DE19903750C2 - Näherungssensor - Google Patents
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Näherungssensor,
welcher einen Schwingkreis, der durch Annäherung eines zu de
tektierenden Körpers bedämpfbar ist, eine Aufladeschaltung
zum Aufladen des Schwingkreises und eine Auswertungsschaltung
zur Ermittlung einer Abklingzeit eines vom Schwingkreis er
zeugten gedämpften Schwingkreissignals umfaßt.
Insbesondere kann der Näherungssensor als induktiver Nähe
rungssensor ausgebildet sein.
Ein solcher induktiver Näherungssensor ist beispielsweise aus
der deutschen Patentschrift 37 33 944 C2 bekannt.
Unter der Abklingzeit des vom Schwingkreis erzeugten gedämpf
ten Schwingkreissignals ist dabei die Zeit zu verstehen, die
ab Beginn der gedämpften Schwingung des Schwingkreises ver
streicht, bis die Amplitude des Schwingkreissignals einen
vorgegebenen Schwellenwert unterschreitet.
Diese Abklingzeit ist im unbedämpften Zustand des Schwing
kreises, das heißt wenn sich kein zu detektierender Körper im
Bereich des Schwingkreises befindet, maximal. Durch Annähe
rung eines zu detektierenden Körpers wird der Schwingkreis
bedämpft, was zur Folge hat, daß das vom Schwingkreis erzeug
te gedämpfte Schwingkreissignal rascher abklingt als im unbe
dämpften Zustand des Schwingkreises. Das gedämpfte Schwing
kreissignal klingt um so rascher ab, je kleiner der Abstand
zwischen dem zu detektierenden Körper und einer Spule des
Schwingkreises des induktiven Näherungssensors ist. Aus der
Abklingzeit kann daher auf den Bedämpfungsabstand des zu
detektierenden Körpers geschlossen werden.
Jedoch können mit den bekannten induktiven Näherungssensoren
der eingangs genannten Art nur relativ kleine Bedämpfungsab
stände (bei einer Baugröße M12 typischerweise im Bereich von
2 mm bis 4 mm) zuverlässig ermittelt werden.
Die DE 34 40 538 C1 offenbart einen Annäherungsschalter mit
einem elektrischen Schwingkreis, wobei aus dem Abklingvorgang
einer durch die Annäherung von elektrisch oder/und magnetisch
leitfähigen Stoffen erzeugten, gedämpften Schwingung auf den
Grad der Näherung geschlossen wird.
Die DE 36 17 941 A1 offenbart eine induktiv arbeitende
Sensoreinrichtung zur Erfassung von Größenänderungen bewegter
Metallmassen, wobei eine Oszillatorspannung derart
veränderbar ist, daß Maximalwerte und Minimalwerte der
Oszillatorausgangsspannung immer im Rahmen einer vorgegebenen
Toleranzbandbreite liegen.
Die FR 26 64 972 A1 offenbart einen Näherungsschalter mit
einem Oszillator, welcher ein gedämpftes Oszillatorsignal
liefert.
Die FR 26 04 251 A1 beschreibt einen induktiven Näherungssensor mit einem
Oszillatorschaltkreis, wobei ein Komparator die Abklingspannung des Oszilla
torschaltkreises mit einem vorbestimmten Wert vergleicht.
Die GB 21 97 076 A offenbart einen Näherungssensor, bei dem ein Resonanz
schaltkreis wiederholend durch eine Sequenz von Signalen angeregt wird und
die Signalabkling-Antwort quantitativ gemessen wird.
Die DE 37 34 177 A1 offenbart einen Näherungssensor zur Detektion eines
wirbelstrominduzierten Körpers im Wirkungsbereich eines induktiven Schwing
kreiselementes eines Schwingkreises, wobei der Schwingkreis mit einer elek
trischen Funktion kurz angeregt und die Systemantwort des Netzwerkes aus
gewertet wird.
Die DE 35 46 245 C2 offenbart einen berührungslosen Näherungsschalter mit
einem eine sprungförmige Anregung aufweisenden Schwingkreis, wenigstens
einem Schaltelement, welches den zeitlichen Verlauf einer Sprungantwort des
Schwingkreises in Abhängigkeit von seinem Abstand vom Schwingkreis beein
flußt, und einer Auswerteschaltung, welche von einer Sprungantwort des
Schwingkreises auf eine derartige Anregung eine für den zeitlichen Verlauf der
abklingenden Schwingung kennzeichnende Größe erfaßt.
Die DE 197 02 059 A1 offenbart einen Sensorverstärker für elektronisch ar
beitende Sensoren mit einem sensorischen Erfassungsteil und einem elektro
nischen Auswertungsteil, wobei Erfassungsteil und Auswertungsteil in einer
Weise zusammengeschaltet sind, daß das Erfassungsteil eine physikalische
Größe in ein elektrisches Signal wandelt, das von dem Auswertungsteil weiter
verarbeitet und in ein Nutzsignal analoger oder digitaler Art umgesetzt wird,
mit einem elektrischen Stellglied, das die elektrische Verstärkung des Aus
wertungsteils beeinflußt, wobei das elektrische Signal des Erfassungsteils
einem subtrahierenden Verstärker in der Weise zugeführt ist, daß es in einem
ersten Zweig direkt an den Verstärker und in einem zweiten Zweig über ein
digital einstellbares Widerstandsnetzwerk mit einer Phasenverschiebung
gegenüber dem ersten Zweig an den Verstärker angeschlossen ist.
Die EP 0 652 640 A1 offenbart einen Nährungsschalter mit einem Oszillator
schaltkreis und einem Sensitivitätsschaltkreis, welcher an den Oszillatorschalt
kreis gekoppelt ist und welcher die Sensitivität durch Schalten eines Rück
kopplungsstroms auf verschiedene Werte einstellt.
Die EP 0 371 489 A2 offenbart einen Oszillatorschaltkreis eines Näherungs
schalters mit einem Schaltkreis zur Erhöhung eines Rückopplungsstroms.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Nähe
rungssensor der eingangs genannten Art zu schaffen, mit dem größere Be
dämpfungsabstände zuverlässig ermittelbar sind.
Diese Aufgabe wird bei einem Näherungssensor mit den Merkmalen des
Oberbegriffs von Anspruch 1 erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Nähe
rungssensor eine Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung zur Modifizierung
des Schwingkreissignals umfaßt, durch die aus dem Schwingkreissignal ein
gedämpftes modifiziertes Schwingkreissignal erzeugbar ist, welches eine
längere Abklingzeit als das nicht modifizierte Schwingkreissignal aufweist und
welches mittels der Auswerteschaltung ausgewertet wird.
Der erfindungsgemäßen Lösung liegt das Konzept zugrunde, die Abklingzeit
des gedämpften Schwingkreissignals zu verlängern.
Durch die Verlängerung der Abklingzeit ist es möglich, diese
Abklingzeit insbesondere im Bereich langer Abklingzeiten, welche kurzen Be
dämpfungsabständen entsprechen, mit höherer Auflösung zu bestimmen. Mit
der höheren Auflösung der Abklingzeiten sind aber auch die diesen Abkling
zeiten zugeordneten Bedämpfungsabstände mit höherer Auflösung bestimm
bar,
so daß insbesondere große Bedämpfungsabstände zuverlässiger
ermittelbar sind.
Die Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung kann bei
spielsweise einen Verstärker umfassen, der das Schwingkreis
signal mit einem zeitlich variablen Verstärkungsfaktor so
verstärkt, daß das verstärkte Schwingkreissignal ein gedämpf
tes modifiziertes Schwingkreissignal mit einer längeren Ab
klingzeit als das unverstärkte Schwingkreissignal ist.
Ein solcher Verstärker erhöht jedoch mit der Amplitude des
Schwingkreissignals zugleich auch dessen Rauschpegel.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist daher
vorgesehen, daß die Schwingkreissignal-Modifizierungsschal
tung eine Zusatzsignalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines
Zusatzsignals umfaßt und daß das Schwingkreissignal mit dem
Zusatzsignal so beaufschlagbar ist, daß ein gedämpftes modi
fiziertes Schwingkreissignal erzeugt wird, welches eine län
gere Abklingzeit als das nicht modifizierte Schwingkreissig
nal aufweist.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorge
sehen, daß die Zusatzsignalerzeugungsschaltung das Zusatzsi
gnal aus dem Schwingkreissignal erzeugt. Dadurch kann in ein
facher Weise erreicht werden, daß das Zusatzsignal hinsicht
lich Frequenz und Phasenlage so auf das Schwingkreissignal
abgestimmt ist, daß das Schwingkreissignal durch die Beauf
schlagung mit dem Zusatzsignal so modifiziert wird, daß das
modifizierte Schwingkreissignal eine längere Abklingzeit als
das nicht modifizierte Schwingkreissignal aufweist.
Insbesondere kann vorgesehen sein, daß die Zusatzsignalerzeu
gungsschaltung einen digitalen Verstärker umfaßt. Ein solcher
Verstärker ist aus einfachen Standardbauelementen aufbaubar
und weist eine geringere Abhängigkeit von Umwelteinflüssen,
beispielsweise der Temperatur, auf als ein analoger Verstär
ker.
Vorteilhafterweise umfaßt die Zusatzsignalerzeugungsschaltung
mindestens einen Schmitt-Trigger. Ein solcher Schmitt-Trigger
erzeugt bekanntlich aus einem Schwingungssignal an seinem
Eingang ein Rechtecksignal an seinem Ausgang, solange die
Amplitude des Eingangssignals hinreichend groß ist, um den
Einschaltpegel und den Ausschaltpegel des Schmitt-Triggers zu
überschreiten. Sinkt die Amplitude des Eingangssignals unter
einen Schwellenwert ab, so schaltet der Schmitt-Trigger nicht
mehr, und an seinem Ausgang liegt ein konstantes Potential.
Ein solcher Schmitt-Trigger kann demnach als Komparator ver
wendet werden, um zu ermitteln, ob die Amplitude des Schwing
kreissignals die zur Bestimmung der Abklingzeit vorgegebene
Schwellenamplitude bereits unterschritten hat oder nicht.
Besonders günstig ist es, wenn die Zusatzsignalerzeugungs
schaltung zwei invertierende Schmitt-Trigger umfaßt. Inver
tierende Schmitt-Trigger sind kostengünstig erhältliche Stan
dardbauelemente. Ein erster der beiden invertierenden
Schmitt-Trigger kann in der Zusatzsignalerzeugungsschaltung
dazu verwendet werden, aus dem Schwingkreissignal ein Recht
ecksignal konstanter Amplitude zu erzeugen, welches gegenüber
dem Schwingkreissignal eine Phasenverschiebung im Bereich von
aufweist. Der zweite invertierende Schmitt-Trigger wird
dann dazu verwendet, das von dem ersten invertierenden
Schmitt-Trigger erzeugte Rechtecksignal zu invertieren, um
die Phasendifferenz zwischen dem Rechtecksignal und dem
Schwingkreissignal zu verringern.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorge
sehen, daß die Zusatzsignalerzeugungsschaltung ein Rückkopp
lungsglied umfaßt, durch welches das Zusatzsignal auf einen
Eingang der Zusatzsignalerzeugungsschaltung zurückgekoppelt
wird. Wird das Zusatzsignal aus dem Schwingkreissignal er
zeugt, das heißt liegt das Schwingkreissignal am Eingang der
Zusatzsignalerzegungsschaltung an, so kann durch diese Rück
kopplung des Zusatzsignals auf den Eingang der Zusatzsignal
erzeugungsschaltung zugleich das Schwingkreissignal mit dem
Zusatzsignal beaufschlagt werden.
Günstig ist es, wenn das Rückkopplungsglied ein die Phase des
Zusatzsignals verschiebendes Glied umfaßt, da in diesem Fall
mittels geeigneter Auslegung des Rückkopplungsgliedes die
Phasendifferenz zwischen dem Zusatzsignal und dem Schwing
kreissignal so einstellbar ist, daß eine gewünschte Verlänge
rung der Abklingzeit des Schwingkreissignals erreicht wird.
Besonders günstig ist es, wenn das Rückkopplungsglied ein die
Phasendifferenz zwischen dem Zusatzsignal und dem Schwing
kreissignal verringerndes Glied umfaßt. In der Regel ist es
nämlich zur Erzielung einer Verlängerung der Abklingzeit des
Schwingkreissignals erforderlich, daß das Zusatzsignal keine
oder nur eine geringe Phasendifferenz bezüglich des Schwing
kreissignals aufweist.
Insbesondere kann vorgesehen sein, daß das Rückkopplungsglied
ein R-C-Glied umfaßt. Bei einem solchen R-C-Glied eilt der
Strom bekanntlich voraus, so daß mittels eines solchen Glie
des die Phasendifferenz zwischen dem Zusatzsignal und dem
Schwingkreissignal verringert werden kann, wenn das Zusatzsi
gnal dem Schwingkreissignal hinterherhinkt. Dies ist in der
Regel der Fall, wenn die Zusatzsignalerzeugungsschaltung das
Zusatzsignal aus dem Schwingkreissignal erzeugt, da das Zu
satzsignal eine endliche Laufzeit durch die Zusatzsignaler
zeugungsschaltung benötigt und daher in der Regel dem
Schwingkreissignal hinterhereilt.
Die Schaltung des induktiven Näherungssensors kann mit beson
ders wenigen Bauelementen aufgebaut werden, wenn vorteilhaf
terweise vorgesehen ist, daß mittels der Schwingkreissignal-
Modifizierungsschaltung zugleich ein Eingangssignal für die
Auswertungsschaltung erzeugbar ist.
Insbesondere kann vorgesehen sein, daß die Schwingkreissig
nal-Modifizierungsschaltung einen Komparator enthält, der ein
Eingangssignal für die Auswertungsschaltung erzeugt, welches
anzeigt, ob die Amplitude des modifizierten Schwingkreissig
nals bereits unter den vorgegebenen Schwellenwert abgesunken
ist.
Wie bereits ausgeführt, kann ein solcher Komparator bei
spielsweise als Schmitt-Trigger ausgebildet sein. In diesem
Fall wird das Eingangssignal für die Auswertungsschaltung
vorzugsweise vom Ausgang des Schmitt-Triggers abgegriffen.
Umfaßt die Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung zwei
invertierende Schmitt-Trigger, so wird das Eingangssignal für
die Auswerteschaltung vorzugsweise an einer Anzapfung
zwischen dem Ausgang des ersten invertierenden Schmitt-
Triggers und dem Eingang des zweiten invertierenden Schmitt-
Triggers abgegriffen.
Um Exemplarstreuungen der in der Schaltung des induktiven Nä
herungssensors enthaltenen Bauelemente zu kompensieren, ist
vorteilhafterweise das modifizierte Schwingkreissignal mit
tels einer Abgleichschaltung so abgleichbar, daß die Abkling
zeit im unbedämpften Zustand des Schwingkreises einen vorge
gebenen Wert annimmt.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorge
sehen, daß mittels der Abgleichschaltung der Arbeitspunkt des
Eingangs der Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung ver
schiebbar ist.
Für die Realisierung einer solchen Abgleichschaltung kommen
zahlreiche Möglichkeiten in Betracht.
Insbesondere kann vorgesehen sein, daß die Abgleichschaltung
einen Pulsgeber zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Ab
gleichsignals umfaßt. Ein solcher Pulsgeber kann beispiels
weise in Form eines Mikrocontrollers realisiert sein, welcher
über einen Ausgang ein pulsweitenmoduliertes Abgleichsignal
ausgibt.
Aus diesem pulsweitenmodulierten Abgleichsignal kann in ein
facher Weise eine Differenzspannung zur Verschiebung des Ar
beitspunktes des Eingangs der Schwingkreissignal-Modifizie
rungsschaltung gewonnen werden, wenn die Abgleichschaltung
einen Tiefpaßfilter zur Aufintegration des pulsweitenmodu
lierten Abgleichsignals umfaßt.
Die mittels des induktiven Näherungssensors ermittelte Ab
klingzeit des gedämpften modifizierten Schwingkreissignals
hängt grundsätzlich von der Temperatur, welcher der induktive
Näherungssensor ausgesetzt ist, ab. Diese Temperaturabhängig
keit kann jedoch in vorteilhafter Weise kompensiert werden,
wenn das modifizierte Schwingkreissignal mittels der Ab
gleichschaltung in Abhängigkeit von der Temperatur des Nähe
rungssensors abgleichbar ist.
Um die aktuelle Temperatur des Näherungssensors für eine sol
che Temperaturkompensation ermitteln zu können, umfaßt der
Näherungssensor vorteilhafterweise eine Temperaturmeßschal
tung.
Insbesondere kann vorgesehen sein, daß diese Temperaturmeß
schaltung einen temperaturabhängigen Widerstand, vorzugsweise
einen NTC-Widerstand, umfaßt. Ein NTC-Widerstand ("NTC" für
"negativ temperature coefficient") weist einen mit steigender
Temperatur abnehmenden Widerstandswert auf, so daß der Wert
dieses Widerstands ein Maß für die aktuelle Temperatur des
Widerstands ist.
Ferner kann vorteilhafterweise vorgesehen sein, daß die Tem
peraturmeßschaltung einen Kondensator umfaßt, der über den
temperaturabhängigen Widerstand entladbar ist. Da die Entla
dungszeit des Kondensators über den temperaturabhängigen Wi
derstand von dem Wert dieses Widerstands abhängt, kann aus
der Zeit, die vom Beginn der Entladung des Kondensators ver
streicht, bis die Spannung am Kondensator einen vorgegebenen
Schwellenwert unterschreitet, auf die Größe des temperaturab
hängigen Widerstands und somit auf die Temperatur des tempe
raturabhängigen Widerstands geschlossen werden.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung sind Gegenstand
der nachfolgenden Beschreibung und zeichnerischen Darstellung
eines Ausführungsbeispiels.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 einen Schnitt durch einen vorderen Bereich
eines Näherungssensors mit schematisch ange
deuteter Elektronikplatine;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der Schaltung eines Nähe
rungssensors;
Fig. 3 einen Schaltplan einer Realisierung eines
Teils der in Fig. 2 als Blockschaltbild darge
stellten Schaltung;
Fig. 4 einen Schaltplan einer Realisierung einer Tem
peraturmeßschaltung der in Fig. 2 als Block
schaltbild dargestellten Schaltung;
Fig. 5 ein Schaubild, das den zeitlichen Verlauf
eines nicht modifizierten Schwingkreissignals
zeigt; und
Fig. 6 ein Schaubild, das den zeitlichen Verlauf
eines durch ein Zusatzsignal modifizierten
Schwingkreissignals und eines Eingangssignals
für eine Auswertungsschaltung des Näherungs
schalters zeigt.
Ein in Fig. 1 dargestelltes, als Ganzes mit 100 bezeichnetes
Ausführungsbeispiel eines Näherungssensors umfaßt ein Gehäuse
102 mit einer Stirnseite 104, welche mit einem Deckel 106
verschlossen ist.
Im wesentlichen unmittelbar hinter dem Deckel 106 sitzt eine
Spule 108, welche beispielsweise auf einen Ferritkern 109
gewickelt ist.
Die Güte der Spule 108 hängt von dem Bedämpfungsabstand d ab,
den ein zu detektierender, elektrisch leitfähiger Körper 110
von der Spule 108 einnimmt.
Um eine kapazitive Beeinflussung der Spule 108 zu vermeiden,
ist innerhalb des Gehäuses 102 eine Abschirmung 112 in Form
eines die Spule umgebenden und sich von der Stirnseite 104
weg in das Gehäuse 102 hinein erstreckenden Metallzylinders
vorgesehen. Auf der dem Deckel 106 gegenüberliegenden Seite
der Spule 108 ist in dem Gehäuse 102 ferner noch eine
Elektronikplatine 116 angeordnet, welche die elektronische
Schaltung für den Näherungssensor 100 trägt.
Wie aus dem Blockschaltbild der Fig. 2 zu ersehen ist, bildet
die Spule 108 einen Bestandteil eines Schwingkreises 118,
welcher insbesondere als Parallelschwingkreis mit der Spule
108 und einem Kondensator C1 ausgebildet ist.
Dabei sind, wie aus Fig. 3 zu ersehen ist, die Spule 108 und
der Kondensator C1 einerseits mit einer Anzapfung 120 verbun
den, während die Spule 108 und der Kondensator C1 anderer
seits mit einer positiven Versorgungsspannung Uv von bei
spielsweise 5 Volt verbunden sind.
Der Schwingkreis 118 ist über die Anzapfung 120 an eine Auf
ladeschaltung gekoppelt, welche einen Mikrocontroller 122 und
eine analoge Aufladeschaltung 124 umfaßt (Fig. 2).
Der Mikrocontroller 122 ist beispielsweise als PIC ("Periphe
ral Interface Controller") ausgebildet. Er kann analoge
und/oder digitale Ein- und Ausgänge aufweisen. Besonders
preisgünstig zu realisieren ist die Schaltung des Näherungs
sensors 100, wenn ein Mikrocontroller 122 verwendet wird,
welcher ausschließlich digitale Ein- und Ausgänge aufweist.
Wie aus Fig. 3 zu ersehen ist, ist die analoge Aufladeschal
tung 124 über einen Widerstand R1 an einen ersten Ausgang 126
des Mikrocontrollers 122 angeschlossen. Der Widerstand R1 ist
als Basiswiderstand eines Transistors Q2 geschaltet, dessen
Emitter mit dem Potential null und dessen Kollektor über
einen Strombegrenzungswiderstand R2 mit der Anzapfung 120
verbunden ist.
Über einen als Hochpaß wirkenden Kondensator C2 ist die An
zapfung 120 mit einer zentralen Anzapfung 128 einer Arbeits
punktvorgabeschaltung 130 verbunden.
Die Arbeitspunktvorgabeschaltung 130 umfaßt einen Widerstand
R3, welcher zwischen die positive Versorgungsspannung Uv und
die zentrale Anzapfung 128 geschaltet ist, sowie einen Wider
stand R4, welcher zwischen die zentrale Anzapfung 128 und das
Potential null geschaltet ist.
In der Regel werden die Widerstände R3 und R4 gleich groß ge
wählt, so daß die Arbeitspunktvorgabeschaltung 130 bezüglich
der zentralen Anzapfung 128 symmetrisch ist und das Potential
an der zentralen Anzapfung 128 auf die halbe Versorgungsspan
nung Uv eingestellt ist.
Die zentrale Anzapfung 128 der Arbeitspunktvorgabeschaltung
130 ist mit einer Anzapfung 132 verbunden, an die ein Eingang
134 einer Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung ange
schlossen ist, welche als Zusatzsignalerzeugungsschaltung 136
ausgebildet ist.
Wie aus Fig. 3 zu ersehen ist, ist der Eingang 134 der Zu
satzsignalerzeugungsschaltung 136 durch den Eingang eines er
sten invertierenden Schmitt-Triggers 138 gebildet, dessen
Ausgang 140 über eine Anzapfung 142 mit dem Eingang 144 eines
zweiten invertierenden Schmitt-Triggers 146 verbunden ist.
Von dem Ausgang 148 des zweiten invertierenden Schmitt-Trig
gers 146 führt ein Rückkopplungsglied 150 zurück zu der An
zapfung 132.
Das Rückkopplungsglied 150 ist beispielsweise als R-C-Glied
ausgebildet, welches einen mit einem Kondensator C3 in Reihe
geschalteten Widerstand R5 sowie einen parallel zu dem Kon
densator C3 und dem Widerstand R5 geschalteten Widerstand R6
umfaßt.
Wie aus Fig. 2 zu ersehen ist, ist an die Zusatzsignalerzeu
gungsschaltung 136 eine Auswertungsschaltung gekoppelt, wel
che den Mikrocontroller 122 und eine analoge Auswertungs
schaltung 152 umfaßt.
Wie aus Fig. 3 zu ersehen ist, ist an die Anzapfung 142 zwi
schen den beiden Schmitt-Triggern 138 und 146 der Zusatzsi
gnalerzeugungsschaltung 136 ein Tiefpaßfilter 154 angeschlos
sen, welches einen zwischen der Anzapfung 142 und einer wei
teren Anzapfung 156 angeordneten Widerstand R7 und einen zwi
schen die Anzapfung 156 und das Potential null geschalteten
Kondensator C4 umfaßt.
Die Anzapfung 156 des Tiefpaßfilters 154 ist über einen Ba
siswiderstand R8 mit der Basis eines Transistors Q4 verbun
den, dessen Emitter auf dem Potential null liegt. Der Kollek
tor des Transistors Q4 ist über einen Kollektorwiderstand R9
mit der positiven Versorgungsspannung Uv verbunden.
Eine zwischen dem Kollektor des Transistors Q4 und dem Wider
stand R9 angeordnete Anzapfung 158 ist mit einem Eingang 160
des Mikrocontrollers 122 verbunden (Fig. 2).
Ferner weist die Schaltung des Näherungssensors 100, wie aus
Fig. 2 zu ersehen ist, eine Abgleichschaltung auf, welche den
Mikrocontroller 122 und eine analoge Abgleichschaltung 162
umfaßt.
Wie aus Fig. 3 ersichtlich, ist an die Anzapfung 132 über
einen Entkopplungswiderstand R10 eine Anzapfung 164 eines
Tiefpaßfilters 166 der analogen Abgleichschaltung 162 ange
schlossen, welches einen zwischen die Anzapfung 164 und das
Potential null geschalteten Kondensator C11 sowie einen zwi
schen die Anzapfung 164 und einen zweiten Ausgang 168 des
Mikrocontrollers 122 geschalteten Widerstand R11 umfaßt.
Schließlich weist die Schaltung des Näherungssensors 100, wie
aus Fig. 2 zu ersehen ist, noch eine Temperaturmeßschaltung
auf, welche den Mikrocontroller 122 und eine analoge Tempera
turmeßschaltung 170 umfaßt.
Der Aufbau der Temperaturmeßschaltung ist im einzelnen in
Fig. 4 angegeben. Ein wahlweise als Ausgang oder Eingang
schaltbarer Port 172 des Mikrocontrollers ist über einen Wi
derstand R13 und einen hierzu in Serie geschalteten Kondensa
tor C12 mit dem Potential null verbunden. Parallel zu dem
Kondensator C12 ist ein temperaturabhängiger Widerstand R12
zwischen eine zwischen dem Widerstand R13 und dem Kondensator
C12 angeordnete Anzapfung 174 und das Potential null geschal
tet.
Der Widerstand R12 ist vorzugsweise als NTC-Widerstand, das
heißt als ein mit steigender Temperatur abnehmender Wider
stand, ausgebildet.
Schließlich verfügt der Mikrocontroller 122 noch über eine
Eingabeleitung 176 und eine Ausgabeleitung 178, über welche
der Mikrocontroller 122 mit externen Steuergeräten und/oder
Displays kommunizieren, Steuerbefehle erhalten und Daten,
insbesondere Meßdaten betreffend den Bedämpfungsabstand d,
ausgeben kann.
Der vorstehend beschriebene Näherungssensor funktioniert wie
folgt:
Zu Beginn einer Messung des Bedämpfungsabstandes gibt der Mikrocontroller 122 über seinen ersten Ausgang 126 einen Spannungspuls an den Transistor Q2 der analogen Aufladeschal tung 124 aus. Während dieses Spannungspulses schaltet der Transistor Q2 durch, und es fließt ein Strom über den Begren zungswiderstand R2, welcher den Kondensator C1 des Schwing kreises 118 bis zur Versorgungsspannung Uv auflädt. Der Lade strom wird dabei durch den Begrenzungswiderstand R2 begrenzt.
Zu Beginn einer Messung des Bedämpfungsabstandes gibt der Mikrocontroller 122 über seinen ersten Ausgang 126 einen Spannungspuls an den Transistor Q2 der analogen Aufladeschal tung 124 aus. Während dieses Spannungspulses schaltet der Transistor Q2 durch, und es fließt ein Strom über den Begren zungswiderstand R2, welcher den Kondensator C1 des Schwing kreises 118 bis zur Versorgungsspannung Uv auflädt. Der Lade strom wird dabei durch den Begrenzungswiderstand R2 begrenzt.
Der Spannungspuls aus dem ersten Ausgang 126 des Mikrocon
trollers 122 muß mindestens so lang sein, daß die Gegeninduk
tionsspannung der Spule 108 während der Pulsdauer abklingt.
Sobald die abfallende Flanke des Spannungspulses an der Basis
des Transistors Q2 eintrifft, wird der Transistor Q2 schlag
artig hochohmig, so daß kein Strom mehr über den Widerstand
R2 fließt.
Nunmehr beginnt der aus dem Kondensator C1 und der Spule 108
bestehende Schwingkreis 118 zu schwingen, wobei sich der Kon
densator C1 allmählich entlädt.
Wie aus Fig. 5 zu ersehen ist, hat das (nicht modifizierte)
Ausgangssignal 180 des Schwingkreises die Form einer Sinus
schwingung, deren Amplitude gemäß einer Exponentialfunktion
abnimmt. Die Zeit, die vom Beginn der Schwingkreisschwingung
verstreicht, bis die Amplitude des Schwingkreissignals einen
Schwellenwert Us unterschreitet, wird als Abklingzeit des
Schwingkreissignals bezeichnet (Der in Fig. 5 zeitlich vor
Beginn der gedämpften Schwingung liegende Spannungspuls 181
ist auf die Gegeninduktionsspannung der Spule 108 zurückzu
führen).
Die Abklingzeit des Schwingkreissignals ist maximal im unbe
dämpften Zustand des Schwingkreises, das heißt wenn sich kein
zu detektierender Körper 110 vor der Spule 108 befindet, der
Bedämpfungsabstand d somit gegen unendlich strebt. Nähert
sich ein zu detektierender Körper 110 der Spule 108, so wird
der Schwingkreis 118 zunehmend bedämpft, die Amplitude des
Schwingkreissignals nimmt rascher ab, und die Abklingzeit
verkürzt sich. Je kleiner der Bedämpfungsabstand d des zu de
tektierenden Körpers 110 von der Spule 108, desto kleiner ist
also die Abklingzeit des Schwingkreissignals.
Durch die Kapazität C2 wird das Schwingkreissignal entkoppelt
und mittels der Arbeitspunktvorgabeschaltung 130 wird er
reicht, daß das Schwingkreissignal um eine mittlere Spannung
schwingt, welche der halben Versorgungsspannung Uv ent
spricht.
Der erste invertierende Schmitt-Trigger 138 wandelt das
Schwingkreissignal, welches die Form einer gedämpften Sinus
schwingung aufweist, in ein Rechtecksignal um, solange die
Amplitude des Schwingkreissignals ausreichend groß ist, um
den Ein- und den Ausschaltpegel des Schmitt-Triggers zu er
reichen.
Übersteigt das Schwingkreissignal den Ausschaltpegel Ua des
invertierenden Schmitt-Triggers 138, so schaltet dieser an
seinem Ausgang 140 auf niedriges Potential. Unterschreitet
das Schwingkreissignal den Einschaltpegel Ue des invertieren
den Schmitt-Triggers 138, so schaltet dieser an seinem Aus
gang 140 auf hohes Potential. Der Abstand zwischen dem Aus
schaltpegel Ua und dem Einschaltpegel Ue des Schmitt-Triggers
138 entspricht dem Zweifachen des Schwellenwerts Us für die
Schwingkreissignalamplitude. Wird die Amplitude des Schwing
kreissignals zu klein, um den Ausschaltpegel zu überschreiten
bzw. den Einschaltpegel zu unterschreiten, so gibt der inver
tierende Schmitt-Trigger 138 kein Rechtecksignal mehr aus,
sondern einen konstanten Potentialwert. Das Ausgangssignal
des invertierenden Schmitt-Triggers 138 kann somit als Ein
gangssignal für die Auswertungsschaltung des Näherungssensors
100 verwendet werden.
Da es sich bei dem ersten Schmitt-Trigger 138 um einen inver
tierenden Schmitt-Trigger handelt, ist das Ausgangssignal des
ersten Schmitt-Triggers 138 um ungefähr π gegenüber dem
Schwingkreissignal phasenverschoben. Der auf den ersten
Schmitt-Trigger 138 folgende zweite invertierende Schmitt-
Trigger 146 invertiert das von dem ersten Schmitt-Trigger 138
ausgegebene Rechtecksignal, so daß das Ausgangssignal des
zweiten Schmitt-Triggers 146 ein zum Schwingkreissignal na
hezu phasengleiches Rechtecksignal ist.
Das Ausgangssignal des zweiten Schmitt-Triggers 146 hängt
aufgrund der endlichen Schaltzeiten der beiden Schmitt-Trig
ger 138 und 146 jedoch in seiner Phase etwas hinter dem
Schwingkreissignal an der Anzapfung 132 her.
Das Ausgangssignal des zweiten Schmitt-Triggers 146 wird da
her über das Rückkopplungsglied 150, welches als R-C-Glied
ausgebildet ist, zu der Anzapfung 132 zurückgekoppelt. Da bei
einem R-C-Glied der Strom vorauseilt, wird das Eingangssignal
des R-C-Gliedes, das heißt also das Ausgangssignal des zwei
ten invertierenden Schmitt-Triggers 146, in der Phase nach
vorn verschoben, so daß die durch die Schaltzeiten der
Schmitt-Trigger 138 und 146 bedingte Phasenverschiebung zwi
schen dem Schwingkreissignal und dem rückgekoppelten Signal
zumindest teilweise kompensiert wird.
Das Ausgangssignal des als R-C-Glied ausgebildeten Rückkopp
lungsglieds 150 wird als Zusatzsignal der Anzapfung 132 zuge
führt. Da das mittels der Zusatzsignalerzeugungsschaltung 136
erzeugte Zusatzsignal im wesentlichen phasengleich mit dem
vom Schwingkreis 118 erzeugten und über die Kapazität C2 aus
gekoppelten Schwingkreissignal ist, wird das Schwingkreis
signal durch die Kopplung mit dem Zusatzsignal so verstärkt,
daß ein gedämpftes modifiziertes Schwingkreissignal erzeugt
wird, welches eine längere Abklingzeit als das nicht modifi
zierte Schwingkreissignal aufweist.
Das modifizierte Schwingkreissignal ist als die obere Kurve
182 in Fig. 6 dargestellt. Die untere Kurve 184 in Fig. 6
entspricht dem Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 138, wel
ches zugleich als Eingangssignal für die Auswertungsschaltung
dient.
Durch geeignete Bemessung der Komponenten (R5, R6, C3) der
Rückkopplung 150 werden die Amplitude des Zusatzsignals und
dessen Phasenverschiebung relativ zu dem nicht modifizierten
Schwingkreissignal so eingestellt, daß das modifizierte
Schwingkreissignal ebenso wie das nicht modifizierte Schwing
kreissignal die Form einer gedämpften Sinusschwingung auf
weist, dessen Amplitude sich allmählich dem Schwellenwert Us
annähert, wie aus Fig. 6 zu ersehen ist.
Ferner ist aus Fig. 6 zu ersehen, daß das Schwingkreissignal
nach Unterschreiten der Schwellenamplitude Us rasch bis auf
null abnimmt, da ab diesem Zeitpunkt der erste Schmitt-Trig
ger 138 nicht mehr schaltet, so daß die Amplitude des Zusatz
signals null wird und das Schwingkreissignal somit nicht mehr
verstärkt wird.
Würde das Schwingkreissignal durch das Zusatzsignal zu sehr
verstärkt werden, so würde das modifizierte Schwingkreissig
nal überhaupt nicht mehr abklingen; vielmehr würde der
Schwingkreis 118 ungedämpft bei seiner Resonanzfrequenz
schwingen, und das modifizierte Schwingkreissignal entspräche
einer periodischen Sinusschwingung mit nicht abnehmender
Amplitude. Dieser Betriebsfall ist zu vermeiden, da in diesem
Fall keine Abklingzeit und damit kein Bedämpfungsabstand d
ermittelt werden könnte.
Die Auswertung des modifizierten Schwingkreissignals erfolgt
mittels der Auswertungsschaltung des Näherungssensors 100 wie
folgt:
Das Ausgangssignal des ersten invertierenden Schmitt-Triggers 138 wird an der Anzapfung 142 abgegriffen und über den Tief paßfilter 154 und den Basiswiderstand R8 der Basis des Tran sistors Q4 zugeführt. Vor Beginn der gedämpften Schwingung des Schwingkreises 108 liegt der Ausgang 140 des ersten Schmitt-Triggers 138 auf niedrigem Potential. Während dieser Zeit ist der Transistor Q4 hochohmig, und die Anzapfung 158 liegt auf hohem Potential.
Das Ausgangssignal des ersten invertierenden Schmitt-Triggers 138 wird an der Anzapfung 142 abgegriffen und über den Tief paßfilter 154 und den Basiswiderstand R8 der Basis des Tran sistors Q4 zugeführt. Vor Beginn der gedämpften Schwingung des Schwingkreises 108 liegt der Ausgang 140 des ersten Schmitt-Triggers 138 auf niedrigem Potential. Während dieser Zeit ist der Transistor Q4 hochohmig, und die Anzapfung 158 liegt auf hohem Potential.
Nach Beginn der gedämpften Schwingung des Schwingkreises 118
liefert der Ausgang 140 des ersten Schmitt-Triggers 138 eine
Folge von Rechteckpulsen, solange die Amplitude des modifi
zierten Schwingkreissignals hinreichend groß ist, um den er
sten Schmitt-Trigger 138 zu schalten. Die Aufintegration die
ser Pulsfolge durch den Tiefpaßfilter 154 führt dazu, daß an
der Basis des Transistors Q4 eine Steuerspannung anliegt,
welche der Durchschaltspannung des Transistors Q4 (von unge
fähr 0,7 V) entspricht, so daß der Transistor Q4 durchschal
tet, solange Rechteckpulse vom ersten Schmitt-Trigger 138
eintreffen. Während dieser Zeit liegt die Anzapfung 158 auf
niedrigem Potential.
Ist die Amplitude des modifizierten Schwingkreissignals so
weit abgesunken, daß der erste Schmitt-Trigger 138 nicht mehr
geschaltet wird, so sinkt die Spannung an der Basis des Tran
sistors Q4 wieder unter dessen Durchschaltspannung ab, so daß
die Anzapfung 158 wieder auf hohem Potential liegt.
Die Zeit, während derer die Anzapfung 158 auf niedrigem Po
tential liegt, entspricht also im wesentlichen der Abkling
zeit des modifizierten Schwingkreissignals. Diese Abklingzeit
wird mittels des Mikrocontrollers 122, dessen Eingang 160 mit
der Anzapfung 158 verbunden ist, ermittelt.
Für die Weiterverarbeitung der aus der Abklingzeit gewonnenen
Information gibt es verschiedene Möglichkeiten.
Im einfachsten Fall wird der Näherungssensor 100 als einfa
cher Näherungsschalter betrieben. In diesem Fall prüft der
Mikrocontroller 122, ob der ermittelte Wert der Abklingzeit
kleiner ist als ein vorgegebener Schwellenwert. Trifft dies
zu, so ist der Schwingkreis 118 in seinem bedämpften Zustand,
das heißt der zu detektierende Körper 110 befindet sich in
einem Abstand von der Spule 108, der geringer ist als ein
Schwellen-Bedämpfungsabstand dS1. In diesem Fall gibt der
Mikrocontroller 122 über die Ausgabeleitung 178 ein digitales
Signal aus, das die Anwesenheit des zu detektierenden Körpers
110 vor der Spule 108 anzeigt.
Steigt die gemessene Abklingzeit daraufhin wieder über einen
weiteren Schwellenwert hinaus an, so zeigt dies an, daß sich
der zu detektierende Körper 110 wieder über einen weiteren
Bedämpfungs-Schwellenabstand dS2 hinaus von der Spule 108
entfernt hat. In diesem Fall gibt der Mikrocontroller 122
über die Ausgabeleitung 178 ein Signal aus, das die Abwesen
heit des zu detektierenden Körpers 110 aus dem Bereich vor
der Spule 108 anzeigt. Üblicherweise wird der Schwellen-Be
dämpfungsabstand dS2 größer gewählt als der Schwellen-Be
dämpfungsabstand dS1, um eine Schaltungshysterese zu erzielen
und ein ständiges Hin- und Herschalten zu vermeiden, wenn
sich der zu detektierende Körper 110 gerade in einem dem
Schwellen-Bedämpfungsabstand dS1 entsprechenden Abstand von
der Spule 108 befindet.
Ferner kann vorgesehen sein, daß der Mikrocontroller 122 er
mittelt, wie häufig pro Zeiteinheit der zu detektierende Kör
per 110 den Schwellen-Bedämpfungsabstand von der Spule 108
unterschreitet bzw. überschreitet. Bewegt sich der zu detek
tierende Körper 110 periodisch in den Bereich vor der Spule
108 hinein und wieder aus diesem Bereich heraus, so kann auf
diese Weise die Frequenz dieser periodischen Bewegung des zu
detektierenden Körpers 110 bestimmt werden. Handelt es sich
bei dieser periodischen Bewegung um eine Rotation, so kann
die Drehzahl dieser Rotationsbewegung bestimmt werden und
über die Ausgabeleitung 178 ausgegeben werden.
Die Schwellen-Bedämpfungsabstände dS1 und dS2 können entweder
vom Hersteller fest eingestellt und beispielsweise in einem
EEPROM des Mikrocontrollers 122 abgespeichert werden. Alter
nativ oder ergänzend hierzu ist es möglich, die gewünschten
Schwellen-Bedämpfungsabstände dem Mikrocontroller 122 über
die Eingabeleitung 176 zu übermitteln.
Statt eines einzigen Schaltpunktes (eventuell mit unter
schiedlichen Schwellenwerten für den Ein- und den Ausschalt
vorgang) können auch mehrere, frei einstellbare oder vom Her
steller fest vorgegebene, Schaltpunkte vorgesehen sein.
Alternativ oder ergänzend zum Betrieb des Näherungssensors
100 als Näherungsschalter kann vorgesehen sein, daß der Nähe
rungssensor 100 als Weggeber eingesetzt wird. Dazu ist im
Speicher des Mikroprozessors 122 eine Tabelle abgelegt, in
der jeder gemessenen Abklingzeit ein Bedämpfungsabstand d zu
geordnet ist. Alternativ hierzu kann auch vorgesehen sein,
daß der Mikroprozessor 122 den Bedämpfungsabstand d gemäß
einer vorgegebenen Formel aus der Abklingzeit errechnet.
Der Näherungssensor 100 kann als Analog-Weggeber betrieben
werden, wenn er einen Analog-Ausgang aufweist, durch den ein
dem Bedämpfungsabstand proportionales Ausgangssignal ausgege
ben werden kann.
Der Näherungssensor 100 kann als Digital-Weggeber betrieben
werden, wenn der Mikrocontroller 122 über einen Ausgang, bei
spielsweise einen Datenbus, verfügt, über den ein dem Bedämp
fungsabstand entsprechender Code ausgegeben werden kann.
Sowohl bei der Nutzung als Digital-Weggeber als auch bei der
Nutzung als Analog-Weggeber kann der im allgemeinen nichtli
neare Zusammenhang zwischen der gemessenen Abklingzeit und
dem Bedämpfungsabstand d mittels der benutzten Tabelle oder
mittels der benutzten Formel linearisiert werden.
Wird vom Näherungssensor 100 zu einem dem Bedämpfungsabstand
d entsprechenden Ausgangssignal zusätzlich ein der jeweiligen
Zeit der Messung entsprechendes Ausgangssignal ausgegeben, so
kann der Näherungssensor 100 als dynamischer Sensor zur Er
fassung von Bewegungsabläufen verwendet werden.
Da bei einem Defekt der Spule 108 kein Schwingkreissignal er
zeugt wird, ändert sich in diesem Fall das Potential an der
Anzapfung 158 nicht. Die ausbleibende Änderung des Potentials
und der Anzapfung 158 zeigt also einen Defekt des Schwing
kreises 118, insbesondere der Spule 108, an. Im Falle eines
solchen Defektes kann vorgesehen sein, daß der Mikroprozessor
122 eine entsprechende Fehlermeldung ausgibt.
Um Exemplarstreuungen der elektronischen Bauteile des Nähe
rungssensors 100 zu kompensieren, wird mittels der Abgleichs
schaltung des Näherungssensors 100, welche den Mikroprozessor
122 und die analoge Abgleichschaltung 162 umfaßt, ein Ab
gleichverfahren durchgeführt, um die Abklingzeit des modifi
zierten Schwingkreissignals im unbedämpften Zustand des
Schwingkreises 118 auf einen vorgegebenen Sollwert abzuglei
chen.
Hierzu wird dem Tiefpaß 166 der analogen Abgleichschaltung
162 über den zweiten Ausgang 168 des Mikrocontrollers 122 ein
pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal aufgegeben. Der Tiefpaß
filter 166 integriert das pulsweitenmodulierte Rechtecksignal
auf, so daß der Gleichspannungsoffset an der Anzapfung 132,
welche über den Entkopplungswiderstand R10 mit dem Tiefpaß
filter 166 verbunden ist, in Abhängigkeit von dem Tastver
hältnis des pulsweitenmodulierten Rechtecksignals verschoben
wird.
Durch die Verschiebung des Gleichspannungsoffsets an der An
zapfung 132 wird das modifizierte Schwingkreissignal, das am
Eingang des ersten invertierenden Schmitt-Triggers 138 an
liegt, relativ zu dem Einschaltpegel und dem Ausschaltpegel
des ersten Schmitt-Triggers 138 verschoben. Aufgrund dieser
Verschiebung schaltet der erste Schmitt-Trigger 138 nun bei
einer anderen Phase des modifizierten Schwingkreissignals, so
daß das von dem Schmitt-Trigger 138 ausgegebene Rechtecksi
gnal und damit das über das Rückkopplungsglied 150 auf die
Anzapfung 132 rückgekoppelte Zusatzsignal in der Phase rela
tiv zu dem Schwingkreissignal verschoben werden.
Richtung und Betrag dieser Phasenverschiebung hängen von dem
Vorzeichen und dem Betrag der Verschiebung des Gleichspan
nungsoffsets an der Anzapfung 132 ab. Der Gleichspannungsoff
set an der Anzapfung 132 hängt seinerseits von dem Tastver
hältnis des pulsweitenmodulierten Signals ab, welches vom
zweiten Ausgang 168 des Mikrocontrollers 122 ausgegeben wird.
Also ist die Abklingzeit des modifizierten Schwingkreis
signals in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis des pulswei
tenmodulierten Rechtecksignals veränderbar. Durch Veränderung
des Tastverhältnisses kann also die Abklingzeit für den unbe
dämpften Zustand des Schwingkreises auf einen vorgegebenen
Sollwert gestellt werden.
Ist das für diesen Abgleich der Abklingzeit auf einen vorge
gebenen Sollwert erforderliche Tastverhältnis einmal ermit
telt, wird während der gesamten Meßdauer vom Mikroprozessor
122 ein pulsweitenmoduliertes Signal mit diesem Tastverhält
nis an die analoge Abgleichschaltung 162 ausgegeben.
Der vorgegebene Sollwert für die Abklingzeit im unbedämpften
Zustand des Schwingkreises 118 kann beispielsweise im EEPROM
des Mikroprozessors 122 abgespeichert sein.
Ferner bietet der Näherungssensor 100 die Möglichkeit, eine
Temperaturdrift der Abklingzeit der Schwingkreisschwingung zu
kompensieren.
Zur Durchführung dieser Temperaturkompensation wird zunächst
die momentane Temperatur an der Elektronikplatine 116 mittels
der Temperaturmeßschaltung, welche den Mikrocontroller 122
und die analoge Temperaturmeßschaltung 170 umfaßt, gemessen.
Hierzu wird der Port 172 des Mikrocontrollers 122 als Ausgang
geschaltet und auf hohes Potential gelegt. Dadurch wird der
Kondensator C12 der analogen Temperaturmeßschaltung 170 auf
geladen. Nachdem der Kondensator C12 aufgeladen ist, wird der
Port 172 des Mikrocontrollers 122 als Eingang geschaltet. Da
raufhin entlädt sich der Kondensator C12 über den temperatur
abhängigen Widerstand R12. Die Entladezeit, die verstreicht,
bis die Spannung am Kondensator C12 einen vorgegebenen
Schwellenwert unterschreitet, wird vom Mikroprozessor 122 er
mittelt. Da der Widerstand R12 stark temperaturabhängig ist,
stellt diese Entladezeit ein Maß für die Temperatur am Wider
stand R12 dar. Aus dem Wert für die Entladezeit wird - mit
tels einer vorgegebenen Formel oder mittels einer im Speicher
des Mikrocontrollers 122 abgelegten Tabelle - ein temperatur
abhängiger Korrekturwert für das Tastverhältnis des pulswei
tenmodulierten Rechtecksignals, das durch den zweiten Ausgang
168 des Mikrocontrollers 122 ausgegeben wird, ermittelt.
Anschließend wird vom zweiten Ausgang 168 des Mikrocontrol
lers 122 ein pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal mit dem
temperaturkorrigierten Tastverhältnis ausgegeben, welches so
gewählt ist, daß die Abklingzeit des modifizierten Schwing
kreissignals im unbedämpften Zustand des Schwingkreises 118
unabhängig von der Temperatur auf den vorgegebenen Sollwert
abgeglichen ist.
Alternativ dazu könnte eine Temperaturkompensation auch da
durch durchgeführt werden, daß die ermittelte Temperatur be
nutzt wird, um den einer gemessenen Abklingzeit zugeordneten
Bedämpfungsabstand d mittels einer Formel, die neben der Ab
klingzeit auch die Temperatur enthält, zu berechnen oder um
den Bedämpfungsabstand d aus einer zweidimensionalen Tabelle,
welche als Eingabedaten sowohl die Abklingzeit auch die Tem
peratur umfaßt, zu entnehmen.
Ferner ist es möglich, die gemessene Temperatur unabhängig
von der Kompensation der Abklingzeit vom Mikroprozessor 122
über die Ausgabeleitung 178 ausgeben zu lassen.
Ferner kann vorgesehen sein, daß der Mikroprozessor 122 über
die Ausgabeleitung 178 einen Fehlercode ausgibt, wenn die ge
messene Temperatur einen vorgegebenen Höchstwert überschrei
tet, um so auf eine mögliche Überhitzung des Näherungssensors
100 hinzuweisen.
Die temperaturabhängigen Korrekturwerte für das Tastverhält
nis des pulsweitenmodulierten Rechtecksignals können vom Her
steller ermittelt und im EEPROM des Mikroprozessors 122 abge
speichert werden. Es ist jedoch auch möglich, daß der Kunde
solche temperaturabhängigen Korrekturwerte selbst ermittelt
und im Speicher des Mikrocontrollers 122 ablegt.
Der vorstehend beschriebene Näherungssensor 100 erlaubt es,
auch vergleichsweise große Bedämpfungsabstände d zuverlässig
zu messen, da die Abklingzeit des modifizierten Schwingkreis
signals gegenüber dem nicht modifizierten Schwingkreissignal
verlängert ist und somit eine bessere Auflösung gerade bei
vergleichsweise langen Abklingzeiten, welche großen Be
dämpfungsabständen entsprechen, erzielbar ist.
Claims (19)
1. Näherungssensor, umfassend einen Schwingkreis (118), der
durch Annäherung eines zu detektierenden Körpers (110)
bedämpfbar ist, eine Aufladeschaltung (122, 124) zum
Aufladen des Schwingkreises (118) und eine Auswertungs
schaltung (122, 152) zur Ermittlung einer Abklingzeit
eines vom Schwingkreis (118) erzeugten gedämpften
Schwingkreissignals,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Näherungssensor (100) eine Schwingkreissignal-
Modifizierungsschaltung zur Modifizierung des Schwing
kreissignals umfaßt, durch die aus dem Schwingkreis
signal ein gedämpftes modifiziertes Schwingkreissignal
erzeugbar ist, welches eine längere Abklingzeit als das
nicht modifizierte Schwingkreissignal aufweist und wel
ches mittels der Auswertungsschaltung (122, 152) ausge
wertet wird.
2. Näherungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schwingkreissignal-Modifizierungsschaltung eine
Zusatzsignalerzeugungsschaltung (136) zur Erzeugung
eines Zusatzsignals umfaßt und daß das Schwingkreis
signal mit dem Zusatzsignal so beaufschlagbar ist, daß
ein gedämpftes modifiziertes Schwingkreissignal erzeugt
wird, welches eine längere Abklingzeit als das nicht
modifizierte Schwingkreissignal aufweist.
3. Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Zusatzsignalerzeugungsschaltung (136) das Zu
satzsignal aus dem Schwingkreissignal erzeugt.
4. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzsignalerzeugungs
schaltung (136) einen digitalen Verstärker (138, 146)
umfaßt.
5. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 2 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzsignalerzeugungs
schaltung (136) mindestens einen Schmitt-Trigger (138)
umfaßt.
6. Näherungssensor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Zusatzsignalerzeugungsschaltung (136) zwei in
vertierende Schmitt-Trigger (138, 146) umfaßt.
7. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzsignalerzeugungs
schaltung (136) ein Rückkopplungsglied (150) umfaßt,
durch welches das Zusatzsignal auf einen Eingang der Zu
satzsignalerzeugungsschaltung (136) zurückgekoppelt
wird.
8. Näherungssensor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß das Rückkopplungsglied (150) ein die Phase des Zu
satzsignals verschiebendes Glied umfaßt.
9. Näherungssensor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das Rückkopplungsglied (150) ein die Phasendifferenz
zwischen dem Zusatzsignal und dem Schwingkreissignal
verringerndes Glied umfaßt.
10. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 7 bis 9,
dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungsglied (150)
ein R-C-Glied (C3, R5, R6) umfaßt.
11. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, daß mittels der Schwingkreissig
nal-Modifizierungsschaltung (136) ein Eingangssignal für
die Auswertungsschaltung (122, 152) erzeugbar ist.
12. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
dadurch gekennzeichnet, daß das modifizierte Schwing
kreissignal mittels einer Abgleichschaltung (122, 162)
so abgleichbar ist, daß die Abklingzeit im unbedämpften
Zustand des Schwingkreises (118) einen vorgegebenen Wert
annimmt.
13. Näherungssensor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeich
net, daß mittels der Abgleichschaltung (122, 162) der
Arbeitspunkt des Eingangs der Schwingkreissignal-Modi
fizierungsschaltung verschiebbar ist.
14. Näherungssensor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeich
net, daß die Abgleichschaltung (122, 162) einen Pulsge
ber zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Abgleich
signals umfaßt.
15. Näherungssensor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeich
net, daß die Abgleichschaltung (122, 162) einen Tiefpaß
filter (166) zur Aufintegration des pulsweitenmodulier
ten Abgleichsignals umfaßt.
16. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 13 bis 15, da
durch gekennzeichnet, daß das modifizierte Schwingkreis
signal mittels der Abgleichschaltung (122, 162) in Ab
hängigkeit von der Temperatur des Näherungssensors (100)
abgleichbar ist.
17. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 16,
dadurch gekennzeichnet, daß der Näherungssensor (100)
eine Temperaturmeßschaltung (122, 170) umfaßt.
18. Näherungssensor nach Anspruch 17, dadurch gekennzeich
net, daß die Temperaturmeßschaltung (122, 170) einen
temperaturabhängigen Widerstand, vorzugsweise einen
NTC-Widerstand (R12), umfaßt.
19. Näherungssensor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeich
net, daß die Temperaturmeßschaltung (122, 170) einen
Kondensator (C12) umfaßt, der über den temperaturabhän
gigen Widerstand entladbar ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19903750A DE19903750C2 (de) | 1999-01-30 | 1999-01-30 | Näherungssensor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19903750A DE19903750C2 (de) | 1999-01-30 | 1999-01-30 | Näherungssensor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19903750A1 DE19903750A1 (de) | 2000-08-24 |
DE19903750C2 true DE19903750C2 (de) | 2003-07-03 |
Family
ID=7895918
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19903750A Expired - Fee Related DE19903750C2 (de) | 1999-01-30 | 1999-01-30 | Näherungssensor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19903750C2 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102013218294A1 (de) * | 2013-09-12 | 2015-03-12 | Zf Friedrichshafen Ag | Sinusoszillator und induktive Sensorik |
US9651401B2 (en) | 2008-06-27 | 2017-05-16 | Rechner Industrie-Elektronik Gmbh | Inductive sensor |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102011102796A1 (de) * | 2011-05-23 | 2012-11-29 | Trw Automotive Electronics & Components Gmbh | Positionssensor, Aktor-Sensor-Vorrichtung und Verfahren zur induktiven Erfassung einer Position |
FR3027105B1 (fr) * | 2014-10-13 | 2018-02-16 | Sagemcom Energy & Telecom Sas | Procede d'auto-calibration d'un dispositif de comptage de tours d'une roue par ajustement d'une tension de reference |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3440538C1 (de) * | 1984-11-07 | 1986-05-15 | Werner Turck Gmbh & Co Kg, 5884 Halver | Annäherungsschalter |
DE3617941A1 (de) * | 1986-05-28 | 1987-12-03 | Still Gmbh | Induktiv arbeitende sensoreinrichtung |
FR2604251A1 (fr) * | 1986-09-19 | 1988-03-25 | Telemecanique Electrique | Detecteur inductif de proximite muni d'un circuit oscillant a relaxation |
DE3734177A1 (de) * | 1986-10-29 | 1988-05-05 | Baumer Electric Ag | Verfahren zur beruehrungslosen detektion von wirbelstrominduzierten koerpern, insbesondere von metallischen gegenstaenden, sowie auf das verfahren abgestuetzte sensoren |
DE3733944C2 (de) * | 1987-10-07 | 1990-07-26 | Andrae Leonberg Gmbh, 7250 Leonberg, De | |
FR2664972A1 (fr) * | 1990-07-17 | 1992-01-24 | Sextant Avionique | Capteur de deplacement a circuit oscillant couple magnetiquement a une cible conductrice. |
-
1999
- 1999-01-30 DE DE19903750A patent/DE19903750C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3440538C1 (de) * | 1984-11-07 | 1986-05-15 | Werner Turck Gmbh & Co Kg, 5884 Halver | Annäherungsschalter |
DE3617941A1 (de) * | 1986-05-28 | 1987-12-03 | Still Gmbh | Induktiv arbeitende sensoreinrichtung |
FR2604251A1 (fr) * | 1986-09-19 | 1988-03-25 | Telemecanique Electrique | Detecteur inductif de proximite muni d'un circuit oscillant a relaxation |
DE3734177A1 (de) * | 1986-10-29 | 1988-05-05 | Baumer Electric Ag | Verfahren zur beruehrungslosen detektion von wirbelstrominduzierten koerpern, insbesondere von metallischen gegenstaenden, sowie auf das verfahren abgestuetzte sensoren |
GB2197076A (en) * | 1986-10-29 | 1988-05-11 | Baumer Electric Ag | Eddy-current position detector |
DE3733944C2 (de) * | 1987-10-07 | 1990-07-26 | Andrae Leonberg Gmbh, 7250 Leonberg, De | |
FR2664972A1 (fr) * | 1990-07-17 | 1992-01-24 | Sextant Avionique | Capteur de deplacement a circuit oscillant couple magnetiquement a une cible conductrice. |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9651401B2 (en) | 2008-06-27 | 2017-05-16 | Rechner Industrie-Elektronik Gmbh | Inductive sensor |
DE102013218294A1 (de) * | 2013-09-12 | 2015-03-12 | Zf Friedrichshafen Ag | Sinusoszillator und induktive Sensorik |
US9970787B2 (en) | 2013-09-12 | 2018-05-15 | Zf Friedrichshafen Ag | Sine wave oscillator and inductive sensors |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19903750A1 (de) | 2000-08-24 |
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