DE2016198A1

DE2016198A1 - Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw Schritt magnetanordnungen

Info

Publication number: DE2016198A1
Application number: DE19702016198
Authority: DE
Inventors: Hermann Dipl Ing 8520 Erlangen P Hofmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1970-04-04
Filing date: 1970-04-04
Publication date: 1972-02-24
Also published as: FR2089124A5; BE765230A; AU2692171A; CH521686A; NL7104232A; ES389878A1; ZA711886B; LU62924A1

Description

Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw. Schrittmagnetanordnungen .

Bei der Ansteuerung der Wicklungen von Schrittmotoren mit hoher Schrittfrequenz kommt es darauf an, den Wicklungsstrom möglichst schnell und weitgehend verlustlos zu schalten. Hierfür sind Ansteuergeräte vonnöten. Der Aufbau und die Wirkungsweise elektrischer Schrittmotoren, sowie Änsteuergerätie für diese sind in der Arbeit von Bock "Elektrische-und elektrohydraulisch^ Schrittmotoren", abgedruckt in der Zeitschrift "Steuerungstechnik" 1. Jg., Heft 1, 1968, Seiten 13 bis 18, beschrieben. Hiernach müssen fünf Motorwicklungen nach einem Pulsprogramm geschaltet werden, das aus der Pig. 1 ersichtlich ist. Die fünf Pulsfolgen f1 bis f5 werden vom zentralen Takt fO eines geeigneten - nicht naher veranschaulichten - Steuerwerks abgeleitet. Eine hohe Schrittfrequenz läßt sich aber nur erreichen, wenn der Wicklungsstrom nach dem Einschalten genügend schnell den Nennwert erreicht und nach dem Abschalten genügend schnell auf Null abklingt. Die Änderungsgeschwindigkeit des Wicklungsströmes ist durch drei Parameter bestimmt, nämlich durch die Höhe der Sehaltspannung, durch den gesamten Schließungskreiswiderstand und durch den magnetischen Kreis.

Bisher wurde zur Ansteuerung der Motorwicklungen die in Pig. 2 (für je eine Motorwicklung) veranschaulichte Transistor-Steuerschaltung verwendet. Dabei wird eine eingeprägte Spannung U_Q über einen Vorwiderstand R^ und über eine Transistorkaskade T1 bis T4 auf die Motcrwicklung W geschaltet, wobei der Strom nach der Beziehung I = ^- · (1-e ' ) mit T = L/R ansteigt. Hierin bedeuten L die Induktivität der Motorwicklung, W und R den totalen Kreiswiderstand. Im eingeschwungenen Zustand ist die Ver-

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ρ lustleistung pro Wicklung definiert durch ii_v = I_Q · R . Das Maximum der Verlustleiatung tritt im Stillstand der Maschine auf, bei dem im ungünstigsten Fall gleichzeitig drei Wicklungen W zur Aufrechterhaltung des Drehmomentes und damit der definierten Winkelstellung eingeschaltet sein und bleiben müssen.

Zur Ansteuerung des aus der vorerwähnten Druckschrift bekannten Schrittmotors sind für eine Schaltfrequenz von ca. 1,6 kHz 60 V Erregerspannung bei einem Erregerstrom von 3,5 A und bei . einem Vorwiderstand R^ von 17 Ohm erforderlich. Das entspricht ^ bei drei gleichzeitig eingeschalteten Wicklungen V/ einer Verlustleistung von 630 Watt. Werden z.B. zwei Schrittmotoren zum Antrieb eines Zeichentisches in zwei Koordinaten verwendet, so beträgt die Verlustleistung 1,26 kW. Im Betrieb vermindert sich dieser ungünstigste Wert nur unwesentlich, da dann abwechselnd stets zwei bzw. drei Wicklungen W eingeschaltet sind, so daß im Mittel mit einer Verlustleistung von 2,5 · 60 · 3,5 Watt pro Maschine gerechnet werden muß. Diese hohe Verlustleistung bedingt Vorwiderstände Ry großer Leistung, ferner ein Netzgerät, das ein Vielfaches der Motorleistung aufbringen muß, und schließlich einen Lüfter, welcher die Verlustwärme abführt; demgemäß ist eine Kompaktbauweise des erforderlichen Ansteuergerätes aufgrund der herkömmlichen Überlegungen nicht möglich.

Die vorliegende Erfindung verfolgt die Aufgabe, diese ilachteile zu vermeiden und eine praktisch verlustlos arbeitende Steuerschaltung für den Wicklungsstrom des Schrittmotors aufzubauen. Bei der Lösung dieser Aufgabe soll die Forderung erfüllt sein, jede V/icklung ohne Vorwiderstand direkt an Spannung zu legen und den Strom auf einem Nennwert konstant zu halten, sowie über einen Steuereingang der Steuerschaltung den Wicklungsstrom den Bedürfnissen entsprechend ein- bzw. ausschalten zu können. Ferner soll die Forderung erfüllt sein, einen schnellen WicklungBstromanstieg beim Zuschalten der zugehörigen Wicklung und einen entsprechend steilen Wi stromabfall beim Abschalten hervorzurufen.

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Die Erfindung "bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw. ochrittmagnetanordnungen mit mehreren Erregerwicklungen» die in zyklischer "bzw. linearer Folge durch je einen diesen zugeordneten Transistorschaltkreis nacheinander, zeitlich einander überschneidend, an die Speisespannungsquelle an- bzw. von dieser abgeschaltet werden. Hierbei besteht die Erfindung darin, daß dem jeweiligen Transistorschaltkreis ein Zweipunktstromregier zugeordnet ist, an dessen einem Eingang eine dem Stromsollwert .der Wicklnng entsprechende Referenzspannung anliegt und dessen zweitem Eingang eine dem Stromistwert der Wicklung proportionale Spannung zugeführt ist, während der Reglerausgang den Eingang des Schaltkreises beeinflußt, in dessen Ausgangskreis die zugehörige, durch ein Löschglied überbrückte Wicklung in Reihe mit der Sehaltstrecke des Ausgangstransistors des Schaltkreises an der Speisespannungsquelle liegt. Der Zweipunktstromregler kann ein vorzugsweise integrierter, durch eine galvanische Mitkopplung zwischen Ausgang und einem der beiden Eingänge zu einem Schmitt-Trigger geschalteter Differentialverstärker sein.

Eine wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht somit darin, den Kommutierungskreis für den Wicklungsstrom so auszubilden, daß seine Abklingzeit bei eingetastetem Regler groß, bei ausgetastetem Regler dagegen klein ist. Hierdurch wird nämlich die Schalthäufigkeit des Ausgangsleistungstransistors des jeweiligen Transistorschaltkreises weitgehend verringert, und die Umschaltverluste des Transistors sinken "beträchtlich; überdies kann der Wicklungsstrom bei ausgetastetem Regler schnell auf Null abklingen.

Auf weitere Merkmale der Erfindung wird bei der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie in den "Patentansprüchen hingewiesen.

Die Fig. 3 veranschaulicht eine Steuerschaltung für Schrittmotoren, welche sich - jeweils pro Wicklung - aus dem Zweipunkt-

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regler ZR, dem Transistorschaltkreis TS und dem Ansteuerschaltkreis A3 zusammengesetzt. Der Zweipunktregler ZR besteht aus einem, vorzugsweise integrierten, Differentialverstärker, dessen Ausgang A galvanisch vermittels des Widerstandes R3 auf den nichtinvertierenden. Eingang NI des Reglers ZR mitgekoppelt ist, so daß ein Schmitt-Trigger entsteht. Auf den nichtinvertierenden Eingang IiI des Zweipunktreglers ZR wird der Stromsollwert über den Spannungsteiler R1, R2 geschaltet, welcher an der Referenzspannungsquelle U_R „ liegt. Dem invertierenden Eingang I des Zweipunktreglers ZR wird über den Widerstand R4 eine dem tlficklungsstrom proportionale Spannung zugeführt, welche an dem niederohmigen .Viderstand R11 abfällt, "lenn die Differenz zwischen der Referenzspannung U_Ref und dem Stromistwert einen bestimmten, durch die Hysterese des Schmitt-Triggers bedingten Wert überschreitet, kippt der Verstärker ZR und steuert über seinen Ausgang A und die Widerstandskombination R5» R6 den Transistor V2 des die Transistoren P2 bis P5 umfassenden Schaltverstärkers TS an, wobei der Ausgangsschalttransistor P5 des Schaltkreises TS gesättigt wird. Da die Schaltstrecke des Transistors P5 mit der Motorwicklung W und dem Prüfwiderstand It 11 in Reihe an der Stromversor^·., \j U^, M liegen, steht damit die volle Betriebsspannung an der Wicklung W. Der Stromanstieg in der 7/icklung W ist linear gemäß dl/dt = Uq/L. Der Nennstrom hat dann nach der Zeit t = Ι_η/ϋφ·Ι seinen Endwert erreicht. Im Vergleich dazu würde bei der Anordnung nach Fig. 2 - gleiches Uq sowie gleichen Nennstrom vorausgesetzt - erst der Wert I = I (1 - e"~ ) erreicht sein. Der Stromanatieg erfolgt also bei einer Zweipunktregelung unter den gegebenen Voraussetzungen prinzipiell schneller.

Überschreitet der Stromistwert eine gegebene obere Grenze, so schaltet der Zweipunktregler ZR die Kaskade P3 bis P5 des Tranaistorachaltkreiaea I¹S ab^ und der Strom kommutiert auf den Löschkreis L, wobei der Strom mit einer Zeitkonstanten abklingt, die durch den Kreiswiderstand und die Induktivität der Wicklung W bestimmt ist.

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Der Transistor Schaltkreis To -umfaßt den Transistor P2, der basisseitig aus dem Zweipunktregler ZR über die Widerstände R5» R6 angesteuert wird und emitterseitig über die Diode Di mit dem Bezugspotential M und über den Widerstand R10 mit ■dem Betriebspotential Uq verbunden ist, während der Kollektor des Transistors P2 einerseits über, den Widerstand R9 mit dem Betriebspotential und andererseits mit der Basis des Transistors P3 verbunden ist. Der Emitter des Transistors P3 liegt am Betriebspotential Uq, sein Kollektor einerseits an der Basis des Transistors P4 und andererseits über den Widerstand R15 am Emitter des Transistors P4. Die Kollektoren der Transistoren P4 und P5 liegen auf Betriebspotential U, und der Emitter des Transistors P4 ist mit der Basis des Transistors P5 und über den Widerstand R16 mit dem betriebspotentialseitigen Wicklungsende der Motorwicklung W verbunden, das auch, an den Emitter des Transistors P5 angeschlossen ist. ,

Das Löschglied L liegt parallel zur Wicklung W und dem mit dieser in Reihe geechalteten Prüf widerstand R11. Das Löschglied L kann gemäß dem Teilbild Fig. 3a aus der Diode D2 oder wahlweise gemäß den Fig* 3b bis 3e aus einer Reihenschaltung von Diode D3 und Widerstand R12 oder einer Kondensatorwiderstandskombination 01, R13 bzw. - gemäß Fig. 3d - aus einer Dioden-Transistorkombination D4, Transistor P in Verbindung mit einer Zenerdiode Z bestehen, wobei die Diode D4 und die Schaltstrecke des Transistors P in Reihe geschaltet sind, während die Zenerdiode Z die Basis-Kollektor-Strecke dieses Transistors überbrückt. Die Zenerdiode Z kann gemäß Fig. 3e durch eine Kondensator-Widerstandskombination 02, R17 in Reihenschaltung ersetzt sein. Die Löschglieder L sollen die Stromabklingzeit verkürzen.

Die Ein- und Austastung des Schaltkreises TS erfolgt über die Ansteuerschaltung AS, deren Eingang a über den Widerstand R7 mit d$r Basis des Transistors P6 verbunden ist, die überdies

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über den Widerstand R8, ebenso wie der Emitter dieses Transistors, mit dem Bezugspotential M verbunden ist. Der Kollektor des Transistors P6 ist an den Verbindungspunkt der beiden Widerstände R5 fctnd R6 angeschlossen. Null-Potential an der Eingangsklemme a sperrt den Translator P6 und gibt den Regelkreis ZR frei, wobei der Strom durch die Wicklung W seinen Sndwert erreicht. /fird dagegen positives Potential an den Eingang a der Ansteuerschaltung AS angelegt, so wird der Transistor P6 durchgesteuert und der Regelkreis ZR unterbrochen. Damit wird der Transistor P2 des Traneistorechaltkreiaes TS ebenso wie die Kaskade aus den Transistoren P3 bis P5 des Transistorschaltfc kreises TS gesperrt, womit der Wicklungsstrom in der Wicklung W abklingt.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 bringt demgemäß gegenüber der in Fig. 2 veranschaulichten Anordnung die Vorteile, daß

1) ein schnelleres Anwachsen des Stromes durch die Wicklung ¹Y auf den Endwert, und zwar bei Verwendung eines jeden Löschgliedes L in den Variationen gemäß den Fig. 3a bis 3e erfolgt,

2) ein schnelleres Abklingen des Stromes auf den Wert 0 bei Verwendung eines Löschgliedes gemäß Fig. 3d eintritt und schließlich

3) eine praktisch verlustlose Regelung in allen Lösehglieder- w fällen gegeben ist.

Der Stromverlauf während einer Testperiode ist in der Fig. dargestellt, und zwar gilt die Kurve I für Löschglieder gemäß den Fig. 3a bis 3c, sowie die Kurve II für ein Löschglied gemäß Fig. 3d. Da bei Schrittmotoren-Steuerungen der Strom schnell ansteigen und abfallen soll, sind zweckmäßig Löschgliader L gemäß den Fig. 3b bis e zu wählen. Die Wicklungen Yon Schrittmotoren haben aber Induktivitäten von wenigen mHy und führen Erregerströme von einigen Ampere. Dies bedingt eine hohe Taktfrequenz und damit TJmschaltverluste für den Tran-

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sistor P5 des Schaltkreises TS. Beträgt die Wicklungsinduktivität L = 1,5 mHy, die Betriebsspannung Uq = 60 V und der Wicklungsstrom I_n.= 3,5 A, dann ergibt sich eine Einschalt- und Ausschaltzeit für den Wennstrom mit dem Löschglied nach Fig. 3d zu t = I^L/Uq, d.h. eine Zeit von 87,5 /usec. Stellt man die Hysterese.des Schmitt-Triggers ZR auf 0,1 I_n ein, so folgt die Taktfrequenz im stationären Betrieb mit 60 kHz. Da derzeit offenbar keine preisgünstigen Leistungstransistoren zur Verfügung stehen, mit denen ein Strom von 3,5 A bei einer Taktfrequenz von 60 kHz geschaltet werden kann, ergeben sich relativ hohe Umschaltverluste,. so daß die Kühlkörper für die Leistungstransistoren T5 groß gehalten werden müssen. Die Schaltung nach Fig. 3 empfiehlt sich deshalb dann, wenn keine besonderen Anforderungen an die Sehaltgeschwindigkeit gestellt werden.

Führt die Diode D2 in ihrer Verwendung als Lösehglied L gemäß Fig. 3a Strom und wird der Transistor P5 durchlässig, so fließt über die Diode D2 während ihrer sogenannten Erholzeit, die bei schnellen Dioden bei einigen 100 ns liegt, ein beträchtlicher Rückstrom, ehe sie ihre Sperrfähigkeit wieder erlangt. Diesen Strom sowie den Wicklungsstrom, den· die Induktivität erzwingt, muß der Schalttransistor P5 zunächst liefern und dabei die volle Versorgungsspannung Uq übernehmen. Der Verlauf .des Arbeitspunktes im Jp-/U_c-,-Kennlinienfeld ist in der Fig. 6a eingetragen. Gleichzeitig ist in das dort veranschaulichte Diagramm der sichere Arbeitsbereich stark umrandet gezeichnet. Dabei gib't die schräge Linie Igfo die Grenze an, bis zu der ein Durchbruch zweiter Art sicher'vermieden wird. Wie aus der Fig. 6a erkennbar ist, überschreitet* der Arbeitspunkt beim Einschalten der Spannung U diesen Bereich beträchtlich, wenn auch nur kurzzeitig, jedenfalls aber immer dann, wenn der Transistor T5 bezüglich seiner Kollektorspannung und seines Kollektorstromes voll ausgenutzt werden soll.

Die Fig. 4 veranschaulicht ein Auaführungsbeispiel, das die Schaltungsanordnung nach der Fig. 3 noch vorteilhaft verbessert.

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Die Fig. 4 ist eine Variante der Schaltungsanordnung nach Fig. 3, wobei der Zweipunktregler ZR und seine Betriebsweise beibehalten sind. Auch die Ansteuerschaltung AS ist im wesentlichen die gleiche und auch der Transistorschaltkreis T3 entspricht etwa dem Aufbau gemäß Fig. 3. Zum Unterschied gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 enthält die Ausführungsform nach Fig. 4 jedoch ei ^i zusätzlichen Transistorschaltkreis ?S1 mit den Transistoren P7, P8 und P9 in Kaskadenschaltung, wobei die Schaltstrecke des Transistors P9 in die bezugspotentialseit ige Leitung der Motorwicklung W eingefügt ist.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 erlaubt es, die Taktfrequenz des Zweipunktreglers ZR um etwa eine Größenordnung zu reduzieren. Der Löschkreis besteht nunmehr aus der Diode D6, der Wicklung W des Motors, dem Leistungstransistor P9 und dem niederohmigen Prüfwiderstand R21. Über den Steuereingang a wird einerseits die Transistorkaskade P7 bis P9 des Transistorschaltkreises TS1 durchgesteuert und andererseits der Zweipunktregelkreis ZR geschlossen. Die Betriebsspannung U_Q wird über den niederohmigen Widerstand R22 und den gesättigten Transistor P5 des '.Transistorschaltkreises TS auf die Wicklung W geschaltet, so daß der Strom mit der gleichen Geschwindigkeit, wie zu Pig. 3 erläutert, ansteigt. Nach Sperrung des Transistors P5 kommutiert der Strom über den niederohmigen Löschkreis TS1, so daß sich ein nur langsames Abklingen des Stromes ergibt. Zwar wird der Strom bei einem erneuten Schalten des Zweipunktreglers ZR schnell den oberen Grenzwert erreichen, doch wird insgesamt die Taktfrequenz beträchtlich reduziert. Die Verhältnisse sind in der Fig. 5 III veranschaulicht. Wird der Regelkreis auegetastet, so wird der Transistor P5 gesperrt-, und die Ansteuerung der Transistorkaekade P7 bis P9 des Schaltkreises TS1 über den Eingang a entfällt. Somit übernimmt der Transistor P9 den Strom, wobei seine Kollektor-Emitter-Spannung auf etwa den Wert der Zenerspannung der zwischen Ausgang und

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Eingang des Transistorschaltkreises TS1 geschalteten Zenerdiode 1)7 anwächst. Über die Diode D6 kommutiert der Strom zur Wicklung Wairück. Wählt man die Zenerspannung der Zenerdiode D7 entsprechend der Betriebsspannung Uq, so sind Anstiegzeit und Abklingzeit des Stromes identisch. Anstelle der Zenerdiode D7 kann auch eine geeignete RC-Kombination in Reihenoder Parallelschaltung treten.

Die Transistorkaskade P3 bis P5 des Schaltkreises I¹S ist in der Fig. 4 mit einer Strombegrenzung in Verbindung mit den Dioden D8 und D9 ausgerüstet, welche in den Kollektor-Stromkreis des Transistors P2 geschaltet sind. Die Bedingung für das Einsetzen der Strombegrenzung lautet: U-pg + U-^q = U-(P3) +1· R22, wobei I näherungsweise der Kollektorstrom des Transistors P5 des Schaltkreises TS ist. Der Verlauf des Arbeitspunktes ist in der Fig. 6b dargestellt. Stellt man die Strombegrenzung auf den Stromnennwert ein, so wird der sichere Arbeitsbereich des Transistors P5 weder beim Einschalten noch beim Ausschalten verlassen.

6 Patentansprüche

6 Figuren "

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Claims

Patentansprüche

mJ) Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw. Schrittmagnetanordnungen mit mehreren Erregerwicklungen, die in zyklischer bzw. linearer Folge durch je einen diesen zugeordneten Transistorachaltkreia nacheinander, zeitlich einander überschneidend, an die Speisespannungsquelle an- bzw. von dieser abgeschaltet werden, dadurch gekennzeichnet, daß dem jeweiligen Transistorschaltkreis (TS) ein Zweipunktstromregler (ZR) zugeordnet iet, an dessen einem Eingang (Nl) eine dem Stromsollwert der Wicklung (W) entsprechende Referenzspannung (^u _Ref) anliegt und dessen zweitem Eingang (I) eine dem Stromistwert der Wicklung (W) proportionale Spannung zugeführt ist, während der Reglerausgang (A) den Eingang des Schaltkreises (TS) beeinflußt, in dessen Ausgangskreis die zugehörige, durch ein Löschglied (L) überbrückte Wicklung (W) in Reihe mit der Schaltstrecke des Ausgangstransistors des Schaltkreises (TS) an der Speisespannungsquelle (U,M) liegt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zweipunktregler (ZR) ein, vorzugsweise integrierter, durch eine galvanische Mitkopplung (R3) zwischen dem Ausgang (A) und einem der beiden Eingänge (NI) zu einem Schmitt-Trigger geschalteter Differentialverstärker ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Löschglied (L) aus einer Diode (D2), einer Widerstandsdioden-Kombination (D3, R12) in Reihenschaltung, einer Reihen-RC-Kombination (01, R13) oder einer Zenerdioden-Transistor-Kombination (Z, P) besteht, bei der die Zenerdiode (Z) durch ein Reihen-RC-Glied (C2, R17) ersetzt sein kann.

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4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß der Ausgang des Zweipunktreglers (ZR) einerseits über einen ' Widerstand (R3) mit seinem nichtinvertierenden Eingang (NI) verbunden ist und andererseits über einen Entkopplungswiderstand (R5) und einen weiteren Widerstand (R6) mit dem Eingang des mehrstufigen Transistorschaltkreises (TS) verbunden ist, wobei der Verbindungspunkt beider Widerstände (R5» R6) mit dem Ausgang eines Ansteuerkreises (AS) verbunden ist (Fig. 3).
5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verminderung der Abklingzeit des Stromes durch die Motorwicklung (W) in den Wicklungsschaltkreis zwischen dem "bezugspotentialseitigen Ende der Wicklung (W) und dem Bezugspotential (M) die Schaltstrecke eines zusätzlichen Leistungstransistorverstärkers (TS1) einbezogen ist, der beim Austasten des über die Ansteuerschaltung (AS) beeinflußbaren Regelkreises durchgesteuert wird (Pig. 4).
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß einem der Transistoren (P3) des Leistungsschaltverstärkers (TS) Strombegrenzungsdioden (D8, D9) zugeordnet sind.

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