DE2202458A1 - Laermbeschallungsrechner und Verfahren - Google Patents

Description

Minnesota Mining and Manufacturing Company, Saint Paul,

Minnesota, Y.St.A.

Lärmbesehallungsrechner und Verfahren

Die Erfindung betrifft einen Lärmbeschallungsrechner zur Angabe desjenigen Prozentsatzes eines erlaubten Lärmpegels, dem eine Person ausgesetzt ist, mit einer Lärmpegelmeßanordnung mit einem Mikrophon zum Erfassen des Pegels des einfallenden Lärms und dessen Umsetzung in elektrische Eingangssignale, einer Eingangsverstärker- und G-ewichtungsanordnung, die an das Mikrophon angeschlossen ist und gewicntete Signale liefert, indem sie die elektrischen Signale frequenzmäßig bewertet, und einer Gleichrichtervorrichtung, die an die Eingargpverstärkeranordnung angeschlossen ist und Spannungen liefort, die den durch die gewichteten Signale dargestellten Lärmpegeln entsprechen, sowie mit einer auf Spannungen ansprechenden Vorrichtung, die auf die von der

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Lärmpegelmeßvorrichtung gelieferten Spannungspegel anspricht und ein Ausgangssignal liefert, das die Lärmbeschallung angibt, der eine Person ausgesetzt ist.

Nach dem Stand der Technik ist anerkannt, daß das menschliche Ohr Sehaden nehmen kann, wenn es über erhebliche Zeiträume übergroßen Lärmpegeln ausgesetzt ist. Die Fachwelt ist sich allgemein darin einig, daß der Lärmpegel, bei dem ein Ohrschaden einsetzt, eine Funktion der Frequenz ist, wobei bei niedrigeren Frequenzen höhere Lärmpegel zulässig sind als bei höheren Frequenzen. Um das Ausmaß einer schädlichen Lärmbeschallung zu bewerten, ist es erforderlich, die integrierte Lärmbeschallung jeder Person, die dem Lärm ausgesetzt ist, zu kennen, wobei die integrierte.Beschallung ein Produkt einer bestimmten Schallfunktion mit der Beschallungsdauer ist.

Eine Art eines Lärmbeschallungsmeßgerätes, das zur Verfugung steht, um das Problem dieser Art einer Lärmbeschallungsberechnung zu lösen, verwendet ein Mikrophon, das den Umweltlärmpegel erfaßt und elektrische Signale liefert, die in geeigneter Weise frequenzmäßig bewertet und gleichgerichtet werden können. Das gleichgerichtete Signal wird sodann auf eine elektrochemische Meß- und Anzeigevorrichtung gegeben,

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deren Meßfunktion eine Integration darstellt und sich, aus der Tatsache ergibt, daß die innerhalb eines bestimmten Zeitraumes durch eine Zelle fließende Elektrizitätsmenge gleich dem Integral des Stromes über diese Zeitspanne ist. Die Anzeigefunktion der elektrolytischen Zelle wird bewirkt, indem man dem Elektrolyt eine chemische Indikationsasubstanz beigibt, die infolge der chemischen Reaktion, die beim Durchgang eines elektrischen Stromes durch den Elektrolyten stattfindet, ihre Farbe ändert. Das Ausmaß der i'arbänderung entlang einer Skala gibt somit das Maß des Lärmes über jene Zeitspanne an. Während diese Vorrichtung nach dem Stand der Technik tragbar ist, muß für jede erfaßte Zeitspanne eine neue Zelle eingesetzt werden. Weiterhin wird der Lärmpegel nicht gevvichtet, und die Anzeige des gemessenen Wertes hat nicht die Genauigkeit, die nach den gegenwärtigen gesetzlichen Bestimmungen für die Bestimmung der Lärmbeschallung erforderlich ist.

Die von der Regierung der Vereinigten Staaten von Amerika aufgestellten Bestimmungen geben die Lärmbeschaxlungspegel für vorgeschriebene Beschal±ungsdauern als maximal zulässige Lärmbeschallung für Einzelpersonen an. Diese Bestimmungen geben weiterhin an, daß dort, wo zwei oder mehr Zeitspannen einer Lärmbeschallung mit verschiedenen Lärmpegel auftreten,

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die zusammengefaßte Wirkung, nicht die Einze!wirkung, zu betrachten ist. Es ist die Summe derjenigen iSruchteile zu bestimmen, die man erhält, indem man die Dauer jedes Lärmpegels durch die maximl zulässige Beschallungsdauer für diesen Lärmpegel teilt. Übersteigt die Summe dieser Bruchteile den Wert Eins, hat auch die gemischte Beschallung den maximal zulässigen Wert der Lärmbeschallung überschritten.

Die erwähnten Mangel werden beseitigt durch die Verwendung von Schaltungsanordnungen, die auf die Spannungspegel, die die Lärmpegelmeßvorrichtung liefert, ansprechen und eine Verstärkeranordnung mit variabler Verstärkung enthalten, der an die Gleichrichtervorrichtung der Lärmpegelmeßvorrichtung angeschlossen ist und auf vorbestimmte Änderungen des Pegels des einfallenden Lärms vorbestimmte Änderungen in den von der Lärmpegelmeßvorrichtung gelieferten Spannungspegeln liefert; sowie eine schwellwertbestimmende Vorrichtung, die an den Verstärker variabler Verstärkung angeschlossen ist und nur diejenigen vom Verstärker variabler Verstärkung gelieferten Spannungspegel durchläßt, der einem Lärmpegel oberhalb eines vorbestimmten Schweilwertes entsprechen, und eine Rechenvorrichtung, die an die schwellwertbestimmende Vorrichtung angeschlossen ist und Signale liefert, die der Dauer des Auftretens

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einfallender Lärmpegel, geteilt durch die maximal zulässige Dauer der einfallenden Lärmpegel entsprechen, sowie eine an die Eechenvorriehtung angeschlossene Ausgabevorrichtung, die Signale liefert, die die kumulativen Beschallung mit Lärm als Prozentsatz einer gesamten vorbestimmten zulässigen Lärmbescna-Llung anzeigen.

3üe Torteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen.

Pig. 1 ist ein Bloekdiagramm, das die gegenseitigen Beziehungen der funktionellen Schaltungen in dem Lärmbeschallungsrechner zeigt«

Pig· 2 ist eine Kurve der zulässigen täglichen Dauer einer Lärmbesehallung für zunehmende Lärmpegel nach den Bestimmungen der Regierung der Vereinigten Staaten Ton Amerika.

Fig· 3 stellt den Gesamtfrequenzgang und den Toleranzbereich für das Netzwerk G dar.

· 4 gibt die Kurven für die Antwort verschiedener Netz-• werke auf regellos einfallende Beschallung an.

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Fig. 5 ist $in Flußdiagramm für das Verfahren nach der

Erfinduhge
Fig. 6 ist eine Skizze, die die gegenseitige Beziehung der

Stromläufe angibt.
Fig« 7a - 7d stellen in der Anordnung nach Fig. 6 den Stromlaufplan des Lärmbeschallungsrechners nach der

vorliegenden Erfindung dar»

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das die gegenseitige Beziehung der funktioneilen Schaltungsteile in dem Lärmbesehallungsrechner nach der vorliegenden Erfindung angibt» Hierbei ist ein Mikrophon, das den Schall aufnimmt, an einen Vorverstärker 10 angeschlossen. Mikrophon und Vorverstärker liegen über ein Kabel 12 an der Eingangsverstärker- und Gewichtungsstufe 14, wo das Ausgangssignal des Mikrophons auf brauchbare Pegel angehoben wird. Das Kabel 12 ist lang genug, daß Mikrophon und Vorverstärker 10 in der Nähe d,er Ohren der die Vorrichtung tragenden Person angeordnet werden können, während der Rest der Vorrichtung in einer kleinen Einheit zusammengefaßt am Gürtel oder dergl. getragen werden kann. Eingangsverstärker und Gewichtungskreise 14 sind über die Leitung 16 an die Gleichrichter- und Effektivwertbiidiaerstufe 18 gelegt. Diese richtet das von der EingangsTerstärker- und Gewichtungsstufe 14 gelieferte Signal gleich, bildet den Effektivwert und gibt

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das entsprechende Signal über die Leitung 20 an die Verstärkeranordnung 22, deren Verstärkung variabel ist„ Die Verstärkeranordnung 22 mit variabler Verstärkung wird eingesetzt, um die zulässige Beschallungszeit für jeden, aufeinanderfolgenden 5 db-Bereich des Eingangesehalldrucks zu halbieren. Die Arbeitsweise dieses Schaltungsteils wird weiter unten im Detail beschrieben. Das Ausgangssignal der Verstäkreranordnung 22 mit variabler Verstärkung liegt über die Leitung 24 an einem Eingangs ans chluß des !Comparators 26. Der Komparator 26 arbeitet als Schwellwertstufe und verhindert, daß Schallpegel unterhalb einer vorbestimmten Schwelle in die Berechnung der gesamten Lärmbeschallung eingehen. Bei Schall— pegeln, die den vorbestimmten Schwellwert übersteigen, erscheint auf der Leitung 28 ein Signal, das an den Spannung/ Frequenzumsetzer 30 gelegt wird, der das vom Komparator gelieferte Signal integriert. Wird hierbei ein bestimmter Integrationswert erreicht, gibt er ein Zählsignal auf der Leitung 32 an die Trigger- und Zählstufe 34-. Bei der beschriebenen Ausführungsform entspricht jedes Zählsignal auf der Leitung 32 einem Zehntel Prozent (1/10 von 1 $>) der gesamten zulässigen Lärmbeschallung. Erhält die Triggerstufe auf der Leitung 32 ein Zählsignal, schaltet sie einen ablesbaren Zähler weiter. In der vorliegenden Ausführungsforij liefert

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die Stromversorgung 36 24 V_-, 18 V_, 6 V_ als Bezugsspannung und ein Nullpotential als Masse. Diese Spannungen werden in verschiedenen Kombinationen für die Schaltungsteile des Lärmbeschallungsrechners verwendet. Die Versorgungsleitungen sind im Blockdiagramm als Leitung 38 zur Mikrophon- und Vorverstärkerstufe 10, Leitung 40 zur Eingangsverstärker- und Gewichtungsstufe 14, als Leitung 42 zur Gleichrichter- und Effektivwertbildnerstufe 18, Leitung 44 zum Verhältnisverstärker 22, Leitung 46 zum Komparator 26, Leitung 48 zum Spannung/Frequenzaumsetzer 30 und Leitung 50 zur Trigger- und Zählstufe 34 dargestellt.

Der Lärmbeschallungsrechner weist eine Anzahl von von Hand einstellbaren Elementen auf. Es ist vorgesehen, daß diese von Hand einstellbaren Elemente sich innerhalb des Rechnergehäuses befinden und nur bei der Eichung des Geräts betätigt werden. M1 dient zur Einstellung einer der Ausgangsleitungen der Stromversorgung 36 auf 18 V_, M2 dient zur Einstellung einer der Ausgangsleitungen der Stromversorgung auf 6 V_. Die Handelnstellelemente M3, M4 und M5 dienen in Kombination dazu, den Verstärker 22 mit variabler Verstärkung einzustellen^ ihre Funktion wird weiter unten im Detail beschrieben. Das Handelns tellelement M6 dient zur Einstellung der Bezugsspannung für den Komparator 26, wo die eingestellte Bezugsspannung den

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Schwellwert des Schalldrucks angibt. In der vorliegenden Ausführungsform wird M6 so eingestellt, daß Schalldrücke unter 90 dBa nicht berücksichtigt werden. Das Element M7 sorgt für eine weitere Eicheinstellung und dient dazu, den den Integrationskreis im Spannung/Frequenzumsetzer 30 ladenden Strom einzustellen. Schließlich hat das Element M8 den Zweck, die Gleichrichter- und -Effekt ivwertbildnerstufe 18 zu eichen, indem es die am Gleichrichterverstärker liegende Signalamplitude einstellte

Die Regierung der Vereinigten Staaten von Amerika hat zulässige Larmbeschalltfungswerte festgelegt. Fig. 2 ist eine Kurve der zulässigen Lärmbeschallung, wobei entlang der Abszisse die zulässige Dauer pro Tag in Stunden der Lärmbeschallung und entlang der Ordinate die Lärmbeschallungspegel in dBa-Einheiten aufgetragen sind. Diese Darstellung ist eine Kurve zunehmender Schallpegel als Funktion der zulässigen Beschallungsdauer bei diesen Schallpegeln. Die ■Bestimmungen der !legierung besagen, daß , wenn die tägliche Lärmbeschallung aus zwei oder mehr Perioden der Beschallung bei verschiedenen Pegeln besteht, die kombinierte Wirkung zu berücksichtigen istj es reicht nicht aus^: nur jeweils die Einzelwirkung zu betrachten. Um den auftretenden Prozentsatz der zulässigen Lärmbeschallung zu bestimmen, ist es erforderlich, die Summe der Bruchteile zu berechnen, die man erhält,

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wenn man die Dauer der Beschallung bei jedem auftretenden Schallpegel durch die für diesen Lärmschallpegel maximal zulässige Dauer dividiert. Diese Beziehung läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:

ff + ff + .·» + Tjjf = Lärmbeschallung (%) (Gl»1)

in der C die Gesamtbeschallungszeit bei einem bestimmten Lärmpegel und T die bei diesem Lärmpegel insgesamt zulässige Beschallungsdauer ist.

Als Beispiel nehme man an, daß eine Einzelperson eine Stunde lang (C1) einem Schallpegel von 100 dBa ausgesetzt ist und daß die gleiche Person während des gleichen 8-stündigen Arbeitstages auch zwei Stunden Lang (C2) einem Schallpegel von 95 dBa ausgesetzt ist. Bei diesem Beispiel ist die Gesamtzeit (T1) der bei 100 dBa zulässigen Beschallung zwei Stunden; der Bruch ergibt sich also zu C1/T1 = 1/2. Die Gesamtdauer (T2) bei 95 dBa beträgt vier Stunden, der zweite Bruch ergibt also 02/T2 = 2/4 · Addiert:

1/2 + 2/4 = 1/2 + 1/2 = 1,0 - 100 # (Gl.2)

Wie also in diesem Beispiel ersichtlich, wäre eine Person, die insgesamt drei Stunden unter den angegebenen Schalldrücken

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arbeiten muß, bei 100 $> der insgesamt zulässigen Lärmbeschallung angelangt und müßte nun den Rest des 8-stündigen Arbeitstages in einer Umgebung verbringen, in der der Lärmpegel zu keinem Zeitpunkt einen Wert von 90 dBa übersteigtβ Es ist natürlich klar, daß die Dauer der Beschallung bei den verschiedenen Lärmpegeln ebenso wie die tatsächlichen Variationen der Lärmpegel variieren können, so daß in der Gleichung (1) wesentlich mehr als zwei oder drei Summandenbrüche austreten können« Auf jeden Fall gilt jedoch, daß, wenn die Summe der Brüche den Wert Eins übersteigt, die maximal zulässige Lärmbeschallung erreicht ist»

im Lichte der oben beschriebenen Normen ist unmittelbar ersichtlich, daß ein Lärmbeschallungsrechner zur Verfügung stehen muß, den die sich in den dem Lärm ausgesetzten Umgebungen bewegenden Personen und die, die Lärmbeschallungen bei verschiedenen Pegeln ausgesetzt sind, auf dem Körper tragen können·

Wie aus Pig. 1 ersichtlich, stellen die Mikrophon- und Vorverstärkerstufe 10, die Eingangsverstärker- und Gewichtungsstufe 14 und die Gleichrichter- und Effektivwertbildnerstufe '18 die grundlegenden Baueinheiten einer Schallpegelmeßvorrichtung dar. Die "American Standard Specification" für

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Universal-Schallpegelmeßgeräte gibt bestimmte Konstruktionsmerkmale an, die für Schallpegelmesser und Schallpegelmeßinstrumente gelten, damit die Behandlung der Schallpegelmeßverfahren einheitlich erfolgen kann. Der die Schallpegel erfassende Teil des Lärmbeschallungsrechners nach der vorliegenden Erfindung entspricht dieser "American Standard Specification"₀

Wie hierin verwendet, ist der Schalldruckpegel in Dezibel (dB) der zwanzjgfache Zehnerlogarithmus des Verhältnisses des Schalldruckes zum Bezugsdruck, der 0,0002 uB beträgto Der Schall- bzw. Lärmpegel in Dezibel ist der von einem Schallpegelmeßgerät, das nach den Bestimmungen der "American Standard Specification" aufgebaut ist und das angegebene Bewertungsnetzwerk enthält, angezeigte Wert. Bei dem Bewertungsnetzwerk (Gewichtungsnetzwerk) handelt es sich um eine Schaltung, die den Frequenzgang in vorherbestimmter Weise zum Zweck von Vergleichsmessungen ändert.

Schallpegelmeßgeräte im allgemeinen und der Lärmbeschallungsrechner im besonderen enthalten die mit "A" und "B" und "C" bezeichneten Bewertungsnetzwerke.

Der Lärmbeschallungsrechner inkl. Mikrophon hat eine Empfindlichkeit, die zwischen 20 und 10 000 Hz verhältnismäßig

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amplitudenunabhängig ist; an den äußersten Grenzen dieses Frequenzbereiches tritt ein allmählicher Abfall auf. Diese Charakteristik läßt sich als "glatter Frequenzgang" betrachten und wird als "Bewertungsnetzwerk G" bezeichnet. Fig. 3 stellt den Frequenzgang über alles und die loleranzgrenzen für das Netzwerk C dar, und die Tabelle I gibt den relativen Frequenzgang in dB bei bestimmten Frequenzen sowie die Toleranzgranzen an»

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-14-Tabelle I

Frequenzgang über alles unter Verwendung des Netzwerks C gegenüber einem völlig glatten Frequenzgang

Frequenz (Hz)

20

40

50

80

100

125

160

200

250

520

400

500

650

800

1.000 1o250 1.600 2 ο 000 2o500 5.200 4.000 5.000 6.500 8.000

10.000

rel· Frequenzgang	Toleranz
(dB)	(dB)
-6,5	+3,0|-0
-4,5	+2,Oj-2,5
-3,0	+1,5i-2,O
-2,0	+1,01-1,5
-1,3	+1,0
-0,8	+1,0
-0,5	+1,0
-0,3	+1,0
-0,2	+1,0
-0,1	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,0
0	+1,5
-0,1	+1,5
-0,1	+2,0
-0,2	±2,5
-0,3	£3,5j-5,O
-0,5	+4»5|-5,5
-0,8	+5,0|-4,0
-1,3	+5,5>-4,5
-2,0	+6,0j-5,0
-3,0	+6,0j-6,0
-4,3	+6,Oj-O

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Das Netzwerk B ändert den Frequenzgang gegenüber dem Netzwerk C um die in Tabelle II angegebenen Werte} es handelt sich um ein einfaches RC-Glied, dessen Halbleistungs- oder 3 clB-Abfallpunkt gegenüber dem glatten Frequenzgang des Netzwerks C bei ca. 160 Hz liegt und dessen Flankensteilheit bei niedrigeren Frequenzen sich einem vifert von 6 dB/Oktave annäherte

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Das Netzwerk A ändert den Frequenzgang gegenüber dem Netzwerk C um die in Tabelle II angegebenen Beträge» Dieses Netzwerk hat den Frequenzgang zweier identischer hintereinandergeschalteter und nicht voneinander isolierter RG-Netz_ werke mit einer 3 dB-Frequenz von 280 Hz. Das Netzwerk A hat eine Flankensteilheit» die sich bei niedrigeren Frequenzen einem Wert von 12 dB/Oktave nähert.

Der kombinierte Frequenzgang des Bewertungsnetzwerkes A mit dem Frequenzgang C ist in Fig. 4 als Kurve A aufgetragen· In analoger Weise ist die Kurve B der kombinierte Frequenzgang des Bewertungsnetzwerkes B m&t dem Frequenzgang G₀

Fig. 5 ist ein Fluödiagramm des Verfahrens zur Erfassung der Lärmbeschallungspegel oberhalb eines vorbestimmten Schwellwertes und, nach der Verarbeitung der entsprechenden Signale, zur kontinuierlichen Summierung der Quotienten aus der Dauer der auftretenden Lärmpegel und der maximal zulässigen Dauer einer Beschallung bei diesen Lärmpegeln, um endgültig eine kontinuierliche öummierung als kumulativen Prozentsatz der zulässigen üärmbeschallung zu liefern, Nach diesem Verfahren werden die tfchallpegel kontinuierlich erfaßt (vergl. Block 60),

bei die ürfaesung durch einen geeigneten Wandler erfolgt, der wie Im Block 62 angezeigt, die Schallpegeldrücke in

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KWNAL INSPBCTBO

elektrische Signale umsetzt. Da bestimmte Frequenzen für das menschliche Ohr schädlicher als andere gehalten werden, sieht das Verfahren auch den Schritt einer Bewerbung tjGewichtung) bestimmter Signalfrequenzbereiche vor ( vergl. Block 64), um den Frequenzinhalt in vorherbestimmtem Maße zu ändern und somit Vergleichsmessungen zu erlauben. Das gewichtete Signal wird gleichgerichtet und sein Effektivwert gebildet, wie es der Block 66 angibt. Der Effektivwert des Signals ist im wesentlichen eine Gleichgroße und wird, wie in Blo£k 68 gezeigt, in· Abhängigkeit von dem Effektivwert verschieden stark angehoben. Die Veränderlichkeit der Verstärkung des Effektivwertes ist erforderlich, um ein geeignetes Ausgangssignal zu erhalten, das dem erfaßten Schallpegel entspricht. Da es Bich bei der zulässigen Beschallungsdauer für verschiedene Lärmpegel nicht um eine lineare Funktion handelt und 5 dB Änderung des Lärmpegels nicht 6 dB Spannungsänderung entsprechen, ist es erforderlich, die Verstärkung variabel zu machen, um die verschiedenen Unterschiede der Dauern in Betracht zu ziehen, die auftreten, wenn die Beschallung bei den einzelnen Lärmpegeln zunimmt, und um mit 5 dB Lärmpegel eine Spannungsänderung von 6 dB zu bewirken. Der verstärkte Effektivwert wird mit einem vorherbestimmten unteren Durchlaßwert verglichen» vergl· den Entscheidungsblock 70· Falls der verstärkte Effektivwert unter den Schwellwert fällt, erfolgt der Ver-

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fahrensfluß auf der "Nein"-Linie 72 und der erfaßte Schallpegel wird, wie durch den Block 74 angegeben, nicht "berücksichtigt. Der Verfahrensfluß erfolgt dann weiter auf der Linie 76, und der Lärmpegel wird weiter erfaßt. Im lall, daß der Erffektivwert über dem Schwellwert liegt, erfolgt der Verfahrensfluß auf der "Ja"-Linie 78, und das Signal wird gemäß Block 80 integriert. Während der Integration findet kontinuierlich eine Auswertung statt, wobei die Entscheidung getroffen wird, ob der Zähihprozentsatz an Lärm aufgetreten ist, vergl« den Entscheidungsblock 82. Reicht der Lärmpegel nicht aus, um eine Zählung durchzuführen, verläuft der Verfahrensfluß auf der "Nein"-Linie 84» und die Erfassung der Lärmpegel geht weiter vor sich. Ist das integrierte Signal jedoch hoch genug, um eine Prozentsatzaählung zurechtfertigen, erfolgt der Verfahrensfluß auf der "Ja^M-Linie 86*, und dem Prozentsatz der zulässigen Lärmbeschallung wird eine Zähleinheit hinzugefügt? vergl. den Block 88«, Nach der Addition erfolgt der Verfahrensverlauf auf der Linie 90, und die Lärmpegel werden weiter erfaßt. Während es möglich ist, diese Funktionsschritte mit einer Reihe verschiedener Schaltungsanordnungen durchzuführen,, liegt hier ein neuartiges Verfahren zur Berechnung des auftretenden Prozentsatzes der zulässigen Lärmbeschallung vor_e

Nach dieser Beschreibung der Arbeitsparameter, die für die Bestimmungen der US-Regierung hinsichtlich der zulässigen

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Lärmbeschallung anwendbar sind, umd der grundlegenden Parameter für die Schallpegelmessung, werden im folgenden die Stromlaufpläne des Lärmbeschallungsrecliners nach der vorliegenden Erfindung erläutert. Die Fig. 7a, 7b, 7c und 7d, wenn sie wie in Fig. 6 gezeigt angeordnet werden, stellen zusammen den Stromlaufplan des Lärmbeschallungsrechners dar. Teile dieses .Rechners wurden oben allgemein unter Bezug auf die Fig. 1 beschrieben, und die einzelnen Stufen der Schaltungsanordnung der Fig. 1 sind gestrichelt als Schaltungsblöcke dargestellt, um den Vergleich der Figuren untereinander zu erleichtern.

In Fig. 7a ist die Stromversorgung innerhalb des gestrichelten Blocks 36 dargestellt. Die enthält eine Batterie B, die im allgemeinen 24 V_- bei einer Kapazität von 0,225 Ah liefert. Während verschiedene Batteriearten verwendet werden können, sind aufladbare Akkumulatoren wünschenswert, so daß für den einwandfreien Betrieb des Rechners jederzeit ausreichend elektrische Energie verfügbar ist. Typisch für einen solchen wiederaufladbaren Akkumulator ist der Nickel-Kadmium-Akkumulator der Fa. Gould-National Batteries, Inc, Sts.Paul, Minnesota. Die Leitung 100 liegt an einer Klemme des Akkumulators und läßt sich als auf Masse liegend betrachten; die Leitung 102 liegt an der anderen Akkumulator-

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klemme und führt eine Spannung von + 24 V . Der Verstärker A1 ist ein herkömmlicher Operationsverstärker und kann typischerweise ein Exemplar des Typs uA 723 seän, der von der Fa. Pairchild hergestellt und im Handel erhältlich ist, oder ein gleichwertiger Typ₀ A1 stellt einen Spannungsregler iar und verwendet eine Bezugsspannung und einen Fehlers ignalverstärker. In dieser Beschreibung gilt durchweg für alle Operationsverstärker, daß der Plus-Eingangsanschluß der nichtinvertierende Eingang und der Minus-Eingangsanschluß der invertierende Eingang ist. In dieser Anordnung werden 24 Y₃₈ über die Diode D1 auf die Leitung 104, gegeben, die an den Anschlüssen 7 und 8 des Verstärkers A1 liegt. Die 24 V₅₁₅ werden auch auf den Draht 106 gegeben, um den Kondensator G1 zu laden. Da die 24 V_e auch an einem Ausgangskreis liegen, der später beschrieben wird, erhält der Kondensator 01 daß Potential von 24 V_m am Operationsverstärker A1 innerhalb der Zeitspanne, in der der Ausgangskreis aktiviert wird aufrecht, auch wenn die Spannung auf der Leitung 102 unter 24 V abfällt. Dies geschieht unter normalen Umständen nur, wenn der Akkumulator bzw. die Batterie B sich dem entladenen Zustand nähert. In dieser Hinsicht gewährleistet die Diode D1, daß die Spannung am Kondensator 01 nicht an den Auegangekreis gerät, sondern an den Stiften 7 und 8 weiterhin anliegt. Der Stift 4 des Operationsverstärkers A1 ie$

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der Bezugsspannungsausgang und liegt über den Widerstand R1 am Stift 3, dem nichtinvertierenden Eingang. Der Ausgang des Operationsverstärkers A1 (Stift 6) ist mit der Leitung 108 verbunden und führt geregelte 18 V_· Der Ausgangsstift 6 des Verstärkers A1 liegt über den Widerstand R2 und das Potentiometer M1 an der Masseleitung 100. Der Abgriff 110 des Potentiometers M1 liegt am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1. Der Wert R1 ist ungefähr gleich dem Wert der Parallelschaltung aus dem zwischen dem Abgriff und Masse liegenden Teil von M1 und dem Wert von R2 plus dem zwischen dem Abgriff und dem mit R2 gemeinsamen Anschluß liegenden Teil von M1. Eine Verstellung des Abgriffs 110 bewirkt eine Peineinstellung der Widerstandswerte und der Eingangsspannungen am invertierenden und am nichtinvertierenden Eingang, so daß die Spannung auf der Leitung 108 auf 18 V₅₁ gehalten wird. Der Kondensator C2 liegt zwischen dem Stift 9 des Verstärkers A1 und de*· Leitung 110 und «verhindert wilde Schwingungen des Operationsverstärkers A1. Der Stift des Verstärkers A1 liegt über die Leitung 112 an Masse.

Die 18-V-Vereorgungsspannung liegt an einem Spannungeteiler aus dem Widerstand H3, dem Potentiometer M2 und dem Widerstand R4> die in Reihe zwischen der Maaseleitung 100 und

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der 18-V-Versorgungsleitung 108 liegen. Der Abgriff 114 von M2 liegt am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A2e In der vorliegenden Ausführungsform, kann der Operationsverstärker A2 ein Exemplar des Typs uA 7£1 > der handelsüblich ist und von der Fa. Fairchild hergestellt wird, oder eines gleichwertigen Typs sein« In der angegebenen Anordnung arbeitet der Operationsverstärker A2 im wesentlichen mit der Verstärkung Eins und diemt dazu, eine geregelte Spannung von + 6 V_ an seinem Ausgangsstift 6 zu liefern, der an der Leitung 116 liegt. Die Versorgungsspannung von 18 T_ wird über die Leitung 118 an den Stift 7 des Verstärkers A2 gelegt, und der Stift 4 von A2 liegt über den Draht 120 an Masse 100. Die Ausgangsleitung 116 liegt am Punkt 122, wobei der Draht 124 den Punkt 122 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers A2 verbindet. Wie ersichtlich, bewirkt in dieser Anordnung eine Verstellung des Potentiometers M2 eine Feineinstellung des +6V-Pegels im Teiler, der am nichtinvertierenden Eingang liegt, sowie eine geregelte Ausgangsspannung von +6V am Ausgangsanschluß des Verstärkers A2, die ihrerseits am invertierenden Eingang liegt, um die Ausgangsspannung auf dem geregelten Wert zu halten. Der Kondensator 03 liegt zwischen dem Punkt 122 und der Masseleitung 100 und dient der Filterung, Die die geregelten +6V führende Leitung am Punkt

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122, wird als"Leitung 126" bezeichnet und ist die Bezugsspannungsleitung für den Rest der Schaltungsanordnung»

Das 4-adrige Mikrophonkabel, das mit der gestrichelten Einfassung 128 gezeigt ist, enthält eine Signalleitung 130, die in einer Abschirmung 132 verläuft, eine Masseleitung und eine Versorgungsleitung 136. Die Masseleitung 134 liegt an der Masseleitung 100; die Bezugsspannung von + 6V_ liegt über den Draht 138 an der Abschirmung 132.

Das Mikrophon und die Voreverstärkerstufe sind im Block 10 dargestellte Das Mikrophon 140 ist eine handelsübliche Ausführung; ein Typ, der sich in dieser Schaltungsanordnung als vorteilhaft erwiesen hat, ist das Modell 99A401 der Fa« Shure Brothers, Inc. mit einem Ausgang von 1 V und einem Parameter von 1 iiB 59,5 dB unter 1 V proyuB bei 400 Hz₈ Die + 6V_e-Bezugsspannung auf der Abschirmung 132 des ivlikrophonkabela liegt am Punkt 142 und stellt einen Bezugswert für die Schaltung dar₀ Die Leitung 144 verbindet den Punkt 142 mit einem Anschluß des Mikrophons, und die leitung 146 verbindet den anderen Anschluß des Mikrophons mit dem Punkt 148, Der Widerstand R7 liegt zwischen den Punkten 142 und 148. Die Kapazität des Mikrophons ist gestrichelt in der Leitung 150 angedeutet; zusammen mit dem Widerstand R7 arbeitet sie

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als Hochpasa mit einer 3-dB-]?requenz von 280 Hz und bildet einen Teil des Bewertungsnetzwerkes.

Die 18 V_Versorgungsspanming auf der leitung 136 liegt am Punkt 152, der über den Widerstand R5 am Punkt 154 liegt. Die Basis des Transistors Q1 ist über den Draht 156 mit dem Punkt 154 verbunden, sein Emitter über den Widerstand XX R8 mit dem Punkt 152 und sein Kollektor mit dem Punkt 158»

In dieser Auaführungsform ist der Transistor Q2 ein P-Kanal-Anreicherungs-MOSFBT-Transistor und hat im wesentlichen eine Verstärkung von Einsf er transformiert die verhältnismäßig hohe Eingangsimpedanz in eine niedrige Impedanz zur Ansteuerung des Mikrophonkabels 128· Hierbei verbindet die Leitung 160 den Punkt 148 mit dem Gatt des Transistors Q2, und dae Massepotential liegt über die Leitung 134 am Kollektor 162. Die Leitung 164 verbindet den Punkt 158 mit dem Efflitteranschluß 166«

Im Betrieb liegen die vom Mikrophon 140 gelieferten Signale über die Leitung 146 an der Gatt-Leitung 160 und steuern den Transistor Q2. Dae Signal wird auf die Leitung 164 und über den Punkt 158 auf die Signalleitung 130 gegeben· Der Arbeitapunkt des Transistors Q1 iat ßo eingestellt, daß dieser eine Konstantetromquelle für den Transistor Q2 dar-

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steilt. Im Ergebnis findet eine Transformation der hohen Eingangsimpedanz auf die niedrige Impedanz statt, die für den Anschluß der Signalleitung 130 erforderlich ist.

Der Eingangsverstärker ist im Block 14 dargestelltj er verwendet einen Operationsverstärker A3. Pur diese Ausführungsform läßt sich ein Exemplar des Typs ηA 741 der Fa« Fairchild oder ein gleichwertiger Typ einsetzen Das vom Mikrophon und dem Vorverstärker gelieferte und teilweise gewichtete Signal erscheint auf der Signalleitung 130 und liegt über den Kondensator C4 am Punkt 170, der seinerseits am nichtinvertierenden Eingangsanschluß 3 dee Operationsverstärkers A3 liegt. Der Widerstand Rio liegt zwischen dem Punkt 170 und der +6V-BezugsSpannungsleitung 126 und legt einen +6V-Bezugspegel an den Signalausgang. Der Stift 4 des Verstärkers A3 ist über den Draht 172 an +6V^ gelegt. Der invertierende Eingang 2 des Operationsverstärkers liegt am Punkt 174, von dem der Widerstand H9 zur 6V-Bezugs8pannungaleitung 126 führt. Der Ausgangsanschluß 6 des Verstärkers A3 liegt am Punkt 176, und die Leitung 178 ist mit dem gemeinsamen Punkt 1Θ0 des Widerstandes R11 und des Kondensators C5 verbunden. Die anderen Anschlüsse des Widerstandes R11 und des Kondensators C5 liegen am" Punkt 182, dieser über den Draht 184 am Punkt 174. Die Leitung 186 verbindet die 18 V-Leitung 108 mit dem Stift 7 des Verstärkers A3.

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In dieser Anordnung arbeitet die Kombination des Kondensators C5 mit dem Widerstand R11 in der Rückführung als Dämpfungsglied für hohe Frequenzen; der 3cLB-Punkt liegt bei 8 kHz» Die Kombination des Kondensators C4- mit dem Widerstand R1O stellt ein Hochpaß-Filter mit einer JdB-Grenzfrequenz von 280 Hz dar. Diese beiden Filternetzwerke sind ebenfalls ein Teil des Gewichtungsnetzwerkes Ao

Der Eingangsverstärker 14- arbeitet also als nichtinvertierender Verstärker mit einer Verstärkung von ca. 11 in dieser Ausführungsformj er liefert auf der Leitung 190 vom Punkt 176 ein Ausgangssignal mit einem Bezugspegel von + 6V_-, das nach den Forderungen der Fig. 4 gewichtet isto

Fig. 7b zeigt die Gleichrichter- und Effektivwertbildnerstufe innerhalb des Blocks 18. Das verstärkte und gewichtete Eingangssignal gelangt auf der Leitung 190 zum Potentiometer M8, dessen anderer Anschluß an der 6V-Bezugsspannungsleitung 126 liegt. Der Abgriff 192 von M8 liegt an der Basis des Transistors Q3· Der Emitter des Transistors Q3 liegt am Punkt 194, sein Kollektor am Punkt 196. An den Punkten 194 und 196 · liegt das phasengleiche bzw. das um 180 er phasenverschobene gignal. Der Punkt 194 liegt über den Widerstand R13 an Masse 100, der Punkt 196 über den Widerstand R12 an der 18V-Leitung 108« Die Operationsverstärker A4 und A5 sind symmetrisch;

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^28-

in der vorliegenden Ausführungsform besteht jeder aus Jeweils einer Hälfte eines integrierten Schaltkreises mit der Bezeichnung iiA 739C, der von der Pa. Fairchild erhältlich ist, oder eines gleichwertigen Typs. Der Punkt 194 liegt über den Kondensator Cl am Punkt 198, der seinerseits am nichtinvertierenden Eingang 9 des Verstärkers A5 liegt. Der Punkt 198 liegt ebenso über dem Widerstand R15 an der 6V-Bezugsspannungsleitung 126. Der invertierende Eingang 8 des Verstärkers A5 liegt am Punkt 200, dieser über den Widerstand R16 an der 6V-Leitung 126. Der Stift 7 des Verstärkers A6 liegt über den Draht 202 an der Masseleitung 100, der Ausgangsstift 13 über die Diode D3 am Punkt 204.

Der Punkt 196 liegt über den Kondensator C6 am Punkt 2o6, dieser am nichtinvertierenden Eingang 5 des Verstärkers A4 und über den Widerstand R14 an der 6V-Leitung 126„ Der invertierende. Eingang 6 des Verstärkers A4 liegt am Punkt 208, dieser über den Draht 210 am Punkt 200 und über den Widerstand R16 an 6 V_, wie zuvor beschrieben. Der Anschluß 14 des Verstärkers A4 liegt über den Draht 212 an der 18V-Leitung 108«. Der Ausgang 1 des Verstärkers A4 ist über die Diode D2 mit dem Punkt 214 verbunden| dieser und der Punkt 204 liegen am Punkt 216, dieser wiederum am Punkt 218. Der Punkt 2o8 liegt am Punkt 220, wobei der Widerstand R17 die Punkte 218

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_29-

und 220 und der Kondensator 08 die Punkte 218 und 220 verbindet. Der Kondensator G9 liegt zwischen dem Punkt 214 und der 67-Leitung 126.

Im Betrieb liegen die sich aus der Funktion des Transistors und der zugeordneten Schaltungselemente ergebenden Signale der Punkte 198 und 206 gewichtet und verstärkt phasengleich am nichtinvertierenden Eingang 9 des Verstärkers A5, und gegenphasig am nichtinvertierenden Eingang 5 des Verstärkers A4· Da die gesamte Schaltung gegen das Bezugspotential von 6 7 arbeitet und die Dioden D2 und D3 so gepolt sind, daß sie nur solche Signale hindurchlassen, die positiver als 6 V sind, erscheinen an den Punkten 204 und 214 ins Positive gerichtete Signale abwechselnder Halbperioden, d.h. ein gleichgerichtetes Ausgangssignal.

Die Kondensatoren 08 und G9 verhindern Schwingungen der Verstärker A4 und A5.

Der Widerstand R18 liegt über den Punkten 214 und 230, und die leitung 232 verbindet die Punkte 230 und 234. Der Kondensator C10 liegt zwischen dem Punkt 234 und der 6V-Leitung 126, während der V/iderstand R19 zwischen dem Punfcfc 234 und der 6?-Leitung 126 liegt. Die Kombination aus den Widerständen R18

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und R19 und dem Kondensator C10 bewirkt in der angegebenen Anordnung, daß der Effektivwert des gleichgerichteten Signals im wesentlichen als Gleichspannung auf der Leitung 236 erscheint.

Die biß zu diesem Punkt beschriebene Schaltungsanordnung stallt im wesentlichen ein Schallpegelmeßgerät dar und ist so aufgebaut, daß sie den Normen für Schallpegelmeßinstrumente genügt·

Die Verstärkeranordnung mit variabler Verstärkung ist im Block 22 gezeigt. Ein Operationsverstärker A6, der ein Exemplar des Typs uA 741 bzw. eines gleichwertigen Typs sein kann, liegt mit dem nichtinvertierenden Eingang 3 an der Leitung 236 und erhält von dieser die Effektivspannung aus der Gleichrichter- und Effektivwertbildnerstufe 18. Die Leitung 240 legt den Stift 7 des Verstärkers an die 18V-Leitung 108 und die Leitung 242 verbindet den Stift 4 mit der Masseleitung 100· Der invertierende Eingang 2 des Verstärkers A6 ist mit dem Punkt 244 verbunden, an dem über den Widerstand R20 auch der Auegangsanschluß 6 liegt. Der Sammelpunkt 244 liegt über die Kaskadenschaltung der Dioden D4, D5 und D6 und den veränderlichen Widerstand M5 an der 6V-Bezugsapannungsleitung 126· Der variable Widerstand M3 liegt zwischen

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dem Punkt 244 und dem Punkt 246, der varible Widerstand M4 zwischen dem Punkt 246 und der 6V-Bezugsspannungsleitung Die Diode D7 liegt zwischen dem Punkt 246 und der 6V-Bezugsspannungsleitung 126$ in dieser Ausführungsform handelt es sich hierbei um eine Germaniumdiode mit der charakteristischen Schaltkennlinie einer solchen,,

In der angegebenen Anordnung läßt sich die Verstärkung des Verhältnisverstärkers 22 durch die folgende Beziehung approximieren»

G - 1 + P^ (Gl. 3)

In dieser Beziehung*, ist R20 der Wert des Widerstandes R20 und R-Q ist der kombinierte variable Widerstandwert der Dioden D4, D5, D6 und D7, wenn diese in den Leitungszustand übergehen, und der variablen Widerstände M3, M4 und M5· Nach dem die Schaltungsanordnung, wie weiter unten beschrieben, abgeglichen worden ist, bewirkt ein Ansteigen der Eingangsspannung auf der Leitung 236, daß die Germaniumdiode D7 ge£äß ihrer charakteristischen Schaltkennlinie zu leiten beginnt und somit einen variablen Spannungsabfall verursacht. Beim weiteren Ansteigen der Spannung beginnen auch die Dioden D4, D5 und D6 zu leiten. Hierbei durchlaufen die Arbeitspunkte

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der Dioden die Kennlinien in den leitenden Zustand; der unmittelbare Effekt ist ein Absinken des Wertes R^. in Gleichung (3) d.h. die Verstärkung des Verstärkers 22 nimmt amplitudenabhängig zu.

Die Bauteile sind so gewählt und die Schaltungsanordnung ist so getroffen, daß eine 5dB-Änderung der Eingangsspannung eine Änderung der Ausgangsspannung von ca. 6dB e rgibto Eine 5dB-Änderung des Lärmpegels am Eingang, angezeigt durch eine 5dB-Änderung der Eingangsspannung, entspricht einer Halbierung der Zeit für jede folgende 5dB-Änderung.

Die Kennwerte dieser Ausführungsform sind in der Tabelle III für einen Eingangspegelbereich von 90 dB bis 115 dB dargestellt; wie ersichtlich, wird die Zählperiode für jede aufeinanderfolgende Pegeländerung von 5dB halbiert.

	Verstärkung	Tabelle	III	Ausgangs
Pegel		Zählperiode	Eingangs-	spannung
(dB)	1o78	(Sekunden)	spannung	0o300
90	2,00	28.8	0.169	0.600
95	2.25	14.4	0o300	1,200
100	2,53	7o2	Oo533	2o400
105	2.84	3.6	0.950	4 ο 800
110	3o20	1,8	1o690	9 ο 600
115	0o9	3 β 000

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Die Eichung des Verstärkers mit variabler Verstärkung ist ein wesentlicher Teil der Eichung des Lärmbeschallungsrechners und erfordert das Einstellen der von Hand betätigbaren variablen Widerstände Ii3, M4 und M5, um den Verstärker A6 mit der richtigen Verstärkungskennlinie auszustatten und so zu gewährleisten, daß die Signale auf der Ausgangsleitung 250 die geeighten Pegel haben. Um diesen Schaltungsteil zu eichen, wird aus einer externen Quelle eine Spannung von 0,950 V, die einem Bingan^slärmpegel von 105 dB entspricht, auf die Leitung 236 gegeben, und man stellt M3 so ein, daß sich auf der leitung 250 eine Spannung von 2,400 V ergibt. lach dieser Einstellung legt man eine Spannung von 0,169 V, die einem Lärmpegel von 90 dBa entspricht, an die Leitung 236 zum Operationsverstärker A6 und stellt M4 auf eine Spannung von im wesentlichen 0,300 V auf der Leitung 250 ein. Für höhere Lärmpegel muß das Einstellelement i.15 verwendet werden. iXir diese Eichung legt man 3,000 V auf die Leitung 236 und stellt M5 auf eine Spannung von 9,600 V auf der Leitung 250 ein. Mach diesen Einstellungen sind die in der Tabelle III angegebenen Bereiche zu überprüfen und et gegebenenfalls durch geringfügiges Nachstellen von M3» M4 und M5 zu korrigieren. Danach ist der Verstärker 22 geeicht.

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Fig! 7c zeigt den Komparator im Block 26. Das dea Verstärkers 22 gelangt auf der Leitung 250 zum Punkt 252, Der Operationsverstärker A7, der ein Exemplar des Typs /uA 741 oder einer gleichwertigen Ausführung sein kann, arbeitet ohne Rückkopplung«, In dieser Ausführungsform liegen der Stift 7 über den Draht 254 an der 18V-Leitung 108 und der Stift 4 über die Leitung 256 an der Masseleitung 100. Der Widerstand R21 liegt zwischen den Punkten 252 und 258, letzterer über den Draht 260 am nichtinvertierenden Eingang 3 des Verstärkers A7. Der Kondensator C11 liegt zwischen dem Punkt 258 und der 6V-Bezugsspannungsleitung 126. Der Abgriff 262 von M6 liegt am invertierenden Eingang 2 des Verstärkers A7. Der Ausgang 6 des Verstärkers A7 ist durch die Reihenschaltung des Widerstandes R23 und der Diode D8 mit dem Punkt 264 verbunden. Der variable Widerstand WJ liegt zwischen den Punkten 252 und 266, letztere über den Widerstand R24 am Punkt 264» während die Diode D9 zwischen dem Punkt 264 und der 6V-Bezugsspannungsleitung 126 liegt. Die Basis des Transistors Q4 liegt am Punkt 264, eein Kollektor über den Draht 268 an der Masseleitung 100 und sein Emitter über den Draht 270 am Punkt 272, wobei der Draht 274 die Punkte 266 und 272 verbindet.

Nach der Eichung des Komparatore, indem man 16 so einstellt, daß am Operationsverstärker oa. 0,3 V als Bezugsspannung

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anliegen, unterscheidet die Schaltungsanordnung zwischen Lärmpegeln über 90 dBa und solchen unter 90 dBa. Die Bezugsspannung von 0,3 V in der vorliegenden Ausfiihrungsform. entspricht einem Schwellwert von 90 dBa. Da der Operationsverstärker A7 ohne Rückkopplung arbeitet, wird die Ausgangsspannung am Stift 6 positiv, wenn mehr als 0,3 V am nichtinvertierenden Eingang 3 liegen. Wird die Ausgangsspannung positiver, wird auch die Vorspannung der Basis des Transistors Q4 positiver als der Emitter, und der Transistor Q4 sperrte Im ^gesperrten Zustand hat der Transistor auf den Signalfluß am Punkt 272 im wesentlichen keinen Einfluß. Ist das Signal auf der Leitung 250 so gering, daß die Spannung am nichtinvertierenden Eingang 3 unter ca. 0,3 V liegt, wird der Ausgang des Operationsverstärkers A7 negativer, spannt dadurch die Basis des Transistors Q4 in negativer Richtung vor und schaltet ihn in die Leitung und Sättigung. Wenn jedoch der Transistor Q4- in die Sättigung geschaltet ist, wird der Signalstrom am Punkt 272 vollständig durch den Transistor abgeleitet, und eine Integration kann nicht stattfinden. Die Diode D9 arbeitet als Klemmdiode und verhindert, daß die Basis des Transistors Q4 unter die Bezugsspannung von 6V getrieben wird. Die Einstellung von M6 auf einen Lärmpegel von 90 dBa ist willkürlich ; durch andere Einstellungen an M6 lassen sich andere Schwellwerte vorsehen«

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Der Spannung/Frequenzumsetzer ist im Block 30 gezeigt» Dieser Schaltungsteil verwendet zwei Operationsverstärker, die als Operationsverstärker A8 und Operationsverstärker A9 bezeichnet sind. In dieser Ausführungsform können diese Operationsverstärker ebenfalls Exemplare des Typs uA 741 oder gleichwertige Ausführungen sein,, Der nichtinvertierende Eingang 3 des Verstärkers 8 ist über den Draht 280 mit der 6V-Bezugsspannungsleitung 126 verbunden, Stift 4 des Verstärkers 8 über den Draht 282 mit der kasseleitung 100, Stift 7 über den Draht 284 mit der +18V-Versorgungsleitung 108„ Der Punkt 272 liegt über den Widerstand R25 am Punkt 286 und dieser am invertierenden Eingang 2 des Operationsverstärkers A8. Der Ausgang 6 des Verstärkers A8 liegt am Punkt 288, der Punkt 286 über den Draht 290 am Punkt 292. Der Kondensator C12 liegt zwischen den Punkten 288 und 292. Der Widerstand B26 liegt vom Punkt 288 nach ^asse (.Leitung 100), wobei der Punkt 288 ebenfalla am invertierenden Eingang 2 des Operationsverstärkers A9 liegt. Die Stromversorgung des Verstärkers A9 erfolgt über den Draht 294, der die 18V-Lätung 108 an den Stift7 legt? der Stift 4 des Verstärkers A9 liegt über den Draht 296 an der Masseleitung 100» Der nichtinvertierende Eingang 3 des Verstärkers liegt über den Draht 298 am Punkt 300· Der Ausgang 6 des Verstärkers A9 liegt am Punkt 302, den der Widerstand R27 und, zu diesem parallel geschaltet,

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der Kondensator 013 mit uem Punkt 504 verbinden, an dem die Basis des Transistors Q5 liegt. Die Diode D10 liegt zwischen den Punkten 3O4 und 306, wobei letzterer auf der 6V-BezugsSpannungsleitung 126 liegt. Der v/iderstand R28 verbindet die Punkte 306 und 300, der Widerstand R29 liegt von letzterem nach i.iasse (Erdleitung 100). Der Kollektor des Transistors Q5 liegt über den Draht 308 am Punkt 292 j und der Emitter über den Draht 310 am Punkt 312, der über den Draht 314 mit dem Punkt 300 verbunden ist.

Wie allgemein ersichtlich bestent dier Spannung/Frequenzkonverter 30 aus einem Integrator mit den Elementen R25, WJ und 012 und dem.Operationsverstärker A8, äinem Spannungskomparator in Porm eines Operationsverstärkers A9 und einem Schalter in Form des Transistors Q5, und zwar jeweils zusammen mit den zugeordneten Vorspannungs- und Einstellverbindungen. Die wirksame Auegangsspannung des Integrators liegt am Punkt 288 und besteht aus einem negativ gerichteten Sägezahn, dessen Abfallgeschwindigkeit der Höhe des Gleichsignals am Eingang direkt proportional ist. Erreicht derAusgang des Integrators einen vorbestimmten negativen Wert, schaltet der Operationsverstärker A9, der als Komparator arbeitet, den Transistor Q5, der den Integrationskondensator 012 und den Ausgang .'·■ 288 auf den Bezugspegel rückstellt· Der Zyklus wiederholt sich

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dann. Die Zeit, in der der Integratorausgang von derBezugsspannung zum vorbestimmten Spannungswert läuft, ist der Eingangsspannung umgekehrt proportional; damit ist die Betriebsfrequenz dieser Spannung ebenfalls proportional.

Auch dieser Teil des Lärmbeschallungsrechners muß geeicht werden; zu diesem Zweck ist der Einstellwiderstand WJ vorgesehen. Zum Zwecke der Eichung wird eine Spannung von 3,00 V auf der Leitung 236 als Eingangssignal an den Operationsverstärker A6 gelegt; man mißt die Ausgangsspannung auf der Leitung 250, um sicher zu gehen, daß sie ca. 9|60 V beträgt. Sodann stellt man den Widerstand M7 so ein, daß der Ablesezähler, der weiter unten im Detail beschrieben wird, in jeweils 900 ma einen Zählschritt ausführt. Hierbei Is t es die Funktion von 147, den Stromfluß für die ladung des Integrationskondensators C12 einzustellen.

Am Ausgang der Integrationsanordnung befindet sich ein Spannungskomparator. Am nichtinvertierenden Eingang 3 des Verstärkers A9 im Komprator liegt aus dem Widerstandsspannungsteiler aus den Widerständen R28 und R29 eine Schwellspannung von oa. 2V. Fällt die Ausgangespannung des Integrators unter die Bezugsspannung, steigt die Ausgangsspannung des Komprators sohnell an und sohaltet den Transistor Q5 durch, der seinerseits eine Mitkopplung buhl nichtinvertierenden Eingang 3 des

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"•39*"

Verstärkers A9 bewirkt. Der Transistor Q5 geht in die Sättigung und treibt einen Strom in den Summierpunkt des Integrationskreises und hält auch den nichtinvertierenden Eingang 3 des Verstärkers A9 auf oder nahe bei dem Bezugspotentialo Wenn der Integratorausgang, der vom Schalterstrom positiver gemacht wird, den Bezugspegel erreicht, fällt der Kompratorausgang in negativer Richtung ab und sperrt den Transistor Q5. Der Zyklus wiederholt sich sodann. Der Widerstand R27 begrenzt die Ansteuerung an der Basis des Transistors Q5f während der Kondensator G13 die Ein- und Ausschaltzeit des Transistors Q5 verkürzt.

Die Zeit t für eine gegebene&nderung der Ausgangsspannung des Integrators als Funktion der Eingangsspannung am Punkt 252 und cen Stufenparametern ergibt sich aus folgender Beziehung:

t = (E25 + M7)(O12)

In der vorliegenden Ausführungsform beträgt die Beschallungszeit für 90 dBa acht Stunden_β Wenn das Ausgangssignal in Form von 1000 Einheiten dargestellt werden soll, wobei jede Einheit 1/10 # der gesamten zulässigen Beschallung entspricht, läßt sich folgende Beziehung berechnen»

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Zeit/Zählung = _{= Q> /}

1 ooo χ 12o Zählungen Zählung

(Gl. 5)

In dieser Beziehung würde rein mathematisch eine Teilung durch 1oo ausreichen. Um jedoch eine sinnvollere und genauere Integration zu erreichen, hat es sich als wünschenswert erwiesen, die Zahl der Zählungen im Spannung/Frequenzumsetzer 3o auf 128.ΟΟΟ zu erhöhen und die resultierende Impulsfolge durch 128 zu teilen, um insgesamt 1ooo Zählschritte zu erhalten, wie es weiter unten im einzelnen beschrieben wird, bevor der Impulszug auf den Zähler gegeben wird. Natürlich kann die gleiche Berechnung auch für jeden anderen Lärmbeschallungspegel nach Fig. 2 ausgeführt werden; die entsprechenden Intervalle sind dann bei zunehmendem Lärmpegel zunehmend kürzer·

Das Ausgangssignal am Punkt 312 in Form eines Impulszuges auf der Leitung 400 ist 128mal länger als erforderlich, um den Zähler zu treiben. Der Impulszug wird daher auf einen normalen Flipflopzähler 402 gegeben, wie er in Fig» 7d gezeigt ist» Dieser Zähler 402 kann als 7-stufiger Binärzähler der Art gewählt werden, wie er aus dem Stand der Technik gut bekannt ist« Eine Anordnung, die sich hinsichtlich ihrer Größe und

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ihres Energiebedarfs als besonders vorteilhaft erwiesen hat, ist von der Fa. EGA unter der Teilebezeichnung CD4oo4E als "monolithischer 7-stufiger Siliziumzähler" im Handel erhältlich. Der Zähler 402 hat einen Eingangsanschiuß 4o4, der an der Leitung 4oo liegt, um die Eingangs inipulse aufzunehmen. Liegt ein Impulszug an, pflanzt sich die Zählung so durch eine Reihe von 7 Flipflops fort, daß jeweils Eingangsimpulse einen Impuls am Ausgangsanschluß 4o6 ergeben. Der Zähler 4o4 wird durch den Anschluß seiner Klemme 4o8 an die 6V_-Leitung 126 und seines Anschlusses 410 über den Draht 412 an die :.':asseleitung 100 mit Energie vevsorgt. Die Funktion dieser Flipflop-Zähler ist der Fachwelt bekannt und braucht hier nicht beschrieben zu werden. Falls andere Zeitteilungsperioden erwünscht sind, läßt sich der Eingangsiupulszug in anderen Verhältnissen teilen, indem man das Ausgangssignal von den anderen der Flipflops abgreift. Beispielsweise würde für ein Teilerverhältnis von 2 der Ausgang am Flipflop 1 abgegriffen werden, für ein Teiler. Verhältnis von 4 am Flipflop 2, für ein Teilerverhältnis von 8 am Flipflop 3, für ein Teilerverhältnis von 16 am Flipflop 4, für ein Teilerverhältnis von 32 am Flipflop 5 und für ein Teilverhältnis von 64 am Flipflop 6. Hierbei handelt es sich um eine binäre Profession und weitere Erläuterungen hierzu sind überflüssig.

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Die Trigger- und Zählstufe ist im Block 34 der Fig. 7d gezeigt« Die Basis des Transistors Q6 liegt am Ausgangsanschluß 4o6 des Zählers 4o2. Der Ermitter des Transistors Q6 liegt über den Widerstand R30 an der Masseleitung 100, sein Kollektor über den Draht 414 am Punkt 416. Ein Ende des Widerstandes R31 liegt am Punkt 416, das andere am Punkt 417, der mit dem Punkt 418 durch die Diode D11 verbunden ist. Der Punkt 417 liegt auch an der 24V-Leitung 102. Der Kondensator C14 verbindet die Punkte 418 und 420, wobei letzterer über den Draht 422 am Punkt 416 liegt. Der Transistor Q7 ist ein handelsüblicher programmierbarer Unijunction«transistor (Doppelbasisdiode). Ein programmierbarer Unijuncticntransistor, der sich als brauchbar erwiesen hat, ist unter der Bezeichnung D13T1 von der Fa« General Electric im Handel. Dieser Typ oder ein gleichwertiger läßt sich einsetzen. Der Draht 424 verbindet die Anode des Transistors Q7 mit dem Punkt 418, und das Anodengatter 426 liegt an der 24-V-Leitung 1o2. Die ^Kathode liegt über die leitung 428 an einem Eingang 430 eines Zählers 432, während der Draht 434 den Punkt 420 mit dem anderen Eingangeanschluß 436 des Zählers 432 verbindet. Der Zähler 432 kann ein elektromagnetischer Zähler sein, wie er von der Pa. Hecon Corporation unter der Bezeichnung S855/F856 im Handel ist, oder ein gleichwertiger Typ. Der Zähler 452 weist

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eine Drucktaste 438 auf, um die Ziffernanzeige 440 auf Null rückzustellen. Die Anzeige erfolgt dreistellige Werden zur Zählung 1ooo Impulse verwendet, zeigt die äußerste rechte Stelle Zehntel Prozent und die linke und die mittlere Stelle entsprechend die Einer- und Zehnerziffern der erfaßten Lärmbeschallung an.

Der Zähler 432 weist eine Zählspule 443 auf, die über den Eingangsanschlüssen 430 und 436 liegt.

Das Ausgangssignal des Teilers 4o2 besteht aus einer Rechteckwelle variabler Dauer, die sich von ca» 0 V bis ca. 6 V erstreckt. Ist die Ausgangsspannung am Anschluß 4o6 gleich 0 V, sperrt der Transistor Q6 . Springt der Ausgang 4o6 auf die höhere Spannung, schaltet der Transistor Q6 durch; der nun durch ihn fließende Strom lädt den Kondensator C14. Unter Berücksichtigung des Spannungsabfalls über dem Transistor Q6 und den Bauelementen im Ladestromweg, liegt die Spannung an 014 bei ca. 20 V₀ Dieser Spannungswert an C14 wird über den Leiter 424 an die Anode des programmierbaren Unijunetiontransistors Q7 geführt. Bei durchgeschaltetem Transistor Q6 besteht ein Strompfad nach Masse, und die 24 V₅₃ auf der Leitung 1o2 liegen am Gatter 426 des Transistors Q7. In dieser Anordnung leitet der Transistro Q7 nicht, da seine

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2202Λ58

Anode weniger positiv ist als sein Gatter. Springt das Ausgangesignal des Zählers 4o2 um, und sperrt den i'ransistor Q6, wird der Strompfad nach Masse aufgehoben, und das Gatter 426 liegt im wesentlichen frei. Unter diesen Betriebsbedingungen ist die Anoden-Gatter-Sperrschicht durch die Spannung an C14 in Durchlaßrichtung vorgespannt, und Q7 wird geöffnet. C14 entlädt sich über die Anode und Kathode des Transistors Q7 und durch die Zählerspule 442. Die Entladung des Kondensators C14 bewirkt einen Impuls in der Spule 442, der den Prozentzähler 432 um einen Schritt weiterschaltet₀ Nach der Entladung des Kondensators 014 bleibt er in diesem Zustand, bis der Triggertransistor Q6 wieder durchschaltet, damit wieder den Strompfad nach Masse freigibt und den Kondensator 014 auflädt. Die Anordnung ist so getroffen, daß der Kondensator 014 nur auf die richtige Spannung gelauen wird, auch wenn die Ausgangsspannung am Punkt 4o6 bei niedrigen Lärmpegeln für eine verhältnismäßig lange Dauer positiv bleibt, und der Zähler 432 wird nicht geschaltet, bis die Zählschrittdauer voll abgelaufen ist, wie es die Änderung der Ausgangsspannung am Anschluß 4o6 anzeigt, die den Transistor Q6 sperrt»

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Claims (1)

1 ο Lär.nbeschallungsrechner „ur Angabe d„.r auftretenden Lärmbeschallung als Prozentsatz einer zulässigen Beschallung, mit einer Lärmpegel meß anordnung mit einem l/iikrophon, das'die auftretenden Lärmpegel erfaßt und sie in elektrische Eingangssignale umwandelt, einer .Eingangsverstärker- und Gewichtuhgsanordnung, die an das Mikrο ohoη angeschlossen ist und gewichtete Signale liefert, indem sie die elektrischen Signale frequenzmäßig bewertet, und einer tfleichrichteranordnunF, die an die Eingangsverstärker- und Gewichtungsvorrichtung angeschlossen ist und Spannungen liefert, die den durch die gewichteten Signale dargestellten Lärmpegeln entsprechen, sowie mit einer auf Spannungen ansprechenden Anordnung, die auf die Spannun spe_tel aus der Larmpegelmeßanordnung₊ anspricht und ein Ausgangssignal liefert, das die auftretende Lärmbeschellung angibt, dadurch gekennzeichnet, dä3 die auf Spannungen ansprc chende Vorrichtung eine Verstärkeranorctnuni'j (22) mit variabler Verstärkung aufweist, die an die Gleichrichteranordnung (18) angeschlossen ist und auf vorbestimmte Änderungen der auftretenden Lärmpegel vorbestimmte Änderungen der Spannungspegel liefert, und durch eine schwellwertbe;;timmende Anordnung (26), die an die Verstärkeranordnung

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mit variabler Verstärkung angeschlossen ist und nur solche von der Verstärkeranordnung mit variabler Verstärkung gelieferten Spannungen durchläßt, deren entsprechende Lärmpegel oberhalb eines bestimmten Schwellwertes liegen, durch eine an die schwellwertbestimmende Anordnung (26) angeschlossene Rechenvorrichtung (30, 4o2), die Signale liefert, die die Dauer des Auftretens der einfallenden Lärmpegel, geteilt durch die maximal zulässige Dauer der auftretenden Lärmpegel darstellen, sowie durch eine Ausgabevorrichtung (34), die an die .Rechenvorrichtung angeschlossen ist und Signale liefert, die die kumulative Beschallung mit auftretendem Lärm als Prozentsatz einer gesamten vorbestimmten zulässigen Lärmbeschallung anzeigen.

2o Lärmbeschallungsrechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung mit wariabler Verstärkung (22) einen Operationsverstärker (A6) aufweist, der an die Gleichrichteranordnung (18) angeschlossen ist und deren Spannungspegel aufnimmt und einen ersten Eingangsanschluß (3)» der an der Gleichrichteranorclnung (18) liegt, sowie einen zweiten Eingangsanschluß (2) und einen Ausgangsanschluß (b) hat, daß zwischen den Ausgangsanschluß und den zweiten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers eine Rückführung eingefügt ist, die die Widerstandsanordnung (R20, M3-M5)

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sowie in einer Richtung leitende Elemente (D4-D7) aufweist, um die Verstärkung des Operationsverstärkers (A6) automatisch zu variieren, indem Änderungen der Spannungspegel Änderungen in der Stromleitung durch die Widerstandsanordnung und die in einer .Richtung leitenden Elemente bewirken.

3 ο Lärmbeschallungsrechner nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsanordnung von Hand einstellbare Widerstände (M5-M5) aufweist, um eine Eichung der Verstärkeranordnung (22) zu erlauben, und daß die in einer Richtung leitenden Elemente aus einer ersten Diode (D7) bestehen, die eine erste Schaltcharakteristik hat, um die Verstärkung des Operationsverstärkers innerhalb eines ersten vorbestimmten Bereiches des Spannungspegels zu variieren, sowie mindestens eine weitere Diodenanordnung (D4-D6) mit einer zweiten Leistungscharakteristik, um die Verstärkung des Operationsverstärkers innerhalb eines zweiten vorbestimmten Bereiches des Spannungspegels zu variieren

4ο Lärmbeschallungsrechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (22) mit variabler Verstärkung einen an die G-leichrichteranordnung (18) angeschlossenen Verstärker (A6) mit variabler Verstärkung sowie eine an diesen angeschlossene Schaltungsanordnung (D4-D7,M3.-M5)

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zur automatischen Verstärkungsänderung, die die Verstärkung des Verstärkers variiert, um auf Änderungen der Spannungspegel, die vorbestimmte dB-Änderungen der gemessenen Pegel des einfallenden darstellen, vorbestimmte dB-Ausgangsspannungspegeländerungen des variablen Verstärkers (A6) zu bewirken.

5 ο Lärmbeschallungsrechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenanordnung eine Integrationsstufe (A8) aufweist, die Spannungen von der schwellwertbestimmenden Anordnung (26) aufnimmt und ein integriertes Signal liefert, dessen Spannungspegel sich mit einer Geschwindigkeit ändert, die dem aufgenommenen Spannungspegel proportional ist, sowie eine Komparatoranordnung (A9)> die an die Integrationsstufe angeschlossen ist und den Zeitpunkt erfaßt, wenn das integrierte Signal einen vorbestimmten Wert erreicht hat, wobei die Komparatoranordnung am Ausgang die Anordnung (C13, D1o, R27-R29) aufweist, um ein Rückstellsignal zu liefern, wenn das integrierte Signal den vorbestimmten Wert erreicht hat, und eine an die Ausgangsanordnung (C13, D1o, R27-R29) des !Comparators und die Integratorstufe (A8) angeschlossene Schaltvorrichtung (Q5), die, gesteuert durch die Rückstellsignale, die Integrationsstufe rückstellt, wobei uie Schaltvorrichtung einen Zählsignalausgang (312, 4o2) aufweist, der in Reaktion auf die Rückstellsignale Ausgangszählsignale liefert.

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6. Lärmbesehallungsreehner nach Anspruch 5» dadurch, gekennzeichnet, daß die Lärmbeschallungsauagangsvorrichtung (34) eine Triggerstufe (Q6-Q7) aufweist, dessen Eingangsanscliluß (4o6) an den Zählsignalausgang (4o2) angeschlossen ist, und dessen Ausgangsanschluß (428) bei jedem Zählausgangssignal ein Triggersignal liefert» sowie eine elektromechanisch^ Zählvorrichtung (432) mit einer visuell ablesbaren Stellenanzeige (44o) und einer idehrittschaltvarrichtung (442), wobei die Sehrittschaltvarriehtung (442) am Ausgangsanschluß (428) der Triggerstufe (Q6, Q7) liegt, um die visuell ablesbare digitale Ausgangswertanzeige den Triggersignalen entsprechend zu ändern.

7. Lärmbesehallungsrechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die schwellwertbestimmende Anordnung (26) eine bezugsspannungsbestimmende Anordnung (R22, M6) aufweist, um eine Bezugsspannung zu liefern, die einem über einem bestimmten Schwellwert liegenden Lärmpegel entspricht, wobei die bestimmende Vorrichtung eine Eicheinrichtung (M6) enthält, um den Bezugsspannungspegel zu variieren.

8· Larmbescnallungerechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dft£ die Bechenanordnung (30, 4o2) einen Spannung/ rrequenxuvaetzer (30) enthält, der an die echwellwertbestimmende Vorrichtung (26) angeschlossen let, um Zähleignale mit

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mit einer Frequenz zu liefern, die den von der schwellwertbestimmenden Vorrichtung (26) durchgelassenen Spannimgspegeln proportional ist_e

9. Lärmbeschallungsrechner nach Anspruch 8_f dadurch gekennzeichnet, daß der Spannung/Frequenzumsetzer (30) eine Integrationsstufe (A8) enthält, die Spannungen aus der schwellwertbestlmmenden Vorrichtung (26) aufnimmt und ein integriertes Signal liefert, dessen Spannungswerte sich mit einer Geschwindigkeit ändern, die den aufgenommenen Spannungswerten proportional ist, sowie eine Komparatorstufe (A9), die an die Integrationsstufe angeschlossen ist, um den Zeitpunkt zu erfassen, wenn das integrierte Signal einen bestimmten Wert erreicht hat, wobei die Kompratorstufe an ihrem Ausgang eine Anordnung (C13, D10, R27-R29) aufweist, die Ruckstellsignale liefert, wenn das integrierte Signal den vorbestimmten Pegel erreicht hat, und eine Schaltvorrichtung (Q5), die an die Anordnung (013, D10, B27-R29) am Kompratorausgang und an die Integrationsstufe (ΑΘ) angeschlossen ist und gesteuert von den Rückstelleignalen die Integrationsetufe rückstellt, wobei die Schaltanordnung (Q5) einen Ausgangeanechluß (312, 4o2) aufweist, an dem auf die Rüiketellsignale hin Auagangeeählsignale auftreten»

Gl/Bre

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