag und Phase übereinstimmen müssen. Es muß also die Übergangsbedingung h = /,gelten.

In F i g. 5 sind analog zu F i g. 4 Zeigerdiagramme für die durch die benachbarten Wanderfeldwicklungen 46 4c gebildeten Linearmotoren für den Fall gezeigt, daß

jo sich das Triebfahrzeug 2 noch vollständig im Bereich des Streckenabschnitts b befindet. Ein Index b kennzeichnet dabei die Größen im Streckenabschnitt b, ein Index c diejenigen im Streckenabschnitt c.

Fig.6 zeigt einen Ausschnitt der Steuer- und

as Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c mit einer zusätzlichen Umschalteinrichtung für zwei Sollwerte. Die Steuer- und Regeleinrichtungen der anderen Streckenabschnitte sind entsprechend aufgebaut. Die Umschalteinrichtung umfaßt drei gleichzeitig betätigba-

,o re Schalter 38c, 39c und 40c. Der Schalter 38c schaltet den einen Eingang 42c des Vergleichers 24c wahlweise auf den Ausgang des Frequenzreglers 26coder auf einen Punkt 41c, an dem zeitlich nacheinander vom Streckenabschnitt b vom Streckenabschnitt c/her der Strombe-

j_s tragssollwert \k\* bzw. |/</|* anliegt. Vom gleichen Eingang 42c des Vergleichcrs 24c kann der am Strombetragsregler 25c wirksame Strombetragssollwert |/t|* des Streckenabschnitts c an die Steuer- und Regeleinrichtungen der benachbarten Streckenab-

.io schnitte b und d weitergegeben werden. Der Eingang 42c ist über den Schalter 39c mit einem Zusatzeingang des Frequenzreglers 26c verbunden. Auf diesem Wege kann das Signal am Eingang 42c dem Ausgang des Frequenzreglers 26c aufgedrückt werden, und zwar

.,s unabhängig von seinem Eingangssignal. Der Schalter 40cschaltet den einen Eingang 44cclcs Vergleichcrs 21c wahlweise auf den Ausgang der (nicht gezeichneten) Rcchcnschaltung 15c, die den Phasenwinkel Ac ubgibi, oder uuf einen Punkt 43c, an den zeitlich nacheinander

so von den Streckenabschnitten b und c/ her der Phasenwinkel A/, bzw, A₁/ geliefert wird. Vom Ringung 44cdes Vergleichcrs 2tckann tiuch der Phasenwinkel λ, an die dem Vcrgleicher 2tccntsprechcndcn Verglcichcr der benachbarten Steuer· und Regeleinrichtungen

ss gegeben werden.

Im Streckenabschnitt c wird nach Fig.5 zunächst noch keine Hauptfeldspunnung i4· induziert. Daher ist Im Streckenabschnitt c der Phasenwinkel Ac nicht definiert. Deswegen wird die Steuerung des Umrichters

do 6c von der Steuer· und Regeleinrichtung des Umrichters 6b übernommen. Zu diesem Zweck wird der Referenz· Signalgeber des Umrichters 6c phusenstarr und phuscnglelch mit dem Refercnzsignalgeber des Umrichters 66 synchronisiert. Das ist durch die gestrichelte Line 35

as in Flg. I schematisch angedeutet. Die Schalter38t¹,39c und 40c(vgl. F i g, 6) stehen In der oberen Schaltstellung (Fremdsteuerung). Dadurch werden die Sollwerte \h\* und h des Abschnitts b dem Strombetragsregler 2Sc

5

bzw. dem Stromwinkelregler 22c des Abschnitts c als Sollwerte zugeführt. Die Übergar.gshedingung (1) wird dadurch eingehalten.

Während das Triebfahrzeug 2 in den Streckenabschnitt c einläuft, steigt im zugehörigen Zeigerdiagramm (vgl. F i g. 5) die Hauptfeldspannung L//,_c.von Null aus gleichmäßig an. Im gleichen Maße nimmt die Hauptfeldspannung L/«, im Zeigerdiagramm des Strekkenabschnitts b ab, da das Triebfahrzeug 2 den zugehörigen Streckenabschnitt b verläßt. Die Stellung der Schalter 28 bis 40 (vgl. F i g. 6) wird nicht geändert.

Um die Übergangsbedingung k = U- weiterhin aufrechtzuerhalten müssen die Spannungsvektoren Ub und Uc während des Befahrens der Übergangsstelle in Richtung der in F i g. 5 punktiert eingezeichneten Pfeile 33 bzw. 34 gegensinnig verstellt werden.

Wenn sich das Triebfahrzeug 2 in der Mitte zwischen den beiden Streckenabschnitten b und c befindet, sind die Hauptfeldspannungen Uu, und Uhc in den beiden Zeigerdiagrammen von F i g. 5 gleich groß. Dies ist die Bedingung zur Übergabe der Führung an die Steuer- und Regeleinrichtung des folgenden Umrichters 6c Bei Eintreten dieser Bedingung gehen die Schalter 38c, 39c und 40c in F i g. 6 gemeinsam in ihre untere Schaltstellung, während gleichzeitig die entsprechenden Schalter in der Steuer- und Regeleinrichtung der Schaltstrecke b in die obere Schaltstellung übergehen. Dadurch geht die Führung der Steuer- und Regeleinrichtung der beiden Streckenabschnitte b und c für Strombetrag und Stromphasenwinkel auf die Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts cüber (Eigensteuerung).

Wenn das Triebfahrzeug 2 den Streckenabschnitt b vollständig verlassen hat, nimmt die induzierte Hauptfeldspannung Uhb in diesem Streckenabschnitt b den Wert Null an. Der Umrichter 6i> kann dann abgeschaltet werden.

Abschließend wird noch einmal F i g. 2 betrachtet. Da die dort gezeigte Schaltungsanordnung den synchronen Betrieb des Linearmotors 14 unter allen Betriebsumständen aufrecht erhält, kann aus dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 durch digitale Integration die Position des Triebfahrzeugs 2 auf der Fahrstrecke ständig ermittelt werden. Zu diesem Zweck ist ein mit dem Referenzsignal r gespeister Analog-Digital-Wandler 36 vorgesehen, der einen digitalen Integrator 37 beaufschlagt. Dieser digitale Integrator 37 kann ein Zähler, insbesondere auch ein Vor-Rückwärts-Zähler sein. Sein Ausgangssignal x(t), das die Position χ des Triebfahrzeugs 2 in Abhängigkeit von der Zeit / als Information enthält, wird als Istwert für eine Lageregelung verwendet. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal x(t) nach F i g. 2 dem Fahrtenrechner 28 als Eingangssignal zugeführt. Aus dem Ausgangssignal x(t) könnten auch weiterhin Informationen zur Zügsicherung abgeleitet werden, ebenso der richtige Zeitpunkt für das Einschalten des in Fahrtrichtung liegenden folgenden Streckenabschnitts.

F i g. 7 zeigt eine analoge Rechenschaltung 15, mit der eine Berechnung des Phasenwinkels λ zwischen dem Referenzsignal r einerseits und der Hauptfeldspannung Uh andererseits gemäß dem Zeigerdiagramm in Fig.3 durchgeführt werden kann.

Nach Fig.7 wird die Frequenz /"zunächst in einem Multiplizierglied 45 mit dem Faktor In multipliziert und anschließend in ein weiteres Multiplizierglied 46 eingegeben. Hier wird die Größe 2n mit der von außen zugeführten Induktivität L multipliziert. Die vom Multiplizierglied 46 berechnete Größe 2nfL wird zusammen mit dem von außen zugeführten Widerstandswert R in einen Koordinatenwandler 47 eingegeben. Dieser Koordinatenwandler 47 ist so aufgebaut, daß er seine beiden Eingangssignale R und In(L als kartesische Koordinaten eines Vektors behandelt und aus ihnen die entsprechenden Polarkoordinaten formt. Er gibt an seinen beiden Ausgängen die Signale ψ, und \Z\ ab. \Z\ ist der Betrag und φ, der Phasenwinkel dieses Vektors Z, der als Impedanz zu betrachten ist. In einem ίο Additionsglied 48 wird der Phasenwinkel φ, zum von außen zugeführten Stromphasenwinkel φ, addiert. In einem weiteren Multiplizierglied 49 wird die Größe \Z\ mit dem Strombetrag |/j multipliziert. Aus den Ausgängen des Additionsgliedes 48 und des Multipliziergliedes 49 erhält man die Größen φ,> bzw. 11Z\. Diese beiden Größen φ,> und \IZ[ beschreiben in Polarkoordinaten einen (nicht gezeigten) Spannungszeiger, der in F i g. 3 von der Spitze des Hauptfeldspannungsvektors Uh zur Spitze des Spannungsvektors U weisen würde.

Der mit der Impedanz \Z\ multiplizierte Strom \l\ entspricht einem Spannungsabfall, der an der Wanderfeldwicklung des Linearmotors auftritt. Der genannte Spannungszeiger wird in einem weiteren Koordinatenwandler 50 von Polarkoordinaten in kartesische

Koordinaten umgesetzt.

Wie aus F i g. 3 weiter ersichtlich ist, erhält man den Hauptfeldspannungsvektor Uh dadurch, daß man vom Spannungsvektor U den genannten Spannungszeiger abzieht. Nach Fig.7 wird diese Subtraktion durch Subtraktion der kartesischen Koordinaten beider Vektoren bewirkt. Dazu werden der Spannungsbetrag \U\ und der Spannungsphasenwinkel g>„ zunächst einem Koordinatenwandler 51 zugeführt, an dessen Ausgang der Spannungsvektor U in kartesischen Koordinaten

erscheint. Für jede Koordinatenrichtung ist eine nachgeschaltete Subtraktionsstelle 52 bzw. 53 vorgesehen. In der Subtraktionsstelle 52 wird der eine Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers vom entsprechenden Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen. Entsprechend wird in der Subtraktionsstelle 53 der orthogonale Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers von dem orthogonalen Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen.

Die Ausgangssignale beider Subtraktionsstellen 52 und 53 geben bereits den Hauptfeldspannungsvektor Uh in kartesischen Koordinaten an. Zur Umsetzung in Polarkoordinaten, also in den Betrag \Uh\ und den Phasenwinkel λ, ist ein weiterer Koordinatenwandler 54 vorgesehen. Damit steht am Ausgang der Rechenschaltung 15 der Phasenwinkel λ zur weiteren Verarbeitung durch die Steuer- und Regeleinrichtung zur Verfügung.

Die Fig.8a und 8b zeigen in schematischer bzw. ausführlicher Darstellung einen Koordinatenwandler 55, der zwei Signale V\ und V₂, die als kartesische Koordinaten eines Vektors V angesehen werden können, in die entsprechenden Polarkoordinaten Betrag I Vj und Phasenwinkel λ „ umsetzt. Dieser Koordinatenwandler 55 kann also als Koordinatenwandler 47 und/oder Koordinatenwandler 54 in F i g. 7 eingesetzt werden.

Aus F i g. 8b geht hervor, daß das Signal Vi zunächst in einem Multiplizierglied 56 mit sich selbst multipliziert wird. Entsprechend wird auch das Signal V₂ in einem

fts weiteren Multiplizierglied 57 mit sich selbst multipliziert. Die beiden Ausgangssignale Vi² und V₂ ² werden in einem Additionsglied 58 zu einem Summensignal (Vi² + V2²) addiert. Dieses wird einem Radizierglied 59

zugeführt, welches daraus die Wurzel zieht. Am Ausgang des Radiziergliedes 59 erscheint der Betrag IVI = (IV + V2²)"²·

Innerhalb des Koordinatenwandlers 55 ist nach Fig.8b weiterhin ein Dividierglied 60 angeordnet. Diesem werden die Signale V\ und V₂ zugeführt. An seinem Ausgang erscheint der Quotient WV₂. Dieser wird in einen Funktionsgeber 61 eingespeist, der daraus den Arcustangens bildet. Das Ausgangssignal des Funktsionsgebers 61 entspricht dem Phasenwinkel φ_ν = arctg (V\IV₂). Die Größen |V| und φ, sind die Polarkoordinaten des Vektors V.

In den Fig.9a und 9b ist in schematischer bzw. ausführlicher Darstellung ein Koordinatenwandler 62 gezeigt, der die umgekehrte Koordinatentransformation vornimmt wie der Koordinatenwandler 55 in den Fig.8a und 8b. Er kann in Fig.7 an die Stelle des Koordinatenwandlers 50 und/oder 51 treten.

Nach Fig.9a werden dem Koordinatenwandler 62 der Betrag | Vj und der Phasenwinkel φ_ν eines Vektors V eingegeben. An seinen beiden Ausgängen erscheinen die Größen Vi und V₂, die den Vektor Vin kartesischen Koordinaten festlegen.

Nach Fig.9b sind im Koordinatenwandler 62 zwei Funktionsgeber 63 und 64 vorgesehen, die zum eingegebenen Phasenwinkel φ,, das entsprechende Cosinus- bzw. Sinussignal bilden. Das Cosinussignal cos Φι- wird in einem Multiplizierglied65 mit dem Vektorbetrag I Vj multipliziert. Am Ausgang des Multipliziergliedes 65 erhält man bereits das Signal Vi als die eine kartesische Koordinate. In einem weiteren Multiplizierglied 66 wird das Sinussignal sin<p_vdes Funktionsgebers 64 mit dem Betrag | Vj multipliziert. An seinem Ausgang erhält man das Signal V₂ als die andere kartesische Koordinate.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

\, Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen Triebfahrzeugs mit > einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in ι ο Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers getakteten ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenen elektrischen Meßwerten ermittelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rechenschaltung (15) vorgesehen ist, die aus der Frequenz (f) und aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals (r) bezogenen Werten der Spannung (U) und des Stroms (I) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel (λ) berechnet, der zwischen dem Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Erregers (3) in der Wanderfeldwicklung (4a, Ab, Ac) induzierten Hauptfeldspannung (Uh) einerseits und dem Vektor des Referenzsignals (r) andererseits besteht.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenschaltung (15) als vektorielle Werte Spannungsbetrag (\U\)und Spannungsphasenwinkel (φυ), sowie Strombetrag (|/|,}und Stromphasenwinkel (φ,)vorgegeben sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (f) des Referenzsignalgebers (16) über einen Spannungswinkelregler (32) einstellbar ist, welchem der Spannungsphasenwinkel (ψυ) und ein vorzugsweise auf Null gesetzter Sollwert (φυ*,¹ zugeführt sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis mit einem Stromwinkelregler (22) zur Regelung auf optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors (14) vorgesehen ist, der den Winkel (ψί-λ) zwischen Hauptfeldspannung (Uh)\ma Strom (I)zn Null regelt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Grundschwingungsanalysator (20) vorgesehen ist, der von dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für den Strom (I) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist und der ein Signal für den Strombetrag (\l\) der Stromgrundschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Stromphasenwinkel (φι) der Stromgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Grundschwingungsanalysator vorgesehen ist, der mit dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für die Spannung (U) am Einspeisepunkt gespeist ist, und der ein Signal für den Spannungsbetrag (\ U\)dcr Spannungsgruhdschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Spannungsphasenwinkel (φυ) der Spannungsgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis für den Strombetrag <\I\) mit einem Strombetragsregler (25) vorgesehen ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stroinwinkelreglers (22) mit dem ersten Eingang und der Ausgang des Strombetragsreglers (25) mit dem zweiten Eingang eines Entkopplers (23) verbunden ist, an dessen einer Ausgangsklemme (A) ein Stellsignal für den Spannungsphasenwinkel (<pu)unu an dessen anderen Ausgangsklemme (B) ein Stellsignal für den Spannungsbetrag (\ U\)auftritt.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristik des Entkopplers (23) von der Rechenschaltung (15) in Abhängigkeit vom Betriebszustand des Linearmotors (14) gesteuert ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgangsklemmen (A, 4)des Entkopplers (23) die der Rechenschaltung (15) zugeführten Signale für den Spannungsbetrag (\U I) und für den Spannungsphasenwinkel (ψ_υ) abgegriffen sind.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert (R) und/oder die Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) fortlaufend im Betrieb gemessen und in die Rechenschaltung (15) eingegeben sind.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Referenzsignalgeber (16) zugeführte Frequenz (!) als Istwert für einen überlagerten Frequenzregelkreis herangezogen ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Streckenabschnitt (a, b, c) der Fahrstrecke eine solche Schaltungsanordnung vorgesehen ist, und daß jede Schaltungsanordnung Schalter (38c, AQc) enthält, mit denen die Strombetrags-Sollwerte und die Stromphasenwinkel-Sollwerte der Schaltungsanordnungen jeweils benachbarter Streckenabschnitte (b, d) an den Sollwert-Eingang des dem Strombetragsregler (25c) vorgeschalteten Vergleichers (2Ac) bzw. an den Sollwert-Eingang deü dem Stromwinkelregler (22c) vorgeschalteten Veirgleichers (21 ς) schaltbar sind (F i g. 6).