EP1590990B1 - Verfahren zur speisung eines induktionsofens oder induktors - Google Patents

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EP1590990B1
EP1590990B1 EP03815695A EP03815695A EP1590990B1 EP 1590990 B1 EP1590990 B1 EP 1590990B1 EP 03815695 A EP03815695 A EP 03815695A EP 03815695 A EP03815695 A EP 03815695A EP 1590990 B1 EP1590990 B1 EP 1590990B1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
load
modulation factor
inductor
circuit
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP03815695A
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English (en)
French (fr)
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EP1590990A1 (de
Inventor
Robert Ibach
Jan Fabianowski
Maciej A. Dzieniakowski
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ABP Induction Systems GmbH
Original Assignee
ABB Patent GmbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/04—Sources of current
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/067—Control, e.g. of temperature, of power for melting furnaces

Definitions

  • the invention relates to a method for feeding an induction furnace or inductor according to the preamble of claim 1.
  • WO 01/52602A an apparatus and a method for inductive heating are known, wherein a controller acts on a resonance converter in response to a predetermined power with variable frequency and variable ON / OFF switching cycle and wherein the zero crossing of the voltage is switched.
  • DE 199 26 198 A1 discloses the use of self-commutated voltage source inverters (pulse width modulated inverters with voltage intermediate circuit) consisting of one or more rectifiers and one or more inverters for the power supply of induction furnaces and inductors for inductive melting and induction heating.
  • a switching frequency is used which is greater than the fundamental frequency of the respective Output current.
  • the inverter is connected to the parallel compensated load circuit via a coupling choke.
  • WO 02/49197 A2 a method and a device for feeding an inductive load in the form of an inductor or induction furnace with a high frequency power product are known. This is achieved with parallel switched soft-switching inverters of any number, which are fed by at least one rectifier, wherein each inverter is connected in parallel at least one capacitor connected in parallel to at least one voltage intermediate circuit.
  • the outputs of the inverters are connected to at least one L 1 C 1 L 2 R parallel resonant circuit, which consists of the ohmic-inductive load L 2 R, a resonant capacitor C 1 and the total inductance L 1 of the resonance chokes is coupled.
  • the inverters are switched synchronously and controlled with the resonant frequency f o of the L 1 C 1 L 2 R parallel resonant circuit or slightly above or below the resonant frequency f o with the switching frequency f s .
  • the invention has for its object to provide a simplified method for feeding an induction furnace or inductor of the type mentioned, with which a regulation of the load voltage and the load power is realized.
  • the achievable with the present invention consist in particular in that the operating frequency of the induction furnace or inductor is always exactly equal to the resonant frequency of the parallel resonant circuit, d. H. when changes in resonant circuit parameters during operation, the operating frequency adapts automatically to the changing resonance frequency.
  • the coupling reactors 14A, 14B, 14C limit the di / dt (rate of change with respect to time) of the inverter output currents I A , I B , I C and not as components of the parallel resonant circuit 15 itself are.
  • the inverter output currents I A , I B , I C are discontinuous and not sinusoidal.
  • the current profile of the resonant circuit input current I ⁇ is discontinuous and not sinusoidal. In the time periods in which I ⁇ ⁇ 0, there is an energy exchange between the parallel resonant circuit 15 on the one hand and the inverters 2A, 2B, 2C on the other hand.
  • the operating frequency of the ohmic-inductive load or the induction furnace or the inductor corresponds to the resonant frequency f o .
  • circuit is in principle also suitable for a simplified embodiment, consisting of a rectifier, a DC link with DC link capacitor and an inverter.
  • FIG. 3 shows an optional embodiment of the circuit according to FIG. 1.
  • one rectifier 1 On the secondary side of the power transformer 22 only one rectifier 1 is connected, which is connected on the DC side with the DC link capacitors 21A and 21B and 21C and the inverters 2A and 2B or 2C. The rest of the circuit arrangement is as described in FIG. 1.
  • FIG. 4 shows a basic embodiment with regard to the parallel resonant circuit. It can also be seen in FIG. 1 and 3 parallel resonant circuit 15 with two resonance capacitors 17, 18 and the load 16.
  • a simplified embodiment of the parallel resonant circuit is shown.
  • the resonance capacitor 18 is omitted, ie the capacitance C 1 of the resonance capacitor 17 corresponds to the capacitance C active in the parallel resonant circuit.
  • f O 1 2 ⁇ L l C 1 L l / C 1 - R l 2 L l / C 1
  • FIG. 6 shows a basic embodiment with regard to the coupling throttles. They are the coupled, in both AC-side connection lines of the inverter 2A arranged coupling chokes 14A to detect, preferably magnetically coupled air throttles. For the other inverters 2B, 2C, the same measures apply.
  • FIGS. 7, 8, 9 show optional embodiments with regard to the coupling throttles.
  • a coupling throttle 14A ' is arranged only in the first AC-side connecting line of the inverter 2A.
  • a coupling choke 14A " is arranged only in the second AC-side connecting line of the inverter 2A.
  • coupling chokes 14A" 'and 14A which are not coupled to one another and are located in both AC-side connecting lines of the inverter 2A " intended.
  • the same measures apply for the other inverters 2B, 2C.
  • a basic embodiment is shown with respect to the control.
  • the main task of the control is to regulate and stabilize the load power p l and the load voltage U RL . This is done by controlling a modulation factor m (0 ⁇ m ⁇ 1), which is the input of a synchronized pulse width modulator 7 is fed.
  • This pulse width modulator 7 forms from the modulation factor m the corresponding conduction times t m (turn-on times) of the semiconductor switches of the inverters 2A, 2B, 2C.
  • Semiconductor switch driver 8 cause the implementation of the determined conduction times t m in the corresponding concrete signals for driving (switching on, switching off) of the semiconductor switches.
  • a voltage measuring element 12 determines the time characteristic of the load voltage U RL , from which a measured variable u lo 'formed according to the load voltage and a power calculator 10, a Spahnungsberechner 11 for determining the voltage RMS value or voltage peak value and the synchronized pulse width modulator 7 is supplied. Furthermore, with the aid of a current measuring element, a measured value I ⁇ 'corresponding to the resonant circuit input current I ⁇ is formed and supplied to the power calculator 10.
  • a first reference junction forms the difference between a load voltage setpoint u l * and the voltage available at the output of the voltage calculator 11 calculated load voltage u l and supplies the determined difference to a voltage regulator (preferably PI controller) 3.
  • the voltage regulator 3 forms from this a modulation factor setpoint value m u * and supplies it to an analogue gate circuit 5.
  • a second reference junction forms the difference between a load power setpoint p l * and the calculated load power p l available at the output of the power calculator 10 and supplies the determined difference to a power controller (preferably PI controller) 4.
  • the power controller 4 forms from this a modulation factor setpoint value m p * and also supplies it to the analogue gate circuit 5, which forms the modulation factor m from the input modulation factors m u * and m p *, which ensures that the load power p l and the load voltage U RL be regulated and stabilized to the desired extent.
  • the configuration consisting of the components voltage regulator 3, power regulator 4 and analog gate circuit 5 is referred to as a parallel regulator structure 6.
  • the pulse width modulator 7 ensures that the beginning of each conduction time t m is strictly synchronized with the load voltage or its measured variable u lo ', ie the semiconductor switches are always synchronized with the zero crossing of the load voltage. A synchronized operation of the system is thus ensured even if the resonance frequency f o changes , for example as a result of changing the resonant circuit parameters.
  • the synchronized pulse width modulator 7 has an input for specifying a maximum modulation factor limit value m lim , which is predetermined by a current limiter 9.
  • the current limiter 9 forms this modulation factor limit value lim as a function of the measured value I ⁇ 'supplied to it on the input side in accordance with the resonant circuit input current I ⁇ .
  • This additional measure ensures that the semiconductor switches are not loaded with too high a current, ie the conduction durations t m of the semiconductor switches are predetermined in such a way that safe and optimal operation of the induction furnace or of the inductor is guaranteed under all operating conditions.
  • FIG. 12 shows different time profiles of variables of interest (current, voltages) for two different operating points and thus as a function of the triggering of the semiconductor switches.
  • the set conduction time t m is relatively short with respect to the oscillation period T o .
  • the time courses of the load voltage U RL are shown as a dotted line, the inverter output voltage U INVERTER as a dash- dot line, the resonance capacitor voltage U C1 as a dashed line and the resonant circuit input current I ⁇ as a solid line.
  • the set conduction time t m is relatively long with respect to the oscillation period T o . Again, the time courses of U RL , U INVERTER , U C1 and I ⁇ can be recognized.

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Aus der WO 01/52602A sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zum induktiven Heizen bekannt, wobei ein Controller einen Resonanz-Konverter in Abhängigkeit einer vorgegebenen Leistung mit variabler Frequenz und variablem EIN/AUS-Schaltspiel beaufschlagt und wobei im Nulldurchgang der Spannung geschaltet wird.
  • Aus der US-B1-6 316 755 sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zur resonanten Leistungserzeugung bei einem Induktionsheizsystem bekannt, wobei eine vorgeschaltete Stromquelle eingesetzt und ein sogenanntes weiches Schalten im Nulldurchgang der Spannung verwendet wird.
  • Aus der DE 199 26 198 A1 ist die Anwendung von selbstgeführten Spannungszwischenkreisumrichtern (pulsweitenmodulierte Wechselrichter mit Spannungszwischenkreis), bestehend aus jeweils einem oder mehreren Gleichrichtern und einem oder mehreren Wechselrichtern, für die Stromversorgung von Induktionsöfen und Induktoren zum induktiven Schmelzen und induktiven Erwärmen bekannt. Für die Wechselrichter wird eine Schaltfrequenz verwendet, die größer ist als die Grundfrequenz des jeweiligen Ausgangsstromes. Die Verbindung der Wechselrichter mit dem parallel kompensierten Lastkreis erfolgt über eine Koppeldrossel.
  • Aus der WO 02/49197 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt bekannt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindest einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen L1C1L2R-Parallelschwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R, einem Resonanzkondensator C1 und der Gesamtinduktivität L1 der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz fo des L1C1L2R-Parallelschwingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz fo mit der Schaltfrequenz fs angesteuert.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vereinfachtes Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem eine Regelung der Lastspannung und der Lastleistung realisiert wird.
  • Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
  • Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises ist, d. h. bei Änderungen von Schwingkreisparametern während des Betriebes passt sich die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz an.
  • Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.
  • Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:
    • Fig.1
    eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors,
    Fig. 2
    beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1,
    Fig. 3
    eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1,
    Fig. 4
    eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises,
    Fig. 5
    eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises,
    Fig. 6
    eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln,
    Fig. 7, 8, 9
    optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln,
    Fig. 10
    eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung,
    Fig. 11
    eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung,
    Fig. 12
    unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter.
  • In Fig. 1 ist eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors dargestellt. Es ist ein Netztransformator 22 zu erkennen, der primärseitig mit einem Drehstromnetz und sekundärseitig mit drei parallel angeordneten Gleichrichtern 1A, 1B, 1C verbunden ist. Jeder Gleichrichter 1A bzw. 1B bzw. 1C ist gleichstromseitig mit einem Zwischenkreiskondensator 21A bzw. 21B bzw. 21C (Spannungszwischenkreise) und einem Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet. Die Kapazität der Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C beträgt jeweils CDCL. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C weisen vorzugsweise IGBTs (oder andere abschaltbare Leistungshalbleiterschalter) als Halbleiterschalter auf. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C sind wechselstromseitig über Koppeldrosseln 14A bzw. 14B bzw. 14C parallelgeschaltet. Die Induktivität einer Koppeldrossel 14A bzw. 14B bzw. 14C beträgt jeweils LC. Die Wechselrichter-Ausgangsströme der Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C betragen IA bzw. IB bzw. IC. Der Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom IΣ beträgt I Σ = I A + I B + I C
    Figure imgb0001
    und ist gleichzeitig Schwingkreis-Eingangsstrom eines an die Wechselrichter 2A, 2B, 2C angeschlossenen Parallelschwingkreises 15, welcher aus einem Resonanzkondensator 18, einer hierzu in Serie liegenden ohmsch-induktiven Last 16 und einem parallel zur Serienschaltung 18 /16 angeordneten Resonanzkondensator 17 gebildet ist. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC haben einander ähnliche Verläufe und einander ähnliche bzw. gleiche Amplituden. Die ohmsch-induktive Last 16 wird durch die Ofenspule eines Induktionsofens oder die Spule eines Induktors gebildet und weist einen induktiven Anteil 19 sowie einen ohmschen Anteil 20 auf. Wichtige Größen des Parallelschwingkreises 15 sind:
    • C1
    Kapazität des Resonanzkondensators 17
    C2
    Kapazität des Resonanzkondensators 18
    LI
    Induktivität der ohmsch-induktiven Last 16
    RI
    Ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last 16
  • Von großer Wichtigkeit bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass die Koppeldrosseln 14A, 14B, 14C das di/dt (Änderungsgeschwindigkeit nach der Zeit) der Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC begrenzen und nicht als Komponenten des Parallelschwingkreises 15 selbst wirksam sind. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC sind diskontinuierlich und nicht sinusförmig. Der Stromverlauf des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ ist diskontinuierlich und nicht sinusförmig. In den Zeitabschnitten, in denen IΣ ≠ 0, findet ein Energieaustausch zwischen dem Parallelschwingkreis 15 einerseits und den Wechselrichtern 2A, 2B, 2C andererseits statt. Die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises 15 hängt lediglich von den Parametern des Parallelschwingkreises ab und kann wie folgt hergeleitet werden: f o = 1 2 π L l C L l / C − R l 2 L l / C
    Figure imgb0002
    wobei in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 für die im Parallelschwingkreis 15 wirksame Kapazität gilt: C = C 1 C 2 / C 1 + C 2
    Figure imgb0003
  • Die Betriebsfrequenz der ohmsch-induktiven Last bzw. des Induktionsofens oder des Induktors entspricht der Resonanzfrequenz fo.
  • Lediglich am Rande ist festzuhalten, dass die Schaltung prinzipiell auch für eine vereinfachte Ausführungsform, bestehend aus einem Gleichrichter, einem Zwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator und einem Wechselrichter geeignet ist.
  • In Fig. 2 sind beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1 dargestellt, wobei
    • IΣ
    durchgezogener Linienzug = Schwingkreis-Eingangsstrom
    UINVERTER
    strichpunktierter Linienzug = Wechselrichter-Ausgangsspannung an 2A, 2B, 2C
    UC1
    gestrichelter Linienzug = Resonanzkondensatorspannung an 17
    URL
    gepunkteter Linienzug = Lastspannung an 16
  • In Fig. 3 ist eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1dargestellt. An der Sekundärseite des Netztransformators 22 ist lediglich ein Gleichrichter 1 angeschlossen, welcher gleichstromseitig mit den Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C und den Wechselrichtern 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet ist. Die übrige Schaltungsanordnung ist wie unter Fig. 1 beschrieben.
  • In Fig. 4 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises dargestellt. Es ist der auch in den Fig. 1 und 3 dargestellte Parallelschwingkreis 15 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 und der Last 16 zu erkennen.
  • In Fig. 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises dargestellt. Im Unterschied zur Ausführungsform gemäß Fig. 4 entfällt der Resonanzkondensator 18, d. h. die Kapazität C1 des Resonanzkondensator 17 entspricht der im Parallelschwingkreis wirksamen Kapazität C. Für die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises ergibt sich somit: f o = 1 2 π L l C 1 L l / C 1 − R l 2 L l / C 1
    Figure imgb0004
  • In Fig. 6 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Es sind die miteinander gekoppelten, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordneten Koppeldrosseln 14A zu erkennen, vorzugsweise magnetisch miteinander gekoppelte Luftdrosseln. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten die gleichen Maßnahmen.
  • In den Fig. 7, 8, 9 sind optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 ist nur in der ersten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 ist nur in der zweiten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A" angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 sind miteinander nicht gekoppelte, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordnete Koppeldrosseln 14A"' und 14A"" vorgesehen. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten jeweils die gleichen Maßnahmen.
  • In Fig. 10 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Die Hauptaufgabe der Regelung besteht darin, die Lastleistung pl und die Lastspannung URL zu regeln und zu stabilisieren. Dies erfolgt durch Regelung eines Modulationsfaktors m (0 ≤ m ≤ 1), welcher dem Eingang eines synchronisierten Pulsweitenmodulators 7 zugeleitet wird. Dieser Pulsweitenmodulator 7 bildet aus dem Modulationsfaktor m die entsprechenden Leitdauern tm (Einschaltzeiten) der Halbleiterschalter der Wechselrichter 2A, 2B, 2C. Halbleiterschalter-Treiber 8 bewirken die Umsetzung der ermittelten Leitdauern tm in die entsprechenden konkreten Signale zur Ansteuerung (Einschalten, Ausschalten) der Halbleiterschalter.
  • Ein Spannungsmessglied 12 ermittelt den Zeitverlauf der Lastspannung URL, woraus eine Messgröße ulo' entsprechend der Lastspannung gebildet und einem Leistungsberechner 10, einem Spahnungsberechner 11 zur Ermittlung des Spannungs-Effektivwertes oder Spannungs-Scheitelwertes sowie dem synchronisierten Pulsweitenmodulator 7 zugeführt wird. Des weiteren wird mit Hilfe eines Strommessgliedes ein Messwert IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ gebildet und dem Leistungsberechner 10 zugeführt.
  • Eine erste Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastspannungs-Sollwert ul* und der am Ausgang des Spannungsberechners 11 zur Verfügung stehenden berechneten Lastspannung ul und führt die ermittelte Differenz einem Spannungsregler (vorzugsweise PI-Regler) 3 zu. Der Spannungsregler 3 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mu* und führt diesen einer Analog-Torschaltung 5 zu.
  • Eine zweite Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastleistungs-Sollwert pl* und der am Ausgang des Leistungsberechners 10 zur Verfügung stehenden berechneten Lastleistung pl und führt die ermittelte Differenz einem Leistungssregler (vorzugsweise PI-Regler) 4 zu. Der Leistungsregler 4 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mp* und führt diesen ebenfalls der Analog-Torschaltung 5 zu, welche aus den eingangsseitig zugeführten Modulationsfaktoren mu* und mp* den Modulationsfaktor m bildet, welcher sicherstellt, dass die Lastleistung pl und die Lastspannung URL im gewünschten Maße geregelt und stabilisiert werden. Die aus den Komponenten Spannungsregler 3, Leistungsregler 4 und Analog-Torschaltung 5 bestehende Konfiguration wird als Parallel-Regler-Struktur 6 bezeichnet.
  • Der vorstehend bereits erwähnte Pulsweitenmodulator 7 stellt sicher, dass der Beginn einer jeden Leitdauer tm mit der Lastspannung bzw. ihrer Messgröße ulo' strikt synchronisiert ist, d. h. das Einschalten der Halbleiterschalter erfolgt stets synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung. Eine synchronisierte Betriebsweise des Systems ist somit selbst dann sichergestellt, wenn sich die Resonanzfrequenz fo beispielsweise infolge Änderung der Schwingkreisparameter ändert.
  • In Fig. 11 ist eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Im Unterschied zur Basis-Ausführungsform gemäß Fig. 10 weist der synchronisierte Pulsweitenmodulator 7 einen Eingang zur Vorgabe eines maximalen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim auf, welcher von einem Strombegrenzer 9 vorgegeben wird. Der Strombegrenzer 9 bildet diesen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim in Abhängigkeit des ihm eingangsseitig zugeführten Messwertes IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ. Durch diese zusätzliche Maßnahme wird sichergestellt, dass die Halbleiterschalter nicht mit einem zu hohen Strom belastet werden, d. h. die Leitdauern tm der Halbleiterschalter werden derart vorgegeben, dass unter allen Betriebsbedingungen ein sicherer und optimaler Betrieb des Induktionsofens bzw. des Induktors garantiert ist.
  • In Fig. 12 sind unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) für zwei unterschiedliche Betriebspunkte und damit in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter dargestellt. Im oberen Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ kurz in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind die Zeitverläufe der Lastspannung URL als gepunkteter Linienzug, der Wechselrichter-Ausgangsspannung UINVERTER als strichpunktierter Linienzug, der Resonanzkondensatorspannung UC1 als gestrichelter Linienzug und des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ als durchgezogener Linienzug gezeigt. Im unteren Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ lang in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind wiederum die Zeitverläufe von URL, UINVERTER, UC1 und IΣ zu erkennen.
  • Aus den Zeitverläufen gemäß Fig. 12 sowie den vorstehenden Ausführungen geht hervor, dass hinsichtlich der Betriebsweise eine strikte Synchronisation mit der Resonanzfrequenz fo erfolgt, d. h. bei den Einschaltvorgängen sind die Werte von Lastspannung, Wechselrichter-Ausgangsspannung, Resonanzkondensatorspannung und Schwingkreis-Eingangsstrom stets Null. Dabei werden alle Halbleiterventile einer Diagonalen aller Wechselrichter gleichzeitig beim Nulldurchgang der Lastspannung eingeschaltet. Der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter wird von der Regelung durch Vorgabe von tm bestimmt. Bei den Ausschaltvorgängen der Halbleiterschalter treten am Schalter gleichzeitig Strom und Spannung auf, d. h. es handelt sich um sogenanntes hartes Schalten.
    • Bezugszeichenliste:
    • 1, 1A, 1B, 1C
    Gleichrichter
    2A, 2B, 2C
    Wechselrichter
    3
    Spannungsregler (PI-Regler)
    4
    Leistungsregler (PI-Regler)
    5
    Analog-Torschaltung
    6
    Parallel-Regler-Struktur
    7
    Synchronisierter Pulsweitenmodulator
    8
    Halbleiterschalter-Treiber (z. B. für IGBT)
    9
    Strombegrenzer
    10
    Leistungsberechner
    11
    Spannungsberechner (Effektivwert oder Scheitelwert)
    12
    Spannungsmessglied
    13
    14A, 14B, 14C
    Koppeldrosseln mit Induktivität LC
    15
    Parallelschwingkreis
    16
    ohmsch-induktive Last
    17
    Resonanzkondensator mit Kapazität C1
    18
    Resonanzkondensator mit Kapazität C2
    19
    Induktiver Anteil der Last mit Induktivität LI
    20
    Ohmscher Anteil der Last mit ohmschem Widerstand RI
    21A, 21B, 21C
    Zwischenkreiskondensator mit Kapazität CDCL
    22
    Netztransformator
    C
    im Schwingkreis wirksame Kapazität
    C1
    Kapazität von 17
    C2
    Kapazität von 18
    CDCL
    Kapazität des Zwischenkreiskondensators
    fo
    Resonanzfrequenz
    IA, IB, IC
    Wechselrichter-Ausgangsstrom
    IΣ
    Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom = Schwingkreis-Eingangsstrom
    IΣ
    Messwert entsprechend Schwingkreis-Eingangsstrom
    LC
    Induktivität der Koppeldrossel
    LI
    Induktivität der Last
    m
    Modulationsfaktor, 0 ≤ m ≤ 1, vorgegeben von 5 und 6
    mlim
    max. Modulationsfaktor-Grenzwert, vorgegeben von 9
    mp*
    Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 4
    mu*
    Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 3
    pI*
    Lastleistung-Sollwert
    pI
    berechnete Lastleistung
    RI
    Ohmscher Widerstand der Last
    To
    Schwingungsperiode
    tm
    Leitdauer der Halbleiterschalter
    uI*
    Lastspannungs-Sollwert
    uIo'
    Messgröße entsprechend Lastspannung
    uI
    berechnete Lastspannung (Effektiv- oder Scheitelwert)
    UINVERTER
    Wechselrichter-Ausgangsspannung
    UC1
    Resonanzkondensatorspannung
    URL
    Lastspannung

Claims (5)

  1. Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors mit mindestens einem Wechselrichter (2A, 2B, 2C), der von zumindest einem Gleichrichter (1, 1A, 1B, 1C) über mindestens einen Spannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator (21A, 21B, 21C) gespeist wird, wobei mindestens ein Resonanzkondensator (17, 18) zusammen mit dem induktiven Anteil (19) und dem ohmschen Anteil (20) der durch den Induktionsofen oder Induktor gebildeten ohmsch-induktiven Last (16) einen Parallelschwingkreis (15) bildet, dadurch gekennzeichnet,
    - dass in Abhängigkeit der aktuellen Lastspannung (URL) und der aktuellen Lastleistung (pI) ein Modulationsfaktor (m) gebildet und einem Pulsweitenmodulator (7) zugeführt wird, welcher hieraus die Leitdauer (tm) für die abschaltbaren Halbleiterschalter der Wechselrichter bildet,
    - wobei der Beginn einer jeden Leitdauer (tm) und damit das Einschalten der Halbleiterschalter strikt synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung erfolgt und der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der Leitdauer (tm) festgelegt wird,
    - wobei die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises ist und sich bei Änderungen von Schwingkreisparametem während des Betriebes die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz anpasst
    - und wobei bei den Einschaltvorgängen die Werte von Lastspannung (URL), Wechselrichter-Ausgangsspannung (UINVERTER), Resonanzkondensatorspannung (UC1) und Schwingkreis-Eingangsstrom (IΣ) stets Null sind.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsfaktor (m) auf einen in Abhängigkeit vom Schwingkreis-Eingangsstrom (IΣ) gebildeten maximalen Modulationsfaktor-Grenzwert begrenzt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastspannung durch Vorgabe eines Lastspannungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Spannungsreglers (3).
  4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastleistung durch Vorgabe eines Lastleistungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Leistungsreglers (4).
  5. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, gekennzeichnet durch eine Analog-Torschaltung (5) zur Bildung des dem Pulsweitenmodulator (7) zuzuführenden Modulationsfaktors (m) in Abhängigkeit von den zugeleiteten Modulationsfaktoren des Spannungsreglers und des Leistungsreglers.
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