DE19835760A1 - Anordnung zur digitalen Nachrichtenübertragung - Google Patents
Anordnung zur digitalen NachrichtenübertragungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur leitungsgebundenen digitalen
Nachrichtenübertragung, bei welchem digitale Signale sendeseitig mit einem festen
Vorcodierer vorcodiert werden und bei welchem die Signale empfangsseitig durch
Blindentzerrung zurückgewonnen werden (US-Z "IEEE Journal on Selected Areas in
Communications", vol. SAC-13, Dezember 1995, Seiten 1622 bis 1633).
Dieses Verfahren ist sowohl bei der leitungsgebundenen Nachrichtenübertragung einsetzbar,
als auch bei der Übertragung mittels Funk. Hauptanwendungsgebiet ist die leitungsgebundene
Übertragung, auf welche sich die weiteren Ausführungen beziehen, ohne daß dadurch die
allgemeine Gültigkeit eingeschränkt wird.
Schnelle digitale Übertragungsverfahren über Kupferkabel, in denen mehrere bzw. sehr viele
sogenannte Zweidrahtleitungen (das sind zwei Adern) nebeneinander liegen, sind von hohem
aktuellem Interesse, da mit ihnen eine Vielzahl von neuen digitalen Diensten in der nahen
Zukunft eingeführt werden kann. Es wird dadurch außerdem ein gradueller Übergang zu
Glasfasernetzen ermöglicht. Dabei soll eine möglichst große Kabellänge überbrückt werden
können, da auf dem Weg von der Vermittlungsstelle eines Fernmeldenetzes bis zum
Teilnehmer aus wirtschaftlichen Gründen weitgehend auf Zwischenverstärker verzichtet
werden soll.
Bei der leitungsgebundenen Übertragung nachrichtentechnischer Signale entstehen durch
Dämpfung und Verzerrungen kanalbedingte Intersymbolinterferenzen (ISI). Zur Beseitigung
der ISI hat sich eine Entzerrung mit Entscheidungsrückkopplung (Decision-Feedback-
Equalization, DFE) in der digitalen Nachrichtenübertragung als sehr wirksam erwiesen. Dieses
Verfahren hat eine hohe Leistungsfähigkeit bei geringer Komplexität. Eine direkte Kombination
mit codierter Modulation ist jedoch beim Einsatz von DFE nicht möglich ist, da für das
Rückkopplungsfilter der DFE sofortige Entscheidungen über die gesendeten Signale benötigt
werden. Eine Lösung dieses Problems wird von Tomlinson (US-Z "Electronics Letters", vol. 7,
März 1971, Seiten 138 und 139) bzw. Harashima/Miyakawa (US-Z "IEEE Transactions on
Communications", vol. COM-20, August 1972, Seiten 774 bis 780) angegeben. Dabei wird das
Rückkopplungsfilter der DFE in den Sender verlagert. Zusätzlich wird eine Modulo-Operation
zur Amplitudenbegrenzung eingeführt. Dieses Verfahren wird als Tomlinson-Harashima-
Vorcodierung (THP) bezeichnet. Allerdings erfordert eine Übertragung mit optimalem THP
Kanalzustandsinformationen an der Sendeseite, die über einen Rückkanal übertragen werden
müssen. Dies macht komplexe Protokolle beim Aufbau der Verbindung erforderlich, um eine
gegenseitige Blockierung der beiden Übertragungsrichtungen zu vermeiden. Außerdem ist
nicht bei jeder Anwendung ein Rückkanal vorhanden.
Um dieses Problem zu umgehen, ist es aus der eingangs erwähnten US-Z bekannt, einen
festen Vorcodierer einzusetzen. Dadurch wird der Verbindungsaufbau deutlich erleichtert. Es
entstehen durch die dann suboptimale Vorcodierung jedoch Restinterferenzen, die
empfangsseitig linear entzerrt werden müssen. Die Adaption des linearen Entzerrers für die
Restinterferenzen wird dabei blind, d. h. ohne den Einsatz einer Trainingssequenz
vorgenommen. Blinde Entzerrung im Symboltakt jedoch ist bei einem System mit THP
prinzipiell nicht möglich, da das zu rekonstruierende Signal hier in guter Näherung diskret
gaußverteilt ist. Deswegen wird mit einer Begrenzung der Dynamik des effektiven
Sendesignals eine Modifikation der Vorcodierung durchgeführt, die zu Signalen mit günstigerer
Statistik führt. Ein solches Verfahren ist beispielweise das "Dynamics Shaping" (DS). Mit DS
wird eine blinde Entzerrung ermöglicht, wobei die hohe Leistungseffizienz von THP
beibehalten bzw. sogar noch gesteigert wird. In dieser US-Z ist außerdem festgestellt, daß bei
uncodierter Übertragung mit DS ein einfaches Standardverfahren zur blinden Entzerrung, der
Sato-Algorithmus (US-Z "IEEE Transactions on Communications, vol. COM-23 Juni 1975,
Seiten 679 bis 682), eingesetzt werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das eingangs geschilderte Verfahren so
weiterzubilden, daß die blinde Entzerrung weiter verbessert wird.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Blindentzerrung in eine
Betragsentzerrung und eine nachfolgende Phasenentzerrung aufgeteilt wird.
Dieses Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung ist einfach durchführbar. Dabei ist von
wesentlicher Bedeutung, daß das im Entzerrer zurückzugewinnende Signal korreliert sein
kann, im Gegensatz zu bekannten Verfahren, bei denen nur weiße Signale zurückgewonnen
werden können. Das Verfahren arbeitet wegen fester Vorcodierung und zweistufiger blinder
Entzerrung mit hoher Leistungsfähigkeit. Die Vorcodierung ist an eine feste
Referenzapplikation angepaßt, womit eine Rückübertragung von Kanalzustandsinformation
nicht erforderlich ist. Die deswegen auftretenden Restinterferenzen werden mittels blinder
Entzerrung beseitigt. Hierzu werden eine Betragsentzerrung und eine nachfolgende, separate
Phasenentzerrung eingesetzt. Die Betragsentzerrung berücksichtigt dabei eine in der
Sendesequenz vorhandene Korrelation. Es ist dadurch eine robuste blinde Entzerrung
möglich, auch bei sehr niedrigem Störabstand am Entzerrereingang. Von besonderer
Bedeutung ist, daß wegen der vorangehenden Betragsentzerrung ein einfacher blinder
Algorithmus in der Phasenentzerrung verwendet werden kann. Das führt zu einer schnellen
Konvergenz, trotz starker Restinterferenzen am Eingang des Betragsentzerrers, niedrigem
SNR (Signal to Noise Ratio) und korrelierter zu rekonstruierender Symbole.
Durch eine zusätzliche Codierung der Signale, beispielweise eine Trelliscodierung, kann die
überbrückbare Kabellänge deutlich gesteigert werden. Besonders in diesem Fall wirkt sich die
der separaten Phasenentzerrung vorangehende Betragsentzerrung vorteilhaft aus, da sehr
niedrige Störabstände am Entzerrereingang gegeben sind.
Das Verfahren nach der Erfindung wird anhand der Zeichnungen als Ausführungsbeispiel
erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer leitungsgebundenen Übertragungsstrecke.
Fig. 2 eine Ergänzung des Blockdiagramms nach Fig. 1.
Fig. 3 eine zusätzliche Ausführungsform.
In der folgenden Beschreibung wird von einer digitalen Übertragung von Signalen bzw. Daten
im Basisband ausgegangen. Alle Signale und Systeme sind dementsprechend reellwertig. Das
Verfahren wird außerdem für den Fall beschrieben, daß die Signale zunächst codiert werden
vorzugsweise trelliscodiert. Dadurch ist die Erfindung aber nicht auf die zusätzliche Codierung
eingeschränkt.
Die binären Daten werden gemäß Fig. 1 zunächst codiert, und zwar in einer Kanalcodierung,
die eine Folge von M-wertigen PAM-Symbolen a[k] ∈ {±1, ±3, . . . ± (M-1)} erzeugt (PAM = Puls-
Amplituden-Modulation). Die Folge a[k] wird durch eine Vorcodierung mit Dynamikbegrenzung
auf eine Folge x[k] von Kanalsymbolen abgebildet. Die Folge x[k] wird auf einen
Sendeimpulsformer GT (f) gegeben und über eine Zweidrahtleitung eines Kupferkabels
übertragen, das die Länge l und eine Übertragungsfunktion HK (f, l) hat. Eine Störung no(t) im
Übertragungsweg wird als gaußverteilt angenommen. Bei einer HDSL-Übertragung (High-Rate
Digital Subscriber Lines) besteht sie beispielweise aus Nahnebensprechen, das von vielen
anderen HDSL-Systemen herrührt, deren Signale auf parallelen Zweidrahtleitungen des
gleichen Kabels übertragen werden.
Als Eingangsfilter des Empfängers wird ein optimales Nyquistfilter (ONF) HR (f, lo) eingesetzt,
das ohne sendeseitiges THP nach einer Abtastung im Symboltakt ein ISI-freies Signal
erzeugen würde, solange die tatsächliche Kabellänge mit der Designlänge lo übereinstimmt,
die für die Ausführung von Vorcodierer und Eingangsfilter angenommen wurde.
Restinterferenzen entstehen für den Fall l = lo. Hier wird angenommen, daß bis auf die
Kabellänge l alle Parameter von tatsächlichen Verhältnissen und Referenzapplikation identisch
sind. Da sonstige Parameterdifferenzen sehr gut durch äquivalente Längendifferenzen
ausgedrückt werden können, stellt dies jedoch keine wesentliche Einschränkung dar.
Wegen der durch das ONF vorgenommenen linearen Entzerrung ist das abgetastete Signal
durch stark gefärbtes Rauschen sehr hoher Varianz gestört. Eine Rauschreduktion kann nun
durch ein nachgeschaltetes FIR-Filter H(z) vorgenommen werden, das die Aufgabe hat, die
Störung möglichst weiß zu machen (Noise-Whitening-Filter). Die Koeffizienten dieses
monischen, minimalphasigen Filters können nach der Forderung einer minimalen
Geräuschvarianz am Filterausgang über die Yule-Walker-Gleichungen berechnet werden. Zur
Berücksichtigung der bei einer Kabelübertragung vorhandenen Übertragerankopplung kann
außerdem eine Nullstelle von H(z) bei DC (z = 1) vorgeschrieben werden (DC = Direct Current).
Durch das Filter H(z), dessen Ausgangssignal mit r[k] bezeichnet ist, werden nun wieder ISI
erzeugt, deren Beseitigung die Aufgabe des festen Vorcodierers ist. Im Fall von THP wird die
Folge x[k] von Kanalsymbolen Symbol für Symbol erzeugt, gemäß der Vorschrift
Dabei korrespondieren die Symbole d[k] ∈ Z mit der Modulo-Operation in THP. h [κ]
bezeichnet die Impulsantwort des Noise-Whitening-Filters vom Grad qh.
Für das weitere Verfahren wird eine effektive Datensequenz (EDS) v[k] definiert, gemäß
v[k] = a[k] + 2M. d[k].
Damit ergibt sich die Folge x[k] durch Filterung von v[k] mit der formalen Inversen von H(z).
Daraus folgt, daß nach dem Filter H(z) im rauschfreien Fall wieder die EDS vorliegt, solange
l = lo gilt. Durch nochmalige Anwendung einer Modulo-Operation kann aus ihr die Folge a[k]
von PAM-Symbolen eindeutig zurückgewonnen werden.
Die Vorcodierung kann außerdem so modifiziert werden, daß sich Signale mit günstigerer
Statistik ergeben. Ein dazu geeignetes Verfahren ist das Dynamics Shaping (DS). Mit DS wird
eine blinde Entzerrung ermöglicht, wobei die hohe Leistungseffizienz von THP noch gesteigert
werden kann. Bei DS wird die Folge d[k] nicht Symbol für Symbol, sondern durch Betrachtung
längerer Zeiträume ausgewählt, nach dem Kriterium einer minimalen Sendeleistung. Dabei soll
die Nebenbedingung Iv[k] ≦ Vmax eingehalten werden. Vmax ist die extern vorgeschriebene
Maximalamplitude der EDS.
Eine Betrachtung des Leistungsdichtespektrums (LDS) der EDS zeigt jedoch, daß sowohl bei
THP als auch bei DS zeitlich benachbarte Werte sehr stark korreliert sind. Diese Korrelation,
die auch bei DS beachtliche hohe Stufenzahl der EDS sowie ein niedriges SNR am
Entzerrereingang stellen hohe Anforderungen an die empfangsseitig durchzuführende blinde
Entzerrung. Die Restinterferenzen werden durch einen linearen Entzerrer beseitigt, der die
EDS v[k] rekonstruiert und ohne Trainingssequenz, also blind, adaptiert wird. Eine direkte
Rekonstruktion der Folge a[k] durch den Entzerrer ist wegen der nichtlinearen Modulo-
Operationen im Vorcodierer nicht möglich.
Die blinde Entzerrung wird in eine Betragsentzerrung und in eine nachfolgende
Phasenentzerrung aufgeteilt. Das führt gegenüber einer einstufigen Struktur zu einer
verbesserten Leistungsfähigkeit der blinden Entzerrung. Eine entsprechende Struktur ist in
Fig. 2 dargestellt. Darin sind F(z) ein Prädiktionsfilter, D(z) ein färbendes Filter und G(z) ein
Phasenentzerrungsfilter.
Bei einer herkömmlichen Betragsentzerrung wird am Ausgang des Betragsentzerrers in
bekannter Technik ein annähernd weißes Signal mit minimaler Varianz erzwungen. Ein weißes
Ausgangssignal des Betragsentzerrers gewährleistet jedoch nur dann die Beseitigung der
Betragsverzerrungen, wenn auch die Sendesequenz ein konstantes LDS hat. Ist dies nicht der
Fall, so ist die Betragsentzerrung derart zu modifizieren, daß ihr Ausgangssignal das dann
nichtkonstante LDS des zu rekonstruierenden Signals aufweist. Dazu werden im folgenden
zwei Verfahren angegeben. Das erste erzeugt als Zwischengröße ein weißes Signal, das
anschließend geeignet gefärbt wird. Das zweite stellt das gewünschte LDS bzw. die
Autokorrelationsfolge (AKF) direkt ein. Beide Verfahren sind für korrelierte Sendesignale
ausgelegt.
Mit einem als FIR-Filter vom Grad qf ausgeführten Prädiktionsfehlerfilter 1-F(z) wird ein
annähernd weißes Signal erzeugt, das dann mit einem festen FIR-Filter D(z) derart gefärbt
wird, daß an dessen Ausgang in guter Näherung das LDS der EDS gemessen werden kann.
Zur Einstellung der Prädiktorkoeffizienten f[k] können der LMS- oder auch der
RLS-Algorithmus eingesetzt werden. Kriterium ist dabei die Minimierung der Leistung des
Ausgangssignals des Prädiktionsfehlerfilters. Wird eine schnelle Konvergenz der ersten Stufe
angestrebt, so sollte der RLS-Algorithmus gewählt werden.
Zur Bestimmung des färbenden Filters D(z) wird zuerst ein fiktives Prädiktionsfehlerfilter
1-W(z) für die EDS mit relativ hohem Grad qw als Lösung der Yule-Walker-Gleichungen ermittelt.
Wenn weder Rauschen noch ISI vorhanden sind und qw = qf gilt, sind die berechneten
Koeffizienten identisch mit denen des Filters 1-F(z) nach abgeschlossener Adaption.
Das fiktive Filter 1-W(z) würde aus der EDS eine annähernd weiße Sequenz erzeugen. Als
färbendes Filter D(z) eignet sich nun das inverse System 1/1-W(z). Da das fiktive Filter 1-W(z)
minimalphasig und monisch ist, was generell für über die Yule-Walker-Gleichungen
berechnete Prädiktionsfehlerfilter gilt, kann dieses inverse System ebenfalls durch ein
kausales, minimalphasiges und monisches FIR-System approximiert werden. Die Yule-Walker-
Gleichungen werden nun zur Bestimmung des färbenden Filters D(z) ein zweites Mal
angewendet, und zwar mit der Zielstellung, ein Signal, das als AKF die Filter-AKF von 1-W(z)
hat, möglichst weiß zu machen. Das färbende Filter D(z) hängt nur vom fest gewählten
Vorcodierer ab. Es kann daher berechnet und fest eingestellt werden.
Durch das angegebene Vorgehen ist garantiert, daß sich ein minimalphasiges Filter D(z)
ergibt. Da auch das Prädiktionsfehlerfilter 1-F(z) nach Konvergenz minimalphasig ist,
resultiert eine minimalphasige Gesamtübertragungsfunktion des Betragsentzerrers. Diese
Eigenschaft ist vorteilhaft für die anschließende Phasenentzerrung, da der Phasengang der zu
entzerrenden Übertragungsfunktion und damit auch der des inversen Systems bei der hier
betrachteten Anwendung näher am Phasengang eines minimalphasigen als an dem eines
maximalphasigen Systems liegt. Damit ist gewährleistet, daß die verbleibenden
Phasenverzerrungen nach der Betragsentzerrung nicht zu stark sind. Nach dem Filter D(z)
kann für eine vollständige Betragsentzerrung noch eine Korrektur mit einem Faktor √Ic[k]I
vorgenommen werden, der adaptiv derart eingestellt wird, daß die Leistungen von u[k] und v[k]
übereinstimmen. Dabei ist u[k] das Ausgangssignal der AGC (Automatic Gain Control).
Die Betragsentzerrung wird mit einem einzigen Filter vorgenommen, dessen Koeffizienten
adaptiv derart eingestellt werden, daß die gewünschte AKF der EDS direkt im Ausgang dieses
Filters vorliegt, bis auf einen zulässigen Faktor, der wieder durch die AGC beseitigt werden
kann. Ein Algorithmus, mit dem dies möglich ist, wird im folgenden beschrieben, wobei wieder
die Struktur nach Fig. 2 vorausgesetzt wird, allerdings ohne färbendes Filter D(z).
Der (zeitabhängige) Koeffizientenvektor zu F(z),
f[k] = [f1[k] f2[k] . . . fq [k]]T,
wobei im Gegensatz zur bisherigen Darstellung die Koeffizientennummer nun als Index
erscheint, wird rekursiv aktualisiert gemäß
f[k+1] = f[k] - µr (lp[k]l2 ϕ - p[k]s[k]).
Dabei bezeichnet p[k] das Ausgangssignal von 1-F(z), s[k] einen Vektor mit den qr letzten
Ausgangswerten,
s[k] = [p[k-1] p[k-2]. . . p[k-qf]]T,
und ϕ einen Vektor mit den gewünschten (normierten) AKF-Werten des Filterausgangssignals,
Die für eine Basisbandübertragung gültige Gleichung f[k+1] kann leicht für eine modulierte
Übertragung, d. h. für komplexwertige Signale, modifiziert werden. Die ersten qf + 1 AKF-Werte
von p[k] und v[k] stimmen nach Konvergenz bis auf einen Faktor überein, was bei nicht zu
geringem qf hinreichend für eine näherungsweise komplette Übereinstimmung der AKF-Folgen
ist. Der verbleibende Faktor kann anschließend wie oben schon erwähnt mit einer AGC
korrigiert werden.
Nach Konvergenz des Verfahrens ist eine Betragsentzerrung gewährleistet. Obwohl das
Verfahren einen Gradientenabstieg durchführt, resultiert bei der Anwendung zur
Restinterferenzentzerrung eine relativ schnelle Konvergenz, da mit dem Prädiktionsfehlerfilter
1-F(z) im Gegensatz zum vorherigen Abschnitt nur die durch den Kanal erzeugte Korrelation,
nicht aber die in der EDS enthaltene beseitigt werden soll.
Nach der Betragsentzerrung wird zur Beseitigung der nach der ersten Stufe noch im Signal
verbliebenen ISI, die hauptsächlich durch Phasenverzerrungen bedingt sind, eine
Phasenentzerrung durchgeführt. Dazu wird ein echt blindes Verfahren eingesetzt, mit dem ein
weiteres FIR-Filter G(z) adaptiert wird. Dieser zweite Adaptionsprozeß wird erst nach
Konvergenz der ersten Stufe gestartet. Dadurch wird eine negative Beeinflussung des zweiten
Prozesses durch den ersten verhindert. Hier wird mit Vorteil der Sato-Algorithmus gewählt, und
zwar eine nach einem Vorschlag von Benveniste modifizierte Variante, mit der während der
Adaption ein gradueller Übergang zum DDLMS-Algorithmus erfolgt, was zu einer reduzierten
Leistung des Fehlersignals im stationären Zustand führt.
Simulationen haben ergeben, daß die Phasenentzerrung in der zweiten Entzerrerstufe bei
vorgeschalteter Betragsentzerrung auch dann konvergiert, wenn, bedingt durch eine große
Kabellänge, ein sehr niedriges SNR vorliegt. Die Korrelation in der EDS wirkt sich aufgrund der
durch die erste Stufe drastisch verringerten ISI ebenfalls nicht negativ aus. Nach Konvergenz
wird die Adaption weitergeführt, um langsamen Kanaländerungen nachfolgen zu können. Die
Koeffizienten des Prädiktionsfilters F(z) zur Betragsentzerrung dagegen können ab dem
Beginn der Phasenentzerrung festgehalten werden.
Durch eine Modifikation der Empfängerstruktur kann die Leistungsfähigkeit des Verfahrens
unempfindlich gegenüber einem Fehler in der Abtastphase gemacht werden. Dazu kann eine
aus Fig. 3 ersichtliche Empfängerstruktur verwendet werden:
Nach Abtastung des Signals am Ausgang des ONF HR(f, lo) im T/2-Abstand mit Abtastphase T
werden die Empfangswerte alternierend zwei getrennten Zweigen einer Filterbank zur
Weiterverarbeitung zugeführt. Damit resultieren zwei T-spaced-Teilkanäle, deren
Abtastphasen um T/2 gegeneinander versetzt sind. Eine Untersuchung des Verlaufes des
SNR in beiden Teilkanälen nach Entzerrung mit jeweils dem optimalen linearen Entzerrer
zeigt, daß bei beliebiger Phase bei der T/2-Abtastung zumindest einer der beiden T-spaced-
Teilkanäle eine auf nahezu maximales SNR führende Lage hat. Es wird vorgeschlagen, in
beiden Kanälen jeweils eine separate blinde Entzerrung durchzuführen. Damit können aus der
Literatur bekannte Konvergenzprobleme bei blinder T/2-spaced-Entzerrung vermieden
werden. In den Teilkanälen wird wieder das Verfahren mit getrennter Betrags- und
Phasenentzerrung eingesetzt. Nach Konvergenz wird das Ausgangssignal des besseren
Zweiges der Filterbank für die nachfolgende Decodierung ausgewählt. Dies kann z. B. über
den Vergleich der zeitlich gemittelten quadrierten Fehlersignale der beiden blinden
Entzerreralgorithmen in den Teilkanälen erfolgen.
Claims (10)
1. Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung, bei welchem digitale Signale sendeseitig
mit einem festen Vorcodierer vorcodiert werden und bei welchem die Signale
empfangsseitig durch Blindentzerrung zurückgewonnen werden, dadurch gekennzeichnet,
daß die Blindentzerrung in eine Betragsentzerrung und in eine nachfolgende
Phasenentzerrung aufgeteilt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale zunächst codiert
werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorcodierung durch
Dynamics Shaping modifiziert wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Begrenzung der Dynamik der effektiven Sendesignale durchgeführt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Betragsentzerrung zunächst ein weißes Signal erzeugt wird, das anschließend gefärbt
wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Erzeugung des weißen Signals ein Prädiktionsfehlerfilter eingesetzt wird und daß das
weiße Signal anschließend einem festen FIR-Filter aufgegeben wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Betragsentzerrung die Korrelationsfolge direkt eingestellt wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Phasenentzerrung der Sato-Algorithmus eingesetzt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die
Blindenentzerrung in mindestens zwei getrennten Kanälen parallel zueinander
durchgeführt wird.
10. Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9 zur leitungsgebundenen
digitalen Nachrichtenübertragung.
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CA002250257A CA2250257A1 (en) | 1997-11-03 | 1998-11-02 | Method for digital transmission of information |
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- 1998-08-07 DE DE19835760A patent/DE19835760A1/de not_active Withdrawn
- 1998-10-15 DE DE59812851T patent/DE59812851D1/de not_active Expired - Fee Related
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