DE19961227A1 - Konverter mit Resonanzkreiselementen - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Konverter mit Schaltelementen (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1), wobei Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel aufeinanderfolgen, und mit einem die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitenden und zur Lieferung einer Ausgangsspannung (U2) dienenden Schaltungsgebilde (5) mit Resonanzkreiselementen (Cr, Lr). DOLLAR A Als mit möglichst wenig Schaltungsaufwand und möglichst wenig Messverlusten umzusetzende Art der Überwachung der Konverterlast wird vorgeschlagen, in einer Tatzeitphase (T¶ot¶) vor dem Einschalten eines Schaltelements die in diesem anliegende Spannung (U¶S1¶ bzw. U¶S2¶) mit einem Schwellenwert (U¶th¶) zu vergleichen und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.

Description

Die Erfindung betrifft einen Konverter mit Schaltelementen zum Zerhacken einer Gleich­ spannung, wobei Einschaltphasen der Schaltelemente im Wechsel aufeinanderfolgen, und mit einem die zerhackte Gleichspannung verarbeitenden und zur Lieferung einer Aus­ gangsspannung dienenden Schaltungsgebilde mit Resonanzkreiselementen.

Derartige lastresonante Konverter stellen vorzugsweise Schaltnetzteile dar, die zur Gleich­ spannungsversorgung einer am Ausgang des Schaltnetzteils angeschlossenen Last dienen. Bei solchen Schaltnetzteilen wird zunächst eine eingangsseitig anliegende Wechselspannung gleichgerichtet, um eine Konvertereingangsgleichspannung zu erhalten. Die Erfindung soll sich aber auch auf Konverter beziehen, denen eingangsseitig eine Gleichspannung un­ mittelbar aus einer Gleichspannungsquelle zugeführt wird. Auch ist ein Einsatz eines solchen Konverters für den Betrieb von Gasentladungslampen möglich. Die Konverter­ eingangsgleichspannung wird mittels einer aus Schaltelementen bestehenden Brücken­ schaltung zerhackt. Die zerhackte Gleichspannung wird einem Schaltungsgebilde mit Resonanzkreiselementen, d. h. mit induktiven und kapazitiven Blindwiderstandsanteilen zugeführt, so dass in das Schaltungsgebilde ein näherungsweise sinusförmiger Wechsel­ strom fließt. Mindestens ein induktives und mindestens ein kapazitives Resonanz­ kreiselement müssen vorhanden sein. Ausgangsseitig des Schaltungsgebildes und damit ausgangsseitig des Konverters kann eine Last angeschlossen werden. Durch Anpassung der Schaltfrequenz wird eine Anpassung an Laständerungen und Eingangsspannungs­ schwankungen vorgenommen. Konverter mit Resonanzkreiselementen, d. h. resonante Konverter, ermöglichen den Betrieb mit hohen Schaltfrequenzen der Schaltelemente und damit die Realisierung von im Vergleich zur möglichen Leistungsabgabe relativ klein­ volumigen und leichten Geräten. Bei der Verwendung resonanter Konverter wird insbesondere auch ein sogenannter ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching) mit geringem Schaltungsaufwand ermöglicht. ZVS-Betrieb bedeutet hier das Einschalten der Schalt­ elemente (Überführen in den leitenden Zustand) bei möglichst kleiner Schaltelement­ spannung, vorzugsweise im Nahbereich von Null Volt. Im ZVS-Betrieb hat das Schaltungsgebilde mit den Resonanzkreiselementen eine von der Seite der Schaltelemente aus betrachtet induktive Eingangsimpedanz. Im Fall eines ZVS-Betriebs werden üblicher­ weise MOSFET-Transistoren als Schaltelemente verwendet. Bei derartig realisierten Kon­ vertern ist der Betrieb mit kapazitiver Last zu vermeiden. Ein solcher Konverterbetrieb führt zu erhöhten Schaltverlusten und kann sogar die Zerstörung der Konverterschalt­ elemente bewirken. Deshalb ist es bekannt, bei derartigen lastresonanten Konvertern Mittel zur Bestimmung der Art der Konverterlast (induktiv oder kapazitiv) vorzusehen.

Aus der EP 0 430 358 A1 ist eine Konverterschaltungsanordnung für Gasentladungs­ lampen bekannt, bei der eine derartige Bestimmung der Art der Konverterlast vorgesehen ist. Die Schaltungsanordnung enthält eine Halbbrücke mit Schaltelementen zum Zer­ hacken einer Gleichspannung. An der Ausgangsseite der Halbbrücke ist ein Schaltungs­ gebilde mit Resonanzkreiselementen angeordnet, das zur Spannungsversorgung einer Entladungslampe dient. Auch hier soll ein Betrieb mit kapazitiver Konverterbelastung vermieden werden. Dazu wird die Phasendifferenz zwischen der dem Schaltungsgebilde zugeführten Spannung und dem in das Schaltungsgebilde fließenden Stromes indirekt durch Überwachung des in das Schaltungsgebilde fließenden Stromes überwacht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei dem eingangs genannten Konverter eine weitere mit möglichst wenig Schaltungsaufwand und möglichst wenig Messverlusten umzusetzende Art der Überwachung der Konverterlast vorzuschlagen.

Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass vorgesehen ist, in einer Totzeitphase vor dem Einschalten eines Schaltelements die an diesem anliegende Spannung mit einem Schwellenwert zu vergleichen und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.

Aufwendige Phasendifferenzmessungen werden auf diese Weise vermieden. Es sind außerdem lediglich Spannungsmessungen und keine mit Verlusten verbundenen Strommessungen erforderlich. Gegebenenfalls kann bei unerwünschter Konverter­ belastungsart beispielsweise der normale Konverterbetrieb abgebrochen und eine neue Startsequenz eingeleitet werden. Die Bestimmung der Konverterbelastungsart kann auf diese Weise sehr schnell erfolgen, so dass nicht gewollten Konverterbetriebszuständen schnell mit Gegenmaßnahmen entgegengewirkt werden kann. Die erfindungsgemäße Bestimmung der Konverterbelastungsart ist auch für hohe Schaltfrequenzen geeignet.

In einer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Vergleich mit dem Schwellenwert in jeder Totzeitphase vor einem Einschalten eines der Schaltelemente erfolgt. Der Zeitraum bis zur Erkennung eines nicht gewünschten Konverterbetriebs­ zustandes wird auf diese Weise möglichst klein gehalten.

Die Erfindung bezieht sich auch auf eine entsprechend ausgeführte Steuereinheit, insbesondere einen integrierten Schaltkreis, zur Steuerung mindestens eines der Konverterschaltelemente.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild für eine Schaltungsanordnung mit einem resonanten Konverter,

Fig. 2 die Schaltungsstruktur eines erfindungsgemäßen resonanten Konverters,

Fig. 3 Zeitverläufe für einen induktiven Lastfall,

Fig. 4 Zeitverläufe für einen kapazitiven Lastfall,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Steuerschaltungsanordnung zur Schaltelementsteuerung,

Fig. 6 eine Übertragungsfunktion bzgl. der Lastseite des resonanten Konverters und

Fig. 7 ein Flussdiagramm zur Erläuterung eines erfindungsgemäßen Konverterbetriebs.

Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild zeigt einen lastresonanten Konverter - hier ein Schaltnetzteil - mit einem Schaltungsblock 1 zum Umsetzen einer Eingangsgleichspannung U1 in eine Ausgangsspannung U2 - hier eine Gleichspannung -, die zur Versorgung einer durch einen Block 3 dargestellten Last dient. Die Eingangsspannung U1 wird hier in der bei Schaltnetzteilen üblichen Weise durch Gleichrichtung einer Wechselspannung eines Wechselspannungsnetzes erzeugt.

Fig. 2 zeigt in detaillierterer Weise die wesentlichen Elemente des Konverters nach Fig. 1. Die Eingangsgleichspannung U1 liegt hier an einer Halbbrücke aus in Reihe geschalteten Schaltelementen S1 und S2 an, die die Gleichspannung U1 zerhacken. Die Schaltelemente S1 und S2 sind im vorliegenden Fall MOSFET-Transistoren, die sogenannte Body-Dioden D1 und D2 aufweisen, die jeweils als antiparallel zum entsprechenden Schaltelement S1 beziehungsweise S2 liegende Diode dargestellt sind. Die Schaltelemente S1 und S2 werden von einer Steuereinheit 4 gesteuert, die hierzu auch die an den Schaltelementen S1 und S2 abfallenden Spannungen U_S1 und U_S2 misst und auswertet. Für jedes Schaltelement enthält die Steuereinheit 4 jeweils eine eigene Steuerschaltung, wobei eine erste Steuerschaltung 10 zur Steuerung des Schaltelements S1 und eine zweite Steuerschaltung 10' zur Steuerung des Schaltelements S2 dient. Die Steuereinheit 4 kann beispielsweise zusammen mit den Steuerschaltungen 10 und 10' auf einem einzigen integrierten Schaltkreis (IC) realisiert werden. Die Steuerschaltungen 10 und 10' können aber ebenso mittels separater ICs realisiert werden. Mit Hilfe der Steuereinheit 4 bzw. der Steuerschaltungen 10 und 10' wird eine automatische Adaption der Länge von Totzeitphasen sichergestellt, was im folgenden noch näher erläutert wird.

Parallel zum Schaltelement S2 ist eine Kapazität Cp eingezeichnet, an der beim Betrieb des Konverters 1 eine zerhackte Gleichspannung U3 abfällt. Die Kapazität Cp fasst insbe­ sondere die parasitären Kapazitäten der Schaltelemente S1 und S2 zusammen, wenn diese - wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel - als MOSFET-Transistoren realisiert sind. Die Kapazität Cp kann aber auch noch weitere zusätzliche Kondensatoren erfassen. Die zer­ hackte Gleichspannung U3 wird einem Schaltungsgebilde 5 zugeführt, das Resonanz­ kreiselemente enthält und eine Ausgangsgleichspannung U2 erzeugt. Als Resonanzkreis­ elemente enthält das Schaltungsgebilde 5 im vorliegenden Fall eine Kapazität Cr und eine Induktivität Lr, die in Reihe geschaltet sind. Zwischen der Reihenschaltung aus der Kapa­ zität Cr und der Induktivität Lr und der Kapazität Cp liegt in Richtung des Konverter­ ausgangs eine Gleichrichteranordnung 6, die einen durch die Resonanzkreiselemente Cr und Lr fließenden Strom I gleichrichtet und wie üblich eine ausgangsseitig angeordnete Glättungskapazität C zuführt, an der die Ausgangsgleichspannung U2 abgreifbar ist. In Fig. 2 liegt die Ausgangsgleichspannung U2 an einer Last R an, die hier als Ohmscher Widerstand dargestellt ist. Grundsätzlich könnte der Konverter 1 aber auch zur Lieferung einer Wechselspannung anstelle einer Gleichspannung dienen. In einem solchen Fall wäre eine Gleichrichtung durch eine Gleichrichteranordnung und einen Glättungskondensator nicht erforderlich und die Ausgangsspannung wäre gleich der in der Ausführungsform nach Fig. 2 an der Gleichrichteranordnung 6 abfallenden Wechselspannung.

Die Eingangsgleichspannung U1 wird durch abwechselndes Einschalten (Überführen in den leitenden Zustand) und Ausschalten (Überführen in den sperrenden Zustand) der Schaltelemente S1 und S2 in die zerhackte Gleichspannung U3 umgesetzt. Ist der Schalter S1 eingeschaltet, so ist der Schalter S2 ausgeschaltet. Ist der Schalter S2 eingeschaltet, so ist der Schalter S1 ausgeschaltet. Zwischen dem Ende einer Einschaltphase des Schalters S1 und dem Beginn einer Einschaltphase von S2 liegt jeweils eine Totzeitphase, in der beide Schaltelemente S1 und S2 ausgeschaltet sind. Zwischen einem Ende einer Einschaltphase des Schaltelementes S2 und dem Beginn der nachfolgenden Einschaltphase des Schalt­ elementes S1 liegt ebenfalls eine solche Totzeitphase. Durch Vorsehen solcher Totzeit­ phasen wird ein ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching) ermöglicht. Die Länge der Einschalt- und Ausschaltphasen der Schaltelemente S1 und S2 wird dabei mit Hilfe der Steuereinheit 4 eingestellt, was anhand von Fig. 5 später noch näher erläutert wird. Durch Anpassung der Schaltfrequenz wird eine konstante Ausgangsspannung auch bei Last­ schwankungen und Schwankungen der Eingangsspannung sichergestellt.

Das obere der drei in Fig. 3 dargestellten Diagramme stellt die Differenz |U_G1|-|U_G2| des Betrages der am Schaltelement S1 anliegenden Steuerspannung U_G1 und des Betrages der am Schaltelement S2 anliegenden Steuerspannung U_G2 dar. Die als Steuersignal zur Steuerung der Schaltelemente S1 und S2 dienenden Steuerspannungen stellen ent­ sprechende Gate-Spannungen der MOSFET-Transistoren dar. Ist die aufgetragene Differenz der Beträge der Steuerspannungen gleich Null, liegt eine Totzeitphase vor, die jeweils mit T_tot bezeichnet ist. Ist durch Anlegen einer geeigneten Steuerspannung U_G1, an den Steuereingang des Schaltelements S1 dieses in seinen eingeschalteten Zustand versetzt, liegen die mit T_on (S1) bezeichneten Zeiträume vor. In diesen Zeiträumen ist die Steuer­ spannung U_G2 gleich Null und damit das Schaltelement S2 ausgeschaltet. Die Zeiträume, in denen das Schaltelement S2 eingeschaltet ist, und sich das Schaltelement S1 im ausge­ schalteten Zustand befindet, sind mit T_on (S2) bezeichnet. Während dieser Zeiträume wird dem Steuereingang des Schaltelements S2 eine von Null verschiedene und das Einschalten des Schaltelements S2 bewirkende Steuerspannung U_G2 zugeführt. Innerhalb dieser Zeit­ räume ist die Steuerspannung U_G1 gleich Null. Das mittlere Diagramm in Fig. 3 zeigt den Zeitverlauf des durch die Resonanzkreiselemente Cr und Lr fließenden Stroms. Schließlich ist im unteren Diagramm von Fig. 3 der Zeitverlauf, der an der parasitären Kapazität Cp anliegenden Spannung U3 dargestellt. Die Zeitachsen der drei Diagramme mit der aufgetragenen Zeit t haben alle den gleichen Maßstab.

Im folgenden wird beispielhaft der Wechsel zwischen den Ein- und Ausschaltzuständen der Schaltelemente S1 und S2 erläutert, an denen die Vorgänge beim Wechsel zwischen den einzelnen Schaltzyklen verdeutlicht werden. Zum Zeitpunkt t0 wird die Steuerspannung U_G2 auf Null gesetzt, um ein Ausschalten des Schaltelements S2 zu bewirken. Dies führt zu einem Entladevorgang an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schaltelementes S1 dienenden MOSFET-Transistors. Bis zum Abschluss dieses Entladevorganges ist das Schaltelement S2 allerdings noch leitend, so dass der zu diesem Zeitpunkt negative Strom I noch durch das Schaltelement S2 fließt. Ab dem Zeitpunkt t1 ist das Schaltelement S2 schließlich ausgeschaltet, so dass durch dieses kein Strom mehr fließen kann. Der aufgrund der in der Induktivität Lr gespeicherten Energie weiterfließende Strom I bewirkt nun ab dem Zeitpunkt t1 ein Aufladen der Kapazität Cp und damit ein Ansteigen der Spannung U3. Zum Zeitpunkt t2 hat die Spannung U3 schließlich den Wert der Eingangsgleich­ spannung U1 erreicht, so dass die Diode D1 zu leiten beginnt. Ab diesem Zeitpunkt ist ein Einschalten des Schaltelementes S 1 unter einer Schaltelementspannung U_S1 von nahezu 0 Volt (ZVS bei der Diodendurchlassspannung) sichergestellt. Kurze Zeit nach dem Zeit­ punkt t2 - zum Zeitpunkt t4 - wird das Schaltelement S1 durch Anlegen einer ent­ sprechenden Steuerspannung U_G2 eingeschaltet. Damit ist ein Zeitraum T_on (S1) mit eingeschaltetem Schaltelement S1 und ausgeschaltetem Schaltelement S2 eingeleitet.

Zum Zeitpunkt t5 wird die Beendigung dieses Zeitraumes T_on (S1) eingeleitet, indem die Steuerspannung U_G1 auf Null gesetzt wird. Dies führt wiederum zu einem Entladevorgang an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schaltelements S1 dienenden MOSFET- Transistors. Zum Zeitpunkt t6 ist dieser Entladevorgang soweit abgeschlossen, dass das Schaltelement S1 zu sperren beginnt, das heißt in den ausgeschalteten Zustand übergeht, so dass der zu diesem Zeitpunkt positive Strom I zum Entladen der Kapazität Cp und damit zum Abfallen der Spannung U3 führt. Zum Zeitpunkt t7 hat die Spannung U3 den Wert Null erreicht, so dass ab diesem Zeitpunkt die Diode D2 zu leiten beginnt und das Schaltelement S2 unter einer Schalterspannung U_S2 von nahezu 0 Volt (bei der Dioden­ durchlassspannung) eingeschaltet werden kann, was kurze Zeit später nach dem Anlegen einer entsprechenden Steuerspannung U_G2 zum Zeitpunkt t9 auch geschieht. Ab diesem Zeitpunkt beginnt ein Zeitraum T_on (S2), in dem das Schaltelement S2 eingeschaltet und das Schaltelement S1 ausgeschaltet ist.

Sowohl zwischen den Zeitpunkten t0 und t4 als auch zwischen den Zeitpunkten t5 und t9 liegt jeweils eine sogenannte Totzeitphase vor, während der jeweils sowohl die Steuer­ spannung U_G1 als auch die Steuerspannung U_G2 gleich Null sind und somit als Ausschalt­ steuersignale wirkende Steuerspannungen vorliegen. Die Totzeitphasen T_tot sind hier so eingestellt, dass ein ZVS-Betrieb möglich ist. Im I(t)-Diagramm stellen die schraffierten Flächen ein Maß für die zur Verfügung stehende Energie zum Umladen der Kapazität Cp dar. Im in Fig. 3 dargestellten Fall ist die zur Verfügung stehende Energie im aus­ reichenden Maße vorhanden.

Der mit den in Fig. 3 dargestellten Zeitverläufen dargestellte Betriebszustand stellt beispielhaft einen induktiven Lastfall dar, d. h. der Strom I eilt gegenüber der ersten Harmonischen der Spannung U3 nach. In einem solchen Betriebszustand ist ein ZVS- Betrieb (Zero Voltage Switching) des Konverters 1 möglich.

Fig. 4 zeigt im Gegensatz dazu beispielhaft entsprechende Zeitverläufe für einen kapa­ zitiven Lastfall. In einem solchen Betriebszustand eilt der Strom I gegenüber der ersten Harmonischen der Spannung U3 vor. Im kapazitiven Lastfall ist ein ZVS-Betrieb des Konverters 1 nicht mehr möglich. Zum Zeitpunkt t0 in Fig. 4 wird das Schaltelement S2 ausgeschaltet. Dabei ist der Strom I positiv, so dass ein allmähliches Aufladen der Kapazität Cp bis auf die Spannung U1 (wie im Fall gemäß Fig. 3 zwischen den Zeitpunkten t1 und t2) durch den durch die in der Induktivität Lr gespeicherte Energie stetig weiter­ getriebenen Strom I nicht möglich ist. Vielmehr wird die Spannung U3 zum Zeitpunkt t4, an dem das Schaltelement S1 eingeschaltet wird, abrupt vom Wert Null auf den Wert U1 erhöht, d. h. beim Einschalten von S1 liegt an diesem Schaltelement noch die volle Spannung in Höhe von U1 an. Entsprechend erfolgt auch das Einschalten des Schaltelements S2 im kapazitiven Lastfall nicht spannungslos, denn zum Zeitpunkt t9, an dem das Schaltelement S2 eingeschaltet wird, hat die Spannung U3 noch den Wert U1 und wird abrupt auf den Wert Null abgesenkt. Da im kapazitiven Lastfall hohe Schalt­ verluste (entsprechend großen Werten für das Produkt aus dem Strom I und der Schaltelementspannungen U_S1 bzw. U_S2 zu den Zeitpunkten t4 bzw. t9) in den hier als MOSFET-Transistoren ausgeführten Schaltelementen S1 und S2 entstehen, die sogar zur Zerstörung der Schaltelemente führen können, ist dieser Betriebszustand zu vermeiden. Wie dies geschieht, wird später anhand von Fig. 7 noch näher erläutert.

Fig. 5 zeigt die Grundstruktur der zur Steuerung des Schaltelementes S1 dienenden Steuerschaltung 10 als Blockschaltbild. Ein Funktionsblock 11 fasst eine Mess- und Aus­ wertevorrichtung zusammen, die während der Totzeitphasen T_tot, die unmittelbar vor den Einschaltphasen T_ton (S1) des Schaltelementes S1 liegen, die gemessene Spannung U_S1 oder ein zu dieser Spannung äquivalentes Signal an eine Vergleichsvorrichtung 12 weitergibt, die dieses zugeführte Signal mit einem ersten Schwellwert U_th1 vergleicht. Beim Erreichen des ersten Schwellwertes wird ein einer logischen "Eins" entsprechendes Setzsignal an ein ODER-Gatter 13 gegeben.

Die Steuerschaltung 10 weist weiterhin durch einen Funktionsblock 14 zusammengefasste Schaltungsteile auf, die während der den Einschaltphasen T_on (S1) unmittelbar voraus­ gehenden Totzeitphasen T_tot vorliegenden Differenzenquotienten der Schaltelement­ spannung U_S1 bestimmt und diesen einer zweiten Vergleichsvorrichtung 15 zuführt, die den Differenzenquotienten dU_S1/dt mit einem zweiten Schwellwert U_th2 vergleicht. Beim Erreichen des zweiten Schwellwertes U_th2 wird einer logischen "Eins" entsprechendes Setz­ signal an das ODER-Gatter 13 gegeben.

Darüber hinaus enthält die Steuerschaltung 10 noch einen Zeitgeber 16, der jeweils zu Beginn einer Totzeitphase T_tot, die einer Einschaltphase T_on (S1) unmittelbar vorausgeht, startet und ein entsprechendes Zeitsignal an eine Vergleichsvorrichtung 17 gibt, die dieses zugeführte Zeitsignal mit einer vorgebbaren maximal zulässigen Totzeitphasenlänge T_{tot, max} vergleicht. Beim Erreichen dieser maximalen Totzeitphasenlänge liefert die Vergleichs­ vorrichtung 17 ein einer logischen "Eins" entsprechendes Setzsignal an das ODER Gatter 13.

Liefert der Ausgang des ODER Gatters 13 eine logische "Eins", bewirkt dies die Einleitung einer Einschaltphase T_on (S1) beziehungsweise das Ende der entsprechenden vorausgehen­ den Totzeitphase T_tot. Liegt am Ausgangs des ODER-Gatters 13 eine logische "Eins" an, wird der Zeitgeber 16 zurückgesetzt und durch einen Funktionsblock 18 zusammengefasste Schaltungsmittel bewirken für eine vorgebbare Einschaltzeit T_on (S1) die Abgabe eines als Einschaltsignal wirkenden Steuersignals U_G1 an den Steuereingang des Schaltelementes S1. Weiterhin fasst der Funktionsblock 18 Schaltungsmittel zusammen, die nach dem Ende einer Einschaltphase T_on (S2) die Mess- und Auswertevorrichtungen in den Funktionsblöcken 11 und 14 und den Zeitgeber 16 aktiviert. Ein entsprechendes Aktivierungssignal, das als Enable-Signal für die Mess- und Auswertevorrichtungen der Funktionsblöcke 11 und 14 und als Trigger-Signal des Zeitgebers 16 dient, wird zu diesem Zeitpunkt von dem Funktionsblock 18 jeweils an die Funktionsblöcke 11, 14 bzw. 16 gegeben. Dies geschieht zu dem Zeitpunkt, zu dem am Ende einer Einschaltphase T_on (S2) dem Funktionsblock 18 ein Signal 19 zugeführt wird, das von einer wie die Steuerschaltung 10 aufgebauten zweiten Steuerschaltung 10', die zur Steuerung des Schaltelementes S2 dient, erzeugt wird. Dementsprechend erzeugt auch der Funktionsblock 18 bzw. die Steuerschaltung 10 ein entsprechendes Signal 20 am Ende einer Einschaltphase T_on (S1) an die korrespondierende zweite Steuerschaltung 10'.

Fig. 6 zeigt eine Übertragungsfunktion A(f), die den Verlauf des Quotienten U2/U3 in Abhängigkeit von der Frequenz f zeigt. Bei der Resonanzfrequenz f_r des Konverters 1, die im wesentlichen durch die Kapazität Cr und die Induktivität Lr bestimmt wird, hat die Übertragungsfunktion A(f) ihr Maximum. Bei Frequenzen f kleiner als f, (Bereich I) liegt der kapazitive Lastfall vor. Frequenzen größer als f_r (Bereich II) entsprechen dagegen Konverterbetriebszuständen mit induktiver Konverterbelastung. Der Konverter ist dementsprechend bei Frequenzen f oberhalb der Resonanzfrequenz f_r zu betreiben. Aus Fig. 6 wird ersichtlich, dass der kapazitive Betriebsfall (Bereich I) auch deshalb zu vermeiden ist, weil die üblicherweise verwendeten Regelungsmechanismen zur Regelung der Konverterausgangsspannung U2 nicht mehr greifen. Denn im Bereich I nimmt im Gegensatz zum Bereich II der Wert von A(f) mit abnehmender Frequenz ab, so dass anstelle einer Gegenkopplung wie im Bereich I (steigende Werte von A(f) mit abnehmender Frequenz f) eine Mitkopplung vorliegt, die eine Regelung der Ausgangsspannung U2 verhindert.

Das in Fig. 7 dargestellte Flussdiagramm zeigt, wie mittels der Steuereinheit 4 (durch nicht näher dargestellte Schaltungsanordnungen) überwacht wird, ob ein induktiver Lastfall oder ein kapazitiver Lastfall beim Betrieb des Konverters I vorliegt. Die Überwachung erfolgt vorzugsweise Zyklus für Zyklus, um eine möglichst lückenlose Überwachung sicherzustellen. Block 30 stellt jeweils eine der aufeinanderfolgenden Einschaltphasen (T_on(S1) oder T_on(S2)) der Schaltelemente S1 und S2 dar. Am Ende der jeweils einer Einschaltphase nachfolgenden durch einen Block 31 dargestellten Totzeitphase T_tot wird überprüft, ob die Spannung an demjenigen der beiden Schaltelemente, das als nächstes einzuschalten ist, kleiner als ein vorgebbarer Schwellenwert U_th, ist. Beim in Fig. 2 dargestellten Konverter 1 werden beide Schalterspannungen U_S1 und U_S2 (= U3) gemessen. Die Schalterspannung U_S1, könnte aber auch indirekt aus der Spannung U1 und der Spannung U_S2 bzw. U3 als Differenz U1-U3 bestimmt werden. Der Schwellenwert wird so gewählt, dass er zwischen der Durchlassspannung der Dioden D1 und D2 und dem Wert der Spannung U1 liegt, denn im induktiven Lastfall ist die Spannung an den Schaltelementen S1 und S2 beim Einschalten der Schaltelemente gleich der Diodendurchlassspannung der jeweiligen parallel liegenden Diode (siehe Fig. 3) und im kapazitiven Lastfall ist die entsprechende Schaltelementeinschaltspannung gleich dem Wert der Spannung U1. Wird im durch Block 32 dargestellten Schritt festgestellt, dass die entsprechende Schaltelementspannung kleiner als der Schwellenwert U_th ist (Zweig Y), wird der Konverterbetrieb mit der nächsten Einschaltphase T_on fortgesetzt (Block 30). Wird in diesem Schritt jedoch festgestellt, dass die entsprechende Schaltelementspannung größer als der Schwellenwert U_th ist (Zweig N), was dem kapazitiven Lastfall entspricht, so wird der Konverternormalbetrieb abgebrochen und insbesondere eine neue Konverterstartsequenz in der üblichen Weise durchgeführt (Block 33).

Claims (3)

1. Konverter mit Schaltelementen (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1), wobei Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel aufeinanderfolgen, und mit einem die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitenden und zur Lieferung einer Ausgangsspannung (U2) dienenden Schaltungsgebilde (5) mit Resonanzkreiselementen (Cr, Lr), dadurch gekennzeichnet, dass vorgesehen ist, in einer Totzeitphase (T_tot) vor dem Einschalten eines Schaltelements die an diesem anliegende Spannung (U_S1 bzw. U_S2) mit einem Schwellenwert (U_th) zu vergleichen und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.

2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleich mit dem Schwellenwert in jeder Totzeitphase (T_tot) vor einem Einschalten eines der Schaltelemente (S1 bzw. S2) erfolgt.

3. Steuereinheit (4), insbesondere integrierter Schaltkreis, zur Steuerung mindestens eines von zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1) dienenden Schaltelementen (S1, S2) eines Konverters (1), bei dem Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel aufeinanderfolgen und der ein die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitendes und zur Lieferung einer Ausgangsspannung (U2) dienendes Schaltungsgebilde (5) mit Resonanzkreiselementen (Cr, Lr) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (4) dazu vorgesehen ist, in einer Totzeitphase (T_tot) vor dem Einschalten des Schaltelements die an diesem anliegende Spannung (U_S1 bzw. U_S2) mit einem Schwellenwert (U_th) zu vergleichen und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.