JPS5921532Y2 - 信号増幅装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、相互変調積減少装置、特にクライストロン、
進行波管およびリミッタの如き能動装置における相互変
調積を減少させる装置に関し、特に位相プレテ゛イスト
ーション用の信号増幅装置に関するものである。

多数の異なる周波数チャンネルを介して情報を同時に伝
送するため広帯域伝送回路がしばしば使用される。

これら広帯域伝送回路において使用される進行波管およ
びクイストロンの如き能動装置は、（１）非直線振幅お
よび（２）位相現象を呈し、これらはそれぞれひずみす
なわち相互変調積を生じ、従って当該通信システムに不
所望の雑音を生ずることとなる。

ひずみの第１の形態は、増幅器が飽和状態に近づいた際
の該増幅器の非直線性入出力電力特性に起因するもので
ある。

ひずみの第２の形態は、入力電力が変化した場合増幅器
を経由する信号の位相推移が変動すること（変動位相特
性）に起因するもので゛ある。

増幅器に供給された信号が該増幅器をその非直線領域へ
駆動するに充分なレベルを有する場合には、該増幅器に
より多搬送波（マルチキャリア）通信システムに周波数
の混合が起り、従って相互変調積を生ずるが、増幅器が
その直線性領域すなわち飽和レベルより充分低い信号レ
ベルで動作している場合にはひずみは遥に小さくなる。

従って多搬送波通信に通常実用される増幅器における不
所望の相互変調積の発生を減少させる方法として、バッ
クオフ（ｂａｃｋ−ｏｆｆ）すること、すなわち直線性
領域内で作動させる方法がある。

リミッタについても、該リミッタがその非直線性領域で
動作している場合ひずみが生ずる。

しかし、リミッタの場合にはバックオフを施すと、リミ
ッタ装置がリミッタとして動作しなくなるから、リミッ
タ装置の本来の機能が失われることとなる。

多数の搬送波を介して情報を同時に伝送するため増幅器
にバックオフを施す方法は、次の如き種々の欠点を有す
る。

第１に、ひずみを最小にするとともに所望の信号増幅を
達成するため、バックオフを行うに当り、通常必要とさ
れる増幅器に比べ遥に大電力の増幅器を使用する必要が
あり、かかる増幅器はその最大容量で動作させることは
なく、電力効率の損失を許容しなければならなくなる。

第２に、かかる増幅器を動作させるためには著しく高価
な装置、例えば大電力増幅器を適切に冷却する著しく大
形の冷却装置を使用し、かつ増幅器自体も著しく高価な
大電力増幅器を使用する必要がある。

第３に、増幅器にバックオフを施すことにより非直線振
幅特性に起因する相互変調積は減少するが、増幅器を経
由する信号の位相変動は存続するのでこれによる相互変
調積を生ずる。

また、重大な位相変動の大部分は低い駆動レベルにおい
て起り、駆動レベルが飽和領域に近づくに従って消滅す
るから、位相ひずみによる相互変調積についてに総合ひ
ずみに対し低い駆動レベルで起るものの比率が極めて大
きく、従って人力レベルのバックオフにまり達成可能な
改善には限度がある。

以上、多搬送波伝送系につき説明したが、振幅の変化を
伝送すべき任意の通信系においてもバックオフを施すこ
とは必要があり、その際増幅器の効率が低下する。

本考案では、非直線性大電力増幅器の前段に直列に配置
した２個の順方向給電（ｆｏｒｗａｒｄ ｆｅｅｄ）
ブレデ゛イストーション回路（またはブレテ゛イストー
ション装置もしくはプレテ゛イスドータ）を用いて非直
線領域における該増幅器の動作を可能ならしめる一方、
相互変調積を減少させる。

第１のプレディストーション回路は能動信号振幅プレテ
゛イスドータであり、大電力増幅器とは逆の入出力電力
特性を形成して該増幅器の特性を効果的に直線化する。

第２のプレディストーション回路は能動信号位相補償回
路であり、この位相補償回路は増幅器の入力信号の振幅
変化のため増幅器を介して生ずる位相推移の変動を補償
して、増幅器の出力信号の位相が位相補償回路への入力
信号の位相に対し変化しないようにする。

すなわち多搬送波入力が本考案の位相補償回路および増
幅器を経由する際多搬送波人力の瞬時電力レベルは、位
相補償回路への入力と大電力増幅器の出力との間の位相
関係を、位相補償回路への瞬時入力電力とは無関係に一
定に維持するようにする必要がある。

増幅器への人力信号の振幅および位相に対するプレディ
ストーションは、その特性をプレテ゛イストーション回
路への瞬時入力電力により正しい時間関係で制御される
多数の非直線素子を用いて達成する。

代案として各プレテ゛イストーション回路は、非直線振
幅または位相変化に起因するひずみを減少させるため個
別に使用することができる。

大電力増幅器とは逆の入出力電力特性を有する上述した
第１のプレディストーション回路では、該プレテ゛イス
トーション回路への入力信号電力を分割し、２個のダイ
オード減衰器へそれぞれ供給する。

ダイオード減衰器はその結合係数にの関数であるレスポ
ンス特性を示し、さらに該結合係数は該ダイオード減衰
器のダイオードへの制御電流の関数である。

一方のダイオード減衰器への制御電流は固定バイアスと
し、従って結合係数ｋを一定に維持して直線性出力を生
ずるようにする。

他方のダイオード減衰器の制御電流は固定せず、順方向
給電制御回路を経てプレディストーション回路に供給さ
れる入力電力によって制御し、その結合係数をプレテ゛
イストーション回路への入力電力に応じて変化させる。

従ってこのダイオード減衰器のレスポンスは指数関数形
状になる。

上記バイアスおよび制御電流を正しく選定し、両方のダ
イオード減衰器の出力を加算して、プレディストーショ
ン回路の出力により駆動される大電力増幅器の特性とは
逆のレスポンスを有する信号を生ぜしめ、かくして大電
力増幅器の入出力電力特性を効果的に直線化する。

第２のプレディストーション回路すなわち位相補償回路
は、細部においては振幅プレディストーション回路と異
なるが、順方向給電制御回路は本質的に同じである。

位相補償回路の入力信号はハイブリッド装置に供給し、
該ハイブリッド装置は上記人力信号を同一電力および９
０°の位相差を有する２つの信号に分割する。

次いでこれら２つの信号を２個のハイブリッド装置にそ
れぞれ供給し、これらハイブリッド装置においてさらに
電力を分割するとともに位相を変化させる。

次いで後者の２個のハイブリッド装置の４つの出力信号
のうち３つの出力信号を３個のダイオード減衰器にそれ
ぞれ供給して振幅を変化させる。

上記３つの出力信号のうち２つの出力信号を直線的に減
衰させ残る１つの出力信号を指数関数的に減衰させる。

適切な位相関係にある一方の直線的減衰信号および指数
関数的減衰信号を合威し、この合成信号と他方の直線的
減衰信号を加算して最終合成信号を発生させる。

前記合成信号と他方の直線的減衰信号との間の位相差、
ならびに前記合成信号と他方の直線的減衰信号との間の
振幅変動に起因して、前記最終合成信号の位相が位相補
償回路への入力信号の位相に対し変化することとなる。

この位相変化は、大電力増幅器への瞬時入力電力が位相
推移を補償するよう変化した際大電力増幅器によって生
ずる位相推移の変動によって決まる。

位相補償動作は、バイアスおよび制御電流を適切に選定
することにより達成される。

図面につき本考案を説明する。

まず、第３図は進行波管の代表的な振幅特性曲線であり
、該進行波管の入出力電力特性および飽和点を示す。

このグラフから定性的に明らかなように、振幅ひずみを
除去するためには、進行波管をその飽和レベルよりかな
り低いレベルすなわちその直線性領域で作動させる必要
がある。

しかし、実際の進行波管特性（第３図）と完全に直線性
の進行波管特性との差から誤差曲線すなわち第３図と逆
の曲線を形成することができれば、第３図の曲線および
その逆曲線を組合せることにより進行波管の特性を直線
性とし、従って増幅器を飽和領域においても直線性装置
として動作させることが可能となる。

以下に詳細に説明する本考案の振増プレディストータは
、該プレディストータが駆動する増幅器の特性と逆の特
性を生ずる装置である。

第１図において電力Ｐｉｎの入力信号をハイブリッド装
置１に供給する。

ハイブリッド装置１の機能は、周知のように、各入力信
号の電力を２分の１に分割し、導線２および３にそれぞ
れ出力Ｐｉｎを送出することである。

またハイブリッド装置１は、これら面出力信号間に位相
差を付与するが、この位相差の付与は振幅のプレディス
トーションに対しては考慮する必要がない。

ハイブリッド装置１の一方の出力号雪は、導線２を経て
ハイブリッド装置１と同一機能を有するハイブリッド装
置４に供給する。

ハイブリッド装置４は再びその人力電力を２分の１に分
割し、電力＞のの２つの出力信号を発生する。

各出力ζ号は、それぞれ導線５および６を経てダイオー
ド減衰器７および８に供給する。

ダイオード減衰器７および８は、それぞれ結合係数に７
およびに８の関数である減衰特性を有する。

ダイオード減衰器７の結合係数に７は一定のバイアス電
流■７の関数であり、そのため結合係数に７は一定であ
る。

従って導線９上に生ずるダイオード減衰器７の出力は、
ｋ７Ｐｊｎに等しく、第７Ａ図から明らかなように直線
性である。

ダイオード減衰器８は、プレディストータへの入力電力
に比例させた可変制御電流Ｉ８の関数である結合係数に
８を有する。

従って後述するように、ダイオード減衰器８の減衰特性
は、瞬時入力電力Ｐｉｎに比例する。

瞬時入力電力に比例する電流により制御されるダイオー
ド減衰器の減衰特性曲線は、第６図から明らかなように
指数関数によって近似できる形状を有する。

従って導線１０に生するダイオード減衰器８の対応出力
はに８ヒーに等しく、第７Ｂ図に示すように指数関数形
状となる。

制御電流Ｉ８を瞬時入力電力Ｐｉｎに対し正比例関係で
変化させるため、順方向給電制御回路を使用する。

導線３上に生ずるハイブリッド装置１の出力も冨を可変
減衰器１１また（ま同様な利得調整装置に供給する。

可変減衰器１１を各大電力増幅器に対して設け、可変減
衰器１１は入力電力賦旦に正比例しかつクリスタル検波
器１２をその２乗検波動作範囲内で適切に駆動するに必
要なレベルの出力を生ずる。

クリスタル検波器１２の出力はハイブリッド装置１の出
力建Ｗに正比例する電圧であり、この出力電圧を増幅器
１３に供給し、増幅器１３はクリスタル検波器１２から
の入力に正比例し従って導線３上の瞬時入力電カモ声に
正比例する出力電流Ｉ８を発生する。

固定バイアス電流１８′は、第６図から明らかなように
、可変結合係数に８の初期値を得るために用いる初期制
御電流である。

制御電流Ｉ８を最大値に固定するため増幅器１３の出力
側にクランプ回路１４を配置する。

制御電流Ｉ８の最大値Ｉｓｍａｘは、ダイオード減衰器
８への電力により大電力増幅器が飽和点に持来される値
に設定し、かくすることにより、後述する理由から第７
Ｂ図の直線部分で示したように飽和点以上ではダイオー
ド減衰器８が直線レスポンスを呈するようにする。

それぞれ導線９および１０上に生じたダイオード減衰器
７および８の出力に７上粕およびに８Ｐａｎはハイブリ
ッド装置１５に供給し、ハイブリッド装置１５はこれら
出力を加算して導線１６上に出力に７Ｐｉｎ ＋に８”
旦を送出する。

この出力信号は、４ 第７Ａおよび第７Ｂ図がら明らかなように、飽和点まで
は第３図の大電力増幅器の振幅特性と逆であり、飽和点
以上では直線性の特性を有する。

導線１６上に生ずる振幅にあらかじめひずみを付与した
出力信号は大電力増幅器を駆動するよう該増幅器に結合
され、かくて大電力増幅器の動作は効果的に直線化され
、従ってバックオフを必要としなくなる。

従って大電力増幅器を飽和領域において相互変調積の著
しく減少した状態で動作させることが可能となる。

以上の説明は、相互変調積を減少させるため飽和点以下
の領域で大電力増幅器の特性を直線化することに関する
ものである。

飽和点以上の領域では出力信号が圧縮される（第３図参
照）。

飽和点以上の領域における信号の圧縮によっても不所望
の相互変調積が生ずる。

第３図の特性曲線から、飽和点以上の曲線部分を平坦に
すれば、すなわち飽和点以上の入力電力に対し出力が一
定になるようにすれば、相互変調積を減少できることが
判る。

前述、したように第１図の振幅プレディストータは、飽
和点以上すなわち電流！８の最大値において直線性を呈
するよう構成配置する。

飽和点以上の領域における特性曲線部分を平坦にするた
めには、第７Ｂ図の直線部分も平坦にして、大電力増幅
器を通過する信号が飽和点以上の部分で平坦になる効果
を奏するようにする必要がある。

これを遠戚するため第１図の振幅プレディストーション
装置と大電力増幅器の間にリミッタを配置する。

該リミッタは第７Ｂ図の直線部分を平坦化する効果を奏
する。

このリミッタは所定最大値までの信号電力を通過させる
ことにより第７Ｂ図の直線部分を平坦にする。

なお、第５図に示したようにリミッタ自体は非直線性装
置であるから、不所望の相互変調積の発生を軽減するた
めにリミッタの前段に、第１図示の形式の振幅プレディ
ストータを配置してもよい。

この場合この振幅プレディストータは、リミッタと逆の
特性を呈するよう適切に構成配置する。

リミッタの特性を直線化するため振幅プレディストータ
を使用することにより他の利点が得られる。

ＦＭ変調を用いる通信システムでは、ＦＭ変調器の出力
搬送波の周波数偏移はＦＭ変調器への入力電圧の関数で
ある。

マルチチャンネル通信システムにおいては、２個の隣接
チャンネルの出力搬送波の周波数偏移すなわち帯域幅が
時として著しく大きくなり、オーバーラツプまたはクロ
ストークを生ずることとなる。

受信機においてはフィルタにより各チャンネル周波数を
選出し、ある程度オーバーラツプを除去するが、すべて
のクロストークを効果的に阻止するフィルタを設計する
ことは難かしい。

このように設計の難かしいフィルタを受信機において使
用する代りに、各ＦＭ変調器の前段にリミッタおよび本
考案の振幅プレディストータを配置してＦＭ変調器への
電圧を制限するようにすることができる。

これにより、各ＦＭ変調器の出力搬送波の周波数偏移す
なわち帯域幅を制限し、従ってクロストークを効果的に
低減しかつ上述した設計の難かしい形式のフィルタを不
要ならしめる。

この場合本考案の振幅プレテ゛イスドータを使用しなけ
れば、その非直線特性のためリミッタを使用することは
不可能である。

また大電力増幅器の前段にはスケール増幅器を配置する
必要がある。

スケール増幅器の機能は、振幅プレディストータの出力
信号を大電力増幅器を駆動するに必要なレベルに調整す
ることである。

スケール増幅器もまた非直線性であるが、スケール増幅
器にバックオフを施すことによっては大電力増幅器にバ
ックオフを施した場合の如き欠点を招来することは無く
（スケール増幅器の低置な初期および作動価格のため
）、スケール増幅器の前段に第１図に示した形式の振幅
プレディストータを配置してスケール増幅器の特性を直
線化することができる。

□第１図において、ハイブリッド装置１
は各出力１芒お杏び１予を導線２および３へそれぞれ結
合する如く図示し七あるが、ハイブリッド装置１として
は、入力Ｐｉｎを導線２および３へ結合する任意の結合
器を用いることができる。

また、ダイオード減衰器７はハイブリッド装置４の出力
をハイブリッド装置１５の入力へ単に直線結合するだけ
であるか□らミ任意の直線性減衰器で置換えることがで
きる。

しかし、″実際上ダイオード減衰器７を使用しない場合
には、ハイブリッド装置４および１５め間の電気信号伝
送路の長さを、これら両ハイブリ・シト装置間のダイオ
ード減衰器８′を介挿した電気信号伝送路の長さに等し
□くなければならない。

これら電気信号伝送路の長さを等しくすることは、ハイ
ブリッド装置１５において加算される２つの人力に７均
旦およびに８Ｐｉｎの間の破壊的干渉を４ 防止するだめに必要である。

第４図は進行波管の代表的な位相特性曲線であり、位相
推移の変動を入力電力の関数として示しである。

この特性曲線から明らかなように、進行波管への人力信
号にプレディストーションを付与して進行波管における
位相推移の変動を補償するようにすれば、相互変調積を
減少させることができる。

すなわち、入力信号電力め変化に起因して該信号が進行
波管を経由する際−６°（遅れ）の位相推移変動（例え
ば２０°から二２６°へ）が存在する場合進行波管に供
給する以前に入力信号に＋６゜（進み）の位相推移を付
加することによりプレディストーションを付与すること
ができれば、進行波管からはプレディストータへの入力
信号の位相と同一位相関係にある出力信号を生じ、従っ
て進行波管における位相推移変”動を効果的に補償する
ことができる。

第２図は位相補償回路のブロック図を示し、この回路の
理解を容易にするため回路の種々の部分における信号の
位相に′関連する部分の近くに描いた矢印の方向によっ
て示す。

この回路を説明するに当り、（１）ハイブリッド装置に
おける位相推移はＯｏであり、かつハイブリッド装置は
その２個の出力端子から入力に対しそれぞれ位相がＯｏ
および９０°の出力を送出し、（２）すべてのダイ・オ
ード減衰器への入力電力は等しいものと仮定する。

電力Ｐｉｎの入力信号を位相０°でハイブリッド装置１
７に供給する・。

実際上、入力信号の位相は基準位相を規定するに過ぎず
、任意の初期値に選定することができるが、説明の便宜
上ここでは人文信号の初期位相を０°に仮定する。

また、□説明の便宜上、回路のインピーダンスは一定で
あり、従って人力信号Ｐｉｎ−Ｅｉｎ （電圧）および
動作の説明は電圧および位相値をもって統一することが
できる。

ハイブリッド装置１７は入力信号Ｅｉｎを２つに分書Ｉ
しン２つの出力Ｅｉｎを導線１８および１９へそれそれ
送出する。

導線１８上の出力は、ハイブリッド装置１７における位
相推移差のため図示の如く一９０’の位相推移を有し、
一方ハイブリッド装置１７から導線１９に送出された出
力Ｅｉｎの位相は図示の如＜Ｏｏに留る。

導線１８上の出力Ｅｉｎ乙−９０°はハイブリッド装置
２０に供給し、導線１９上の出力Ｐｉｎ乙０°はハイブ
リッド装置２１に供給する。

ハイブリ□ツド装置２０は入力Ｅｉｎ乙−９０°゛を会
つに分割して、２つの出力脆旦乙−１８０°および旦逍
１４ ９０°をそれぞれ発生する。

一方の出力Ｅｉｎ乙−９０は、後述するように、順方向
給電制御回路め制御電流を発生させるのに使用する。

出力Ｅｉｎ乙１８０°を、結合係数に２□を有するダイ
オード減衰器２２に供給し、ダイオード減衰器２２の出
力に２．Ｅｉｎ乙−１８０°を導線２３を経てハイブリ
ッド装置２４に供給する。

ハイブリッド装置２４は、導線２５上に出力信号に２□
Ｅｉｎ乙−１８０°を送出する。

一方、ハイブリッド装置１７から導線１９上に送出され
た出力Ｅｉｎ乙Ｏ°はハイブリッド装置２１に供給し、
このハイブリッド装置は２つの出力ｚ隼乙０°およびＥ
ｉｎ乙−９０’をそれぞれ導線２６および２７上へ送出
する。

ハイブリッド装置２１の出力Ｅｉｎ、４ ｇ□°はダ
イオード減衰器２８に供給し、このダイオード減衰器は
固定バイアス電流Ｉ２８の関数であ□る一定結合係数に
２８によって決まる直線特性を有する。

ダイオード減衰器２８の入出力特性も第７Ａ図により図
示される。

この場合ダイオード減衰器２８から導線２９上に生ずる
出力は、ｋ２８半Ｚ−９０°に等しく、これをハイブリ
ッド装置３０に供給する。

導線２６上の出力□１乙Ｏ°はダイオード減衰器３１に
供給する。

ダイオード減衰器３１は、その制御電流Ｉ３１の関数で
ある結合係数に３□により規定される指数関数特性を有
する。

制御電流■３□は一定値に固定されてはおらず、瞬時入
力電力に比例する。

前述したハイブリッド装置２０の出力２≠Ｚ−９０゜は
、制御電流１３１を得るための入力電力として用いる。

ハイブリッド装置２０の出力甲乙−９０°は、可変減衰
器３１または任意の利得調整装置に供給されるが、この
場合まずクリスタル検波器３２に供給し、このクリスタ
ル検波器は９÷乙−９０’の瞬時電力に比例する出力電
圧を発生する。

次いでこの電圧を増幅器３３に供給し、この増幅器はそ
の入力電圧に応答して制御電流■３□を発生する。

この制御電流Ｉ３１をダイオード減衰器３１の制御入力
端子に供給して結合係数に３□を変化させ、ダイオード
減衰器３１に対し第７Ｂ図に示すように飽和点まで指数
関数特性を付与するようにする。

・可変減衰器３１、クリスタル検波器３２および増幅器
３３は、振幅プレディストータの順方向給電制御回路と
同様の態様で動作して、入力電力に正比例する制御電流
を発生する。

最初はバイアス電流Ｉ３１を固・定し、これを第・６図
に示した可変結合係数に３１の初期値を得るための初期
制御電流として用いる。

最大制御電流Ｉｍａｘ□は、位相変化により飽和状態に
おける進行波管が完全に補償されるまで可変減衰器３１
ａの利得を調整することによって設定する。

可変減衰器３１ ａ、クリスタル検波器３２および増幅
器３３は順方向給電制御回路を構成する。

従ってダイオード減衰器３１の出力はに３、旦匝乙Ｏ°
となる。

ｉｎ ４ 導線３４上の出力に３□ＴＺＯ°はハイブリッド装置３
０に供給するも位相推移を付与せず、従ってハイブリッ
ド装置３０の上側出力端子に出力に３□Ｅｉｎ乙Ｏ°が
現われる。

導線２９上の出力に２８す１乙４ ９０°はハイブリッド装置３０において一９０°の位相
推移を付与されて出力に２８ ”８ ” Ｚ１８０°と
な・す、ハイブリッド装置３０の上側出力端子に現われ
る。

この上側出力端子においてノ）イブリッド装置３０はこ
れら２つの信号に対し減算動作を遂行する。

ダイオード減衰器２８の直線特性のため出力１（２８１
！１乙−１８０°の方力他力に３． Ｅｉｎ乙０°より
大きいから、導線３５上に生ずるバイ・ブリッド装置３
０の出力は、第８図の曲線のようになり、（ｋ２８−に
３Ｉ）雫旦ｌ−１８０°で表わされる。

導線３５上の出力（ｋ２８ ｋ３、）旦龜乙−１８０
°をハイブリッド装置３６の左下側入力端子へ供給し、
導ｉｎ 線２５上の出力に２２丁乙、−１８０°をハイブリッド
装置３６の左上側入力端子へ供給する。

ハイブリッド装置３６の左下側入力端子に供給した出力
（ｋ２８ ｋ３□）半乙−１８０°は、−９０°だけ
移相さｉｎ れ、その右上側出力端子に（ｋ２８ ｋａｉ ）
１６乙２７０°の形で現われる。

ハイブリッド装置３６の左上側入力端子に供給した出力
に２゜男ト乙−１８０°は移相されることなくその右上
側出力端子にに２゜１１６ 乙−１８０°の形で現われる。

従ってこの右上側出力端子においてこれら２つの信号が
合成され、この合成信号はハイブリッド装置１７への入
力信号Ｐｉｎに対し進み位相を有するとともに、ダイオ
ード減衰器２２および３１の間における相対的減衰の変
化に起因してハイブリッド装置１７への入力信号Ｐｉｎ
に比べ大きさが増大している。

これは出力に２□苔皆乙ニー １８０°、と（ｋ２［！
−ｋ３ｔ ） 、Ｅｉ、ｎ乙−２７０°の間のＰｉｎ
のｉｎ 増大に起因する振幅変化において出力に２゜π乙−１８
０°の方が大きいためである。

ハイブリッド装置３６の右下側出力端子には、導線２５
カラノ出力に２゜９４１８０°カ９Ｑ°タケ移相されに
２２Ｅｉｎ乙−２７０°となって現われ、カリ導線３５
からの出力（ｋ２８−に３、）１旦乙−１８０°が移相
されることなく （ｋ２８ ｋ３、）９芒Ｚ−１８０
°となって現われる。

これら２つの信号の合成信号は、その位相がハイブリッ
ド装置１７への入力Ｐｉｎに対し進み位相に変化してい
る。

この合成信号の振幅は原人力信号の振幅と相違している
が、これにより位相補償回路の作用を変化させることは
ない。

進行波管を経由する信号は位相遅れを生ずる。

従って進行波管における位相遅れを補償するため、何れ
の位相が所望されるかに応じてバイ・ブリッド装置３６
から生ずる２つの進み位相出力の一方を進行波管に結合
する。

バイアスおよび制御電流を適切に選定することにより、
可変人力電力に起因する位相遅れの変動を補償するに充
分な進み位相を有する出力が得られる。

かくして、進行波管の出力信号の位相は、入力Ｐｉｎの
瞬時電力とは無関係に位相比較回路への人力Ｐｉｎと同
相になり、相互変調積が減少する。

振幅プレテ゛イスドータの直線性ダイオード減衰器７と
同様に、ダイオード減衰器２２および２８の特性は直線
性であるから、これら減衰器は位相補償回路の作動上の
必須要素ではなく、・任意の直線性減衰器を使用するこ
とができる。

しかし、かかるダイオード減衰器２７および２８を使用
しない場合には、ハイブリッド装置２０および２４間の
電気信号伝送路とハイブリッド装置２１および３０間の
電気信号伝送路の長さ番等しくして、破壊的干渉の発生
を防止するようにする必要がある。

また、位相比較回路の進相出力発生端子どこの出力端子
からの進相出力信号により駆動される大電力増幅器との
間にスケール増幅器を配置して、大電力増幅器の適正駆
動を行うようにする必要がある。

進行波管その他の装置への入力信号の振幅および位相の
双方に対する適正プレディストーション作用は、２段階
に分けて遂行される。

第１．に、伝達特性、例えば進行波管の伝達特性の形状
を解明し、順方向給電制御回路から供給するバイアスお
よび制御電流を正しく選定することにより、所望形状の
プレディストーション信号を得る。

第２に、所望形状のプレディストーション信号が得られ
たならば、その振幅をスケール増幅器により調整して進
行波管を適正に駆動するに必要な出力を得るようにする
。

進行波管の多くは振幅伝達特性の絶対値が相違するもそ
の振幅伝達特性の形状が類似しているから、これら進行
波管に供給するプレディストーション信号は単にスケー
ル増幅器の利得調整のみにより調整することができる。

しかし、位相伝達特性の形状は進行波管毎に異なるがら
、適正な位相補償を行うためバイアスおよび制御電流な
らびにスケール増幅器を適切に調整する必要がある。

進行波管の出力および該進行波管における位相推移の変
動は、周波数の関数である。

従って本考案の振幅プレディストータおよび位相補償回
路を広い帯域幅・で作動させるため、振幅等化器および
グループ遅延等化器等既知の装置を利用することができ
る。

この場合振幅等化器は、本考案の振幅プレディストータ
と進行波管の間に接続して、動作周波数帯域全体にわた
り進行波管の利得が一定になるようにする。

またグループ遅延等化器は、本考案の位相補償回路と進
行波管の間に接続して動作周波数帯域全体にわたり位相
伝達特性が同一になるようにする。

第９Ａ図は本考案の振幅プレテ゛イスドータによる補償
効果を示す。

同図中には、補償されていない単一搬送波および本考案
の振幅プレディストータにより補償された単一搬送波に
対する進行波管の入出力特性を示す。

また、第２の搬送波が同時に進行波管を経由した場合の
補償されない一つの相互変調積（２ｆ１〜ｆ２）のグラ
フ、および本考案の振幅プレディストータにより振幅を
補償した場合の相互変調積（２ｆ１〜ｆ２）のグラフを
示し、後者のグラフは飽和状態における進行波管の振幅
特性が直線化されることを明瞭に示している。

また、本考案装置により両方の搬送波に振幅プレディス
トーションを付与した場合、相互変調積の電力が減少す
ることを示している。

第９Ｂ図もまた本考案の位相補償回路によって得られた
結果を示す。

図中量も上側の曲線は位相を補償した単一搬送波に対す
る進行波管の入出力振幅特性を示し、この曲線は位相の
み補償した場合の特性を示しているから、直線化されて
いない。

しかし第９Ｂ図にはよ、た、第２の搬送波が同時に進行
波管を経由した場合、補償されない一つの相互変調積（
２ｆ１−ｆ２）の曲線、および本考案の位相補償回路を
用いて位相補償した相互変調積（２ｆ１ｆ２）の曲線を
示す。

後者の２つの曲線を比較すれば、本考案の位相補償回路
を用いた場合、相互変調積の電力が減少することが明ら
かである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案による振幅プレディストータの一例のブ
ロック図、第２図は本考案による位相補償回路の一例の
ブロック図、第３図は進行波管の振幅特性図の一例、第
４図は進行波管の位相特性図の一例、第５図はリミッタ
の伝達特性図の一例、第６図は可変制御電流を加えた場
合におけるダイオード減衰器の減衰特性図の一例、第７
Ａおよび７Ｂ図は第１および２図におけるダイオード減
衰器の動作説明図、第８図は第２図の動作説明図、第９
Ａおよび９Ｂ図は本考案装置の作用効果を示すグラフで
ある。 １、 ４． １５． ２０． ２１． ２４． ３０．
３６・・・・・・ハイブリッド装置、７．２２．２８
・・・・・・ダイオード式固定減衰器、８，３１・・・
・・・ダイオード式可変減衰器、１１・・・・・・可変
減衰器、１２．３２・・・・・・クリスタル検波器、１
３゜３３・・・・・・増幅器、１４・・・・・・クラン
プ回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 入出力信号間の位相推移が信号振幅に依存する増幅器；
   および前記増幅器の前段に接続され、入力信号の振幅に
   応じて該入力信号を位相推移し、かつ前記位相推移した
   信号を前記増幅器に供給する位相推移装置を備えて、前
   記増幅器の出力信号の位相が前記入力信号の振幅とは無
   関係に前記入力信号の位相に対し同一位相関係になるよ
   うにする信号増幅装置において、前記位相推移装置が（
   イ）前記入力信号を第１および第２信号に分割する第１
   分割装置１７、 （ロ）前記第１分割装置に結合され、前記第１信号をほ
   ぼ直線的に減衰させる減衰装置２２、（ハ）前記第１分
   割装置に結合され、前記第２信号を相互間で位相差を有
   する第３および第４信号に分割する第２分割装置２１゜ に）前記第２分割装置に結合され、前記第３信号を制御
   信号により設定された量だけほぼ指数関数的に減衰させ
   る第３信号減衰装置３１゜（ホ）前記第２分割装置に結
   合され、前記第４信号をほぼ直線的に減衰させる第４信
   号減衰装置２８、 （へ）前記第３信号減衰装置および第４信号減衰装置の
   出力端子に結合され、減衰された第３および第４信号を
   合成して前記第１信号に対し位相差を有する第５信号を
   形成する装置３０、（ト）前記第１信号の瞬時電力を示
   す信号を前記制御信号として発生するフィード・フォワ
   ード回路３１ ａ、 ３２．３３、および （力 前記直線的に減衰させた第１信号および前記第５
   信号を合成して前記位相推移した信号を発生する装置 を備えたことを特徴とする信号増幅装置。