ES2241107T3 - Metodo para la transmision digital de informacion. - Google Patents

Abstract

SE DESCRIBE UN PROCEDIMIENTO PARA LA TRANSMISION DIGITAL DE NOTICIAS POR HILO EN EL QUE LAS SEÑALES DIGITALES SE PRECODIFICAN EN LA EMISORA CON UN PRECODIFICADOR FIJO, Y SE RECUPERAN EN LA RECEPCION MEDIANTE ALISADO CIEGO. EL ALISADO CIEGO SE SUBDIVIDE EN UN ALISADO DE MAGNITUD SEGUIDO DE UN ALISADO DE FASE.

Description

Método para la transmisión digital de información.

La invención se refiere a un procedimiento para la transmisión digital de mensajes por cable, en el que las señales digitales se precodifican en la emisora con un precodificador fijo y el que las señales se recuperan en el receptor mediante ecualización ciega (revista americana "IEEE Journal an Selected Areas in Communications", vol. SAC-13, diciembre 1995, páginas 1622 a 1633).

Este procedimiento se puede utilizar tanto en la transmisión de mensajes por cable como también en la transmisión por radio. El principal campo de aplicación es la transmisión por cable a la que van a hacer referencia las ejecuciones que siguen a continuación sin que por esto se restrinja la validez general.

Los procedimientos de transmisión digital rápida a través de cable de cobre en los cuales varios o muchísimos conductores de dos hilos (es decir dos conductores) están situados uno junto al otro son actualmente de gran interés puesto que en un futuro próximo con ellos se puede introducir un gran número de servicios digitales nuevos. Además, con ello será posible una transición gradual a las redes de fibra óptica. Para ello se ha de tender una longitud de cable lo más grande posible ya que por motivos económicos se debe renunciar lo más posible al empleo de amplificadores intermedios en el trayecto desde el centro de comunicaciones hasta el abonado.

En la transmisión por cable de señales mediante técnicas de comunicación se originan interferencias entre símbolos (ISI) por la amortiguación y las distorsiones que provoca el canal. Para la eliminación de las ISI en la transmisión digital de mensajes se ha demostrado como muy eficaz una ecualización con retroalimentación de la decisión (Decision-Feedback-Equalization, DFE).

Este procedimiento tiene una elevada capacidad de conducción con una pequeña complejidad. Sin embargo cuando se utiliza DFE no es posible combinación directa con modulación codificada, puesto que en el filtro de realimentación de la DFE se necesitan decisiones inmediatas acerca de las señales enviadas. Una solución de este problema está explicada por Tomlinson (revista americana "Electronics Letters", vol. 7, marzo 1971, páginas 138 y 139) o por Harashima/Miyakawa (revista americana lEEE "Transactions on Communications", vol. COM-20, agosto 1972, páginas 774 a 780). Por ello el filtro de realimentación de la DFE se traslada a la emisora. Adicionalmente se introduce un módulo de operación para la limitación de la amplitud. Este procedimiento se denomina como precodificación Tomlinson-Harashima (THP). Desde luego exige una transmisión con unas óptimas mensajes del estado de los canales THP en la emisora que tienen que ser transmitidas a través de un canal de realimentación. Esto requiere protocolos complejos en la construcción de la conexión para evitar un bloqueo mutuo de las dos direcciones de transmisión. Además, no en todas las aplicaciones está disponible un canal de realimentación.

Para evadir este problema se sabe por la revista americana mencionada al principio que hay que instalar un precodificador. De este modo se facilita visiblemente el establecimiento del enlace. Sin embargo por la subóptima precodificación se originan interferencias residuales que han de ser ecualizadas linealmente en el receptor. La adaptación del ecualizador lineal para las interferencias residuales se realiza por ello a ciegas, es decir sin el empleo de una secuencia de entrenamiento. Sin embargo, en un sistema con THP no es posible en principio una ecualización a ciegas en el ciclo de símbolos, puesto que la señal que aquí se va a reconstruir está distribuida con gran aproximación en forma gaussiana discreta. Por tanto, con una limitación de la dinámica de la señal de emisión efectiva se lleva a cabo una modificación de la precodificación que conduce a señales con una estadística más favorable. Un procedimiento de este tipo es por ejemplo el "Dynamics Shaping" (DS). Con el DS es posible una ecualización a ciegas, manteniendo o incluso aumentando la elevada eficiencia en cuanto a potencia del THP. En esa revista americana se establece además que en la transmisión con DS no codificada se puede emplear un sencillo procedimiento estándar para la ecualización a ciegas, el Sato-Algorithmus (revista americana lEEE "Transactions on Communications", vol. COM-23 junio 1975, páginas 679 a 682).

La invención tiene como tarea básica perfeccionar de tal manera el procedimiento descrito al principio que se mejore aún más la ecualización ciega.

Esta tarea queda resuelta según la invención porque la ecualización ciega se divide en una ecualización de valores y una sucesiva ecualización de fases.

Este procedimiento para la transmisión digital de mensajes es fácil de realizar. Además, es de importancia esencial que la señal recuperada en el ecualizador puede estar co-relacionada, al contrario que en los procedimientos conocidos, en los cuales solamente se pueden recuperar señales blancas. Debido a la sólida precodificación y la ecualización ciega en dos etapas, este procedimiento trabaja con una elevada capacidad de conducción. La precodificación está ajustada a una sólida aplicación de referencia, con lo cual no se requiere una transmisión de retorno de la información del estado del canal. Las interferencias residuales que se originan por ello se eliminan mediante ecualización ciega. Para ello se introducen una ecualización de valores y una sucesiva y separada ecualización de fases. La ecualización de valores tiene en cuenta además la correlación presente en la secuencia de envío. Debido a ello es posible una ecualización ciega robusta, incluso en el caso de muy bajo nivel de perturbación en la entrada al ecualizador/ecualizador. Es de particular significación que debido a la ecualización de valores previa se puede utilizar un sencillo algoritmo ciego en la ecualización de fases. Esto conduce a una rápida convergencia, a pesar de fuertes interferencias residuales en la entrada del ecualizador de valores, bajos SNR (Signal to Noise Ratio) y símbolos co-relacionados que han de ser reconstruidos.

Mediante una codificación adicional de las señales, por ejemplo una codificación "Trellis", se puede aumentar claramente la longitud de cabe que se puede tender. Especialmente en este caso se manifiesta ventajosa la ecualización de valores previa a la ecualización de fases separada, puesto que se producen niveles muy bajos de perturbaciones a la entrada del ecualizador.

A continuación se explica como ejemplo de ejecución el procedimiento acorde con la invención con la ayuda de los dibujos.

Se muestran:

Figura 1 un diagrama de bloques de un tramo de transmisión ligado a una línea de conducción.

Figura 2 una ampliación del diagrama de bloques de la figura 1.

Figura 3 una forma de ejecución adicional.

En la descripción siguiente se parte de una transmisión digital de señales o de datos en banda básica. Todas las señales y sistemas se corresponden con valores reales. El procedimiento se describe además para el caso en que en primer lugar se codifican las señales, con preferencia por el método "trellis". Pero con ello no se limita la invención a la codificación adicional.

En primer lugar se codifican los datos binarios de acuerdo con la figura 1 y concretamente en una codificación de canal que produce una secuencia emésima o emaria a[k] \in {\pm1, \pm3, .... \pm (M-1)} de símbolos PAM (PAM = Puls-Amplituden-Modulation). La secuencia a[k] se transforma en una secuencia x[k] de símbolos de canal mediante una precodificación con limitación dinámica. La secuencia x[k] se entrega a un convertidor de impulsos G_{T} (f) y se transmite a través de una línea de dos hilos de un cable de cobre que tiene la longitud l y una función de transmisión H_{k} (f,l). Una perturbación n_{0}(t) en el circuito de comunicación será tomada como de distribución gaussiana. En la transmisión HDSL (High-Rate Digital Subscriber Lines) ésta se compone por ejemplo de diafonías cercanas que provienen de otros muchos sistemas HDSL cuyas señales se transmiten por líneas de dos hilos pertenecientes al mismo cable.

Como filtro de entrada del receptor se instala un filtro (ONF) óptimo Nyquist H_{R}(f,l_{0},) que sin THP en la emisora produciría una señal libre de ISI después de un barrido en el ciclo de símbolos, en tanto que la longitud real de cable coincida con la longitud l_{0} de diseño que se había tomado para la ejecución de la precodificación y del filtro de entrada. Las interferencias residuales se originan en el caso de que l = l_{0}. A este respecto se supone que hasta la longitud l de cable todos los parámetros de las relaciones reales y de la aplicación de referencia son idénticos. Puesto que las diferencias habituales de parámetros se pueden expresar muy bien mediante las equivalentes diferencias de longitud, esto no representa por tanto ninguna restricción sustancial.

Debido a la ecualización lineal realizada por el ONF la señal barrida queda perturbada por el ruido de fondo muy falseado de alta varianza. La reducción del ruido de fondo se puede en este caso realizar mediante un filtro FIR H(z) puesto detrás, el cual tiene la tarea de dejar la perturbación lo más blanca posible (Noise-Whitening-Filter). Los coeficientes de este filtro monístico y de mínimo desfase, siguiendo el requisito de una mínima varianza en el ruido de fondo a la salida del filtro, se pueden calcular mediante las ecuaciones de Yule-Walker. Para tener en cuenta el acoplamiento por contactos en el transmisor presente en la transmisión por cable se puede prescribir además un punto cero de H(z) en DC (z=1) (DC = Direct Current).

Mediante el filtro H(z), cuya señal de salida está designada con r[k], ahora se producen nuevamente ISI cuya eliminación es tarea del precodificador fijo. En el caso de THP se produce la secuencia x[k] de símbolos de canal símbolo a símbolo, de acuerdo con la norma

x[k] = a[k] + 2M. \ d[k] - \sum\limits^{q_{h}}_{k-1} h(k) \ x \ [K - k].

Aquí los símbolos d[k] \in ZZ del módulo de operación designado en THP como h[k] corresponden a los impulsos de respuesta del "Noise-Whitening-Filters" de grado q_{h}.

Para el otro procedimiento se define una secuencia (EDS) de datos efectiva v[k]de acuerdo con v[k] = a[k] + 2M . d[k].

Con ello se produce la secuencia x[k] mediante filtrado de v[k] con el inverso formal de H(z). De ello se deduce que después del filtro H(z) en caso de ausencia de ruido de fondo está de nuevo presente el EDS en tanto que se cumpla que l = l_{0}. Utilizando otra vez un módulo de operación se puede recuperar de él de forma inequívoca la secuencia a[k] de símbolos PAM.

Además, la precodificación se puede modificar de tal manera que se originen señales con una estadística más favorable. Un procedimiento adecuado para ello es el Dynamics Shaping (DS). Con el DS se puede hacer una ecualización ciega, pudiéndose incrementar aún más la alta eficiencia de potencia del THP. Con el DS, la secuencia d[k] no selecciona símbolo a símbolo sino de acuerdo con el criterio de una potencia mínima de envío, mediante la observación de largos periodos de tiempo. Para ello se debe mantener la condición auxiliar | v[k] | \leq V_{max}, siendo V_{max} la amplitud máxima especificada del EDS.

Una observación del espectro de densidad de potencia (LDS) del EDS muestra sin embargo que tanto con THP como también con DS los valores contiguos en el tiempo están fuertemente co-relacionados. Esa correlación, que también con DS requiere un número de etapas del EDS notablemente alto y un bajo SNR en la entrada del ecualizador, impone elevadas exigencias a la ecualización ciega que se realiza en el receptor. Las interferencias residuales se eliminan mediante un ecualizador lineal, el cual reconstruye la EDS v[k] y se adapta sin secuencia de entrenamiento, es decir, a ciegas. Una reconstrucción directa de la secuencia a[k] mediante el ecualizador no es posible debido al módulo de operaciones en el precodificador.

La ecualización ciega se divide en una ecualización de valores y una sucesiva ecualización de fases. Esto conduce, al contrario que en el caso de una estructura de una sola etapa a una mejorada capacidad de conducción de la ecualización ciega. Una estructura equivalente está representada en la figura 2. En ella se encuentran un filtro de predicción F(z) un filtro colorante D(z) y un filtro ecualizador de fases G(z).

En una ecualización de valores convencional, a la salida del ecualizador de valores se fuerza con técnica conocida una señal aproximadamente blanca con mínima varianza. Sin embargo, una señal de salida blanca del ecualizador de valores solamente garantiza la eliminación de las distorsiones de valores cuando también la secuencia de envío tiene un LDS constante. Si este no fuera el caso, entonces hay que modificar de tal manera la ecualización de valores que su señal de salida presente la entonces no constante LDS de la señal que se ha de reconstruir. Para ello se indican a continuación dos procedimientos. El primero produce como magnitud intermedia una señal blanca, que a continuación será adecuadamente coloreada. El segundo ajusta directamente el LDS deseado o la secuencia (AKF) de autocorrelación. Ambos procedimientos están diseñados para señales de emisión correlacionadas.

1. Variante de ecualización de valores

Con un filtro 1-F(z) de predicción realizado como filtro FIR de grado q_{f} se produce una señal aproximadamente blanca que entonces será coloreada de tal forma por un filtro FIR fijo D(z) que a su salida se puede medir con buena aproximación el LDS del EDS. Para el ajuste del coeficiente f[k] de predicción se puede emplear el algoritmo LMS o también el RLS. El criterio para esto es minimizar la potencia de la señal de salida del filtro predictor de fallos. Si se busca una convergencia rápida de la primera etapa entonces se deberá elegir el algoritmo RLS.

Para la determinación del filtro colorante D(z) en primer lugar se obtiene un filtro 1-W(z) de predicción de fallos fictivo para el EDS con un grado q_{w} relativamente alto como solución de las ecuaciones de Yule-Walker. Si no existen ni ruidos de fondo ni ISI y se cumple que q_{w} = q_{f} entonces los coeficientes calculados son idénticos a los del filtro
1-F(z) después de terminada la adaptación.

El filtro 1 - W(z) ficticio produciría una secuencia aproximadamente blanca a partir del EDS. Como filtro D(z) colorante se adecua ahora el sistema inverso \frac{1}{\sqrt{1-W(z)}}. Puesto que el filtro 1-W(z) fictivo es monístico y de fase mínima, lo cual vale como regla general para los filtros de predicción de fallos calculados a través de las ecuaciones de Yule-Walker, también puede aproximarse este sistema inverso mediante un sistema FIR causal, de fase mínima y monístico. Las ecuaciones de Yule-Walker se utilizan entonces por segunda vez para la determinación del filtro D(z) colorante, y concretamente con el objetivo de hacer lo más blanca posible una señal que tiene el filtro AKF de 1-W(z) como AKF. El filtro D(z) colorante depende solamente del precodificador fijo elegido. Se puede por tanto calcular y ajustar de modo estable.

Mediante la forma de proceder indicada está garantizado que se produce un filtro D(z) de fase mínima. Puesto que el filtro de fallos de predicción 1 - F(z) también es de fase mínima hacia la convergencia resulta una función de transmisión completa de fase mínima del ecualizador de valores. Esta propiedad es ventajosa para la sucesiva o siguiente ecualización de fases, ya que la característica de la respuesta de fase de la función de transmisión que se ha de ecualizar y con ello también la del sistema inverso en el empleo aquí contemplado se sitúa más cercana a la característica de la respuesta de fase de un sistema de fase mínima que a la de un sistema de fase máxima. Con ello está garantizado que las distorsiones de fase que permanezcan después de la ecualización de valores no sean demasiado fuertes. Después del filtro D(z) y para una ecualización de valores completa se puede realizar todavía una corrección con un factor \sqrt{Ic(k)I}, que se ajustará adaptativamente de tal manera que coincidan las potencias de u[k] y v[k]. Al mismo tiempo, u[k] es la señal de salida del AGC (Automatic Gain Control).

2. Variante de ecualización de valores

La ecualización de valores se realiza con un único filtro cuyos coeficientes se ajustan adaptativamente de tal manera que el deseado AKF del EDS aparece directamente a la salida de dicho filtro hasta un factor admisible que de nuevo se tiene que eliminar mediante el AGC. A continuación se describe un algoritmo con el cual es posible esto, dando por supuesta nuevamente la estructura de la figura 2, no obstante sin filtro D(z) coloreante.

El vector de coeficientes (dependiente del tiempo) para F(z),

f[k] = [f_{1} \ [k]

\hskip0.5cm

f_{2} \ [k] \ ... \ f_{q} \ [k]] ^{T},

en donde al contrario que en la representación hasta ahora disponible los números de coeficientes ahora aparecen como índices, se actualiza en forma recurrente de acuerdo con

f [k+1] = f [k] - \mu_{f} (Ip \ [k]^{2} \varphi - p[k]s[k]).

Además p[k] designa la señal de salida de 1-F(z), s[k] un vector con los últimos valores q_{f} de salida,

s[k] = [p[k-1] \ p[k-2] \ ... \ p[k-q_{f}]]^{T},

y \varphi un vector con los valores AKF deseados (prescritos por la norma) de la señal de salida del filtro,

\varphi = \left[\frac{\varphi_{vv} [1] \varphi_{vv} [2]}{ \varphi_{vv} [0] \varphi_{vv} [0]}........ \frac{\varphi_{vv} [q_{f}]}{\varphi_{vv} [o]} \right]^{T}

La ecuación f [k+1] válida para una transmisión de banda básica se puede modificar fácilmente para una transmisión modulada, esto es, para señales complejas. Los primeros q_{f}+ 1 valores AKF de p[k] y v[k] coinciden después de la convergencia hasta un factor lo que en el caso de un q_{f} no demasiado pequeño es suficiente para una coincidencia completa aproximada de las secuencias AKF. El factor resultante puede corregirse a continuación con un AGC como ya se ha mencionado antes.

Después de la convergencia del procedimiento está garantizada una ecualización de valores. Aunque el procedimiento realiza un descenso del gradiente, con el empleo de la ecualización de las interferencias residuales resulta una relativamente rápida convergencia puesto que con el filtro 1 - F(z) de predicción de fallos, al contrario que en el tramo anterior, solamente se tiene que eliminar la correlación producida a través del canal, pero no la contenida en el EDS.

Después de la ecualización de valores, para la eliminación de las ISI que aún permanecen en la señal tras la primera etapa, que principalmente están condicionadas por las distorsiones de fase, se lleva a cabo una ecualización de fases. Para ello se utiliza un procedimiento auténticamente ciego, con el que se adapta otro filtro FIR G(z). Este segundo proceso de adaptación solamente se pondrá en marcha después de la convergencia de la primera etapa. De esta forma se evita que el segundo proceso se vea influenciado negativamente por el primero. Aquí es ventajoso elegir el algoritmo Sato, y concretamente una variante modificada de acuerdo con una propuesta de Benveniste, con lo cual, durante la adaptación se produce una transición gradual hacia el algoritmo DDLMS, lo que conduce a potencia reducida de la señal de error en el estado estacionario.

Las simulaciones han demostrado que la ecualización de fases en la segunda etapa de ecualización con una ecualización de valores antepuesta, también converge cuando está presente un SNR muy bajo provocado por una gran longitud de cable. La correlación en el EDS tampoco se ve afectada negativamente debido al drásticamente reducido ISI mediante la primera etapa. Después de la convergencia se continúa con la adaptación a fin de poder seguir las lentas modificaciones del canal. En cambio, los coeficientes del filtro F(z) predictor para la ecualización de valores pueden mantenerse desde el comienzo de la ecualización de fases.

Mediante la modificación de la estructura de recepción se puede hacer que la capacidad de conducción del procedimiento sea insensible frente a un fallo en la fase de exploración. Para ello se puede utilizar la estructura de recepción que aparece en la figura 3:

Tras el barrido de la señal a la salida del ONF H_{R}(f,I_{0}) en la separación T/2 con fase de barrido \tau los valores recibidos se introducen alternadamente en dos ramas separadas de un banco de filtros para tratamiento subsiguiente. Con ello resultan dos canales parciales distanciados en T cuyas fases de barrido están desplazadas entre sí en T/2. Un análisis del recorrido del SNR en el interior de ambos canales parciales después de la ecualización con sendos equalizadores lineales óptimos nos muestra que en cualquier fase durante el barrido T/2 al menos uno de los dos canales parciales distanciados en T tiene una posición dominante en el SNR casi máximo. Se propone realizar una ecualización ciega por separado en cada uno de los dos canales. Con ello se pueden evitar los problemas de convergencia conocidos a través de las publicaciones en la ecualización ciega distanciada en T/2. En los canales parciales se utiliza de nuevo por separado el procedimiento con ecualización de valores y de fases. Después de la convergencia se elige la señal de salida de la rama mejor del banco de filtros para la siguiente descodificación. Esto puede tener lugar por ejemplo a través de la comparación de los cuadrados de las señales de fallo promediadas en función del tiempo de los dos algoritmos de ecualización ciega en los canales parciales.

Claims (10)

1. Procedimiento para la transmisión digital de mensajes, en el que las señales digitales se precodifican en la emisora mediante un precodificador fijo, y en el que las señales se recuperan en el receptor mediante ecualización ciega, caracterizado porque la ecualización ciega se divide en una ecualización de valores y una sucesiva ecualización de fases.

2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque en primer lugar se codifican las señales.

3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2, caracterizado porque la precodificación se modifica mediante Dynamics Shaping (configuración de la dinámica).

4. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque se realiza una limitación de la dinámica de la señal de emisión efectiva.

5. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque para la ecualización de valores en primer lugar se genera una señal blanca que a continuación se colorea.

6. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque para la producción de la señal blanca se utiliza un filtro de fallos de predicción y porque la señal blanca se entrega a continuación a un filtro FIR fijo.

7. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque para la ecualización de valores se ajusta directamente la secuencia de correlación.

8. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 7, caracterizado porque para la ecualización de fases se utiliza el algoritmo Sato.

9. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque la ecualización ciega se realiza en al menos dos canales separados paralelos entre sí.

10. Utilización del procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 9 para la transmisión digital de mensajes por cable.