ES2241107T3 - Metodo para la transmision digital de informacion. - Google Patents
Metodo para la transmision digital de informacion.Info
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Abstract
SE DESCRIBE UN PROCEDIMIENTO PARA LA TRANSMISION DIGITAL DE NOTICIAS POR HILO EN EL QUE LAS SEÑALES DIGITALES SE PRECODIFICAN EN LA EMISORA CON UN PRECODIFICADOR FIJO, Y SE RECUPERAN EN LA RECEPCION MEDIANTE ALISADO CIEGO. EL ALISADO CIEGO SE SUBDIVIDE EN UN ALISADO DE MAGNITUD SEGUIDO DE UN ALISADO DE FASE.
Description
Método para la transmisión digital de
información.
La invención se refiere a un procedimiento para
la transmisión digital de mensajes por cable, en el que las señales
digitales se precodifican en la emisora con un precodificador fijo
y el que las señales se recuperan en el receptor mediante
ecualización ciega (revista americana "IEEE Journal an Selected
Areas in Communications", vol. SAC-13, diciembre
1995, páginas 1622 a 1633).
Este procedimiento se puede utilizar tanto en la
transmisión de mensajes por cable como también en la transmisión por
radio. El principal campo de aplicación es la transmisión por cable
a la que van a hacer referencia las ejecuciones que siguen a
continuación sin que por esto se restrinja la validez general.
Los procedimientos de transmisión digital rápida
a través de cable de cobre en los cuales varios o muchísimos
conductores de dos hilos (es decir dos conductores) están situados
uno junto al otro son actualmente de gran interés puesto que en un
futuro próximo con ellos se puede introducir un gran número de
servicios digitales nuevos. Además, con ello será posible una
transición gradual a las redes de fibra óptica. Para ello se ha de
tender una longitud de cable lo más grande posible ya que por
motivos económicos se debe renunciar lo más posible al empleo de
amplificadores intermedios en el trayecto desde el centro de
comunicaciones hasta el abonado.
En la transmisión por cable de señales mediante
técnicas de comunicación se originan interferencias entre símbolos
(ISI) por la amortiguación y las distorsiones que provoca el canal.
Para la eliminación de las ISI en la transmisión digital de
mensajes se ha demostrado como muy eficaz una ecualización con
retroalimentación de la decisión
(Decision-Feedback-Equalization,
DFE).
Este procedimiento tiene una elevada capacidad de
conducción con una pequeña complejidad. Sin embargo cuando se
utiliza DFE no es posible combinación directa con modulación
codificada, puesto que en el filtro de realimentación de la DFE se
necesitan decisiones inmediatas acerca de las señales enviadas. Una
solución de este problema está explicada por Tomlinson (revista
americana "Electronics Letters", vol. 7, marzo 1971, páginas
138 y 139) o por Harashima/Miyakawa (revista americana lEEE
"Transactions on Communications", vol. COM-20,
agosto 1972, páginas 774 a 780). Por ello el filtro de
realimentación de la DFE se traslada a la emisora. Adicionalmente
se introduce un módulo de operación para la limitación de la
amplitud. Este procedimiento se denomina como precodificación
Tomlinson-Harashima (THP). Desde luego exige una
transmisión con unas óptimas mensajes del estado de los canales THP
en la emisora que tienen que ser transmitidas a través de un canal
de realimentación. Esto requiere protocolos complejos en la
construcción de la conexión para evitar un bloqueo mutuo de las dos
direcciones de transmisión. Además, no en todas las aplicaciones
está disponible un canal de realimentación.
Para evadir este problema se sabe por la revista
americana mencionada al principio que hay que instalar un
precodificador. De este modo se facilita visiblemente el
establecimiento del enlace. Sin embargo por la subóptima
precodificación se originan interferencias residuales que han de ser
ecualizadas linealmente en el receptor. La adaptación del
ecualizador lineal para las interferencias residuales se realiza
por ello a ciegas, es decir sin el empleo de una secuencia de
entrenamiento. Sin embargo, en un sistema con THP no es posible en
principio una ecualización a ciegas en el ciclo de símbolos, puesto
que la señal que aquí se va a reconstruir está distribuida con gran
aproximación en forma gaussiana discreta. Por tanto, con una
limitación de la dinámica de la señal de emisión efectiva se lleva a
cabo una modificación de la precodificación que conduce a señales
con una estadística más favorable. Un procedimiento de este tipo es
por ejemplo el "Dynamics Shaping" (DS). Con el DS es posible
una ecualización a ciegas, manteniendo o incluso aumentando la
elevada eficiencia en cuanto a potencia del THP. En esa revista
americana se establece además que en la transmisión con DS no
codificada se puede emplear un sencillo procedimiento estándar para
la ecualización a ciegas, el Sato-Algorithmus
(revista americana lEEE "Transactions on Communications", vol.
COM-23 junio 1975, páginas 679 a 682).
La invención tiene como tarea básica perfeccionar
de tal manera el procedimiento descrito al principio que se mejore
aún más la ecualización ciega.
Esta tarea queda resuelta según la invención
porque la ecualización ciega se divide en una ecualización de
valores y una sucesiva ecualización de fases.
Este procedimiento para la transmisión digital de
mensajes es fácil de realizar. Además, es de importancia esencial
que la señal recuperada en el ecualizador puede estar
co-relacionada, al contrario que en los
procedimientos conocidos, en los cuales solamente se pueden
recuperar señales blancas. Debido a la sólida precodificación y la
ecualización ciega en dos etapas, este procedimiento trabaja con
una elevada capacidad de conducción. La precodificación está
ajustada a una sólida aplicación de referencia, con lo cual no se
requiere una transmisión de retorno de la información del estado
del canal. Las interferencias residuales que se originan por ello
se eliminan mediante ecualización ciega. Para ello se introducen
una ecualización de valores y una sucesiva y separada ecualización
de fases. La ecualización de valores tiene en cuenta además la
correlación presente en la secuencia de envío. Debido a ello es
posible una ecualización ciega robusta, incluso en el caso de muy
bajo nivel de perturbación en la entrada al
ecualizador/ecualizador. Es de particular significación que debido
a la ecualización de valores previa se puede utilizar un sencillo
algoritmo ciego en la ecualización de fases. Esto conduce a una
rápida convergencia, a pesar de fuertes interferencias residuales en
la entrada del ecualizador de valores, bajos SNR (Signal to Noise
Ratio) y símbolos co-relacionados que han de ser
reconstruidos.
Mediante una codificación adicional de las
señales, por ejemplo una codificación "Trellis", se puede
aumentar claramente la longitud de cabe que se puede tender.
Especialmente en este caso se manifiesta ventajosa la ecualización
de valores previa a la ecualización de fases separada, puesto que
se producen niveles muy bajos de perturbaciones a la entrada del
ecualizador.
A continuación se explica como ejemplo de
ejecución el procedimiento acorde con la invención con la ayuda de
los dibujos.
Se muestran:
Figura 1 un diagrama de bloques de un tramo de
transmisión ligado a una línea de conducción.
Figura 2 una ampliación del diagrama de bloques
de la figura 1.
Figura 3 una forma de ejecución adicional.
En la descripción siguiente se parte de una
transmisión digital de señales o de datos en banda básica. Todas las
señales y sistemas se corresponden con valores reales. El
procedimiento se describe además para el caso en que en primer lugar
se codifican las señales, con preferencia por el método
"trellis". Pero con ello no se limita la invención a la
codificación adicional.
En primer lugar se codifican los datos binarios
de acuerdo con la figura 1 y concretamente en una codificación de
canal que produce una secuencia emésima o emaria a[k] \in
{\pm1, \pm3, .... \pm (M-1)} de símbolos PAM
(PAM = Puls-Amplituden-Modulation).
La secuencia a[k] se transforma en una secuencia x[k]
de símbolos de canal mediante una precodificación con limitación
dinámica. La secuencia x[k] se entrega a un convertidor de
impulsos G_{T} (f) y se transmite a través de una línea de dos
hilos de un cable de cobre que tiene la longitud l y una función de
transmisión H_{k} (f,l). Una perturbación n_{0}(t) en el
circuito de comunicación será tomada como de distribución gaussiana.
En la transmisión HDSL (High-Rate Digital Subscriber
Lines) ésta se compone por ejemplo de diafonías cercanas que
provienen de otros muchos sistemas HDSL cuyas señales se transmiten
por líneas de dos hilos pertenecientes al mismo cable.
Como filtro de entrada del receptor se instala un
filtro (ONF) óptimo Nyquist H_{R}(f,l_{0},) que sin THP
en la emisora produciría una señal libre de ISI después de un
barrido en el ciclo de símbolos, en tanto que la longitud real de
cable coincida con la longitud l_{0} de diseño que se había tomado
para la ejecución de la precodificación y del filtro de entrada.
Las interferencias residuales se originan en el caso de que l =
l_{0}. A este respecto se supone que hasta la longitud l de cable
todos los parámetros de las relaciones reales y de la aplicación de
referencia son idénticos. Puesto que las diferencias habituales de
parámetros se pueden expresar muy bien mediante las equivalentes
diferencias de longitud, esto no representa por tanto ninguna
restricción sustancial.
Debido a la ecualización lineal realizada por el
ONF la señal barrida queda perturbada por el ruido de fondo muy
falseado de alta varianza. La reducción del ruido de fondo se puede
en este caso realizar mediante un filtro FIR H(z) puesto
detrás, el cual tiene la tarea de dejar la perturbación lo más
blanca posible
(Noise-Whitening-Filter). Los
coeficientes de este filtro monístico y de mínimo desfase,
siguiendo el requisito de una mínima varianza en el ruido de fondo a
la salida del filtro, se pueden calcular mediante las ecuaciones de
Yule-Walker. Para tener en cuenta el acoplamiento
por contactos en el transmisor presente en la transmisión por cable
se puede prescribir además un punto cero de H(z) en DC (z=1)
(DC = Direct Current).
Mediante el filtro H(z), cuya señal de
salida está designada con r[k], ahora se producen nuevamente
ISI cuya eliminación es tarea del precodificador fijo. En el caso
de THP se produce la secuencia x[k] de símbolos de canal
símbolo a símbolo, de acuerdo con la norma
x[k] =
a[k] + 2M. \ d[k] -
\sum\limits^{q_{h}}_{k-1} h(k) \ x \ [K -
k].
Aquí los símbolos d[k] \in ZZ del módulo
de operación designado en THP como h[k] corresponden a los
impulsos de respuesta del
"Noise-Whitening-Filters" de
grado q_{h}.
Para el otro procedimiento se define una
secuencia (EDS) de datos efectiva v[k]de acuerdo con
v[k] = a[k] + 2M . d[k].
Con ello se produce la secuencia x[k]
mediante filtrado de v[k] con el inverso formal de
H(z). De ello se deduce que después del filtro H(z) en
caso de ausencia de ruido de fondo está de nuevo presente el EDS en
tanto que se cumpla que l = l_{0}. Utilizando otra vez un módulo
de operación se puede recuperar de él de forma inequívoca la
secuencia a[k] de símbolos PAM.
Además, la precodificación se puede modificar de
tal manera que se originen señales con una estadística más
favorable. Un procedimiento adecuado para ello es el Dynamics
Shaping (DS). Con el DS se puede hacer una ecualización ciega,
pudiéndose incrementar aún más la alta eficiencia de potencia del
THP. Con el DS, la secuencia d[k] no selecciona símbolo a
símbolo sino de acuerdo con el criterio de una potencia mínima de
envío, mediante la observación de largos periodos de tiempo. Para
ello se debe mantener la condición auxiliar | v[k] | \leq
V_{max}, siendo V_{max} la amplitud máxima especificada del
EDS.
Una observación del espectro de densidad de
potencia (LDS) del EDS muestra sin embargo que tanto con THP como
también con DS los valores contiguos en el tiempo están fuertemente
co-relacionados. Esa correlación, que también con DS
requiere un número de etapas del EDS notablemente alto y un bajo
SNR en la entrada del ecualizador, impone elevadas exigencias a la
ecualización ciega que se realiza en el receptor. Las
interferencias residuales se eliminan mediante un ecualizador
lineal, el cual reconstruye la EDS v[k] y se adapta sin
secuencia de entrenamiento, es decir, a ciegas. Una reconstrucción
directa de la secuencia a[k] mediante el ecualizador no es
posible debido al módulo de operaciones en el precodificador.
La ecualización ciega se divide en una
ecualización de valores y una sucesiva ecualización de fases. Esto
conduce, al contrario que en el caso de una estructura de una sola
etapa a una mejorada capacidad de conducción de la ecualización
ciega. Una estructura equivalente está representada en la figura 2.
En ella se encuentran un filtro de predicción F(z) un filtro
colorante D(z) y un filtro ecualizador de fases
G(z).
En una ecualización de valores convencional, a la
salida del ecualizador de valores se fuerza con técnica conocida
una señal aproximadamente blanca con mínima varianza. Sin embargo,
una señal de salida blanca del ecualizador de valores solamente
garantiza la eliminación de las distorsiones de valores cuando
también la secuencia de envío tiene un LDS constante. Si este no
fuera el caso, entonces hay que modificar de tal manera la
ecualización de valores que su señal de salida presente la entonces
no constante LDS de la señal que se ha de reconstruir. Para ello se
indican a continuación dos procedimientos. El primero produce como
magnitud intermedia una señal blanca, que a continuación será
adecuadamente coloreada. El segundo ajusta directamente el LDS
deseado o la secuencia (AKF) de autocorrelación. Ambos
procedimientos están diseñados para señales de emisión
correlacionadas.
Con un filtro 1-F(z) de
predicción realizado como filtro FIR de grado q_{f} se produce
una señal aproximadamente blanca que entonces será coloreada de tal
forma por un filtro FIR fijo D(z) que a su salida se puede
medir con buena aproximación el LDS del EDS. Para el ajuste del
coeficiente f[k] de predicción se puede emplear el algoritmo
LMS o también el RLS. El criterio para esto es minimizar la
potencia de la señal de salida del filtro predictor de fallos. Si
se busca una convergencia rápida de la primera etapa entonces se
deberá elegir el algoritmo RLS.
Para la determinación del filtro colorante
D(z) en primer lugar se obtiene un filtro
1-W(z) de predicción de fallos fictivo para
el EDS con un grado q_{w} relativamente alto como solución de las
ecuaciones de Yule-Walker. Si no existen ni ruidos
de fondo ni ISI y se cumple que q_{w} = q_{f} entonces los
coeficientes calculados son idénticos a los del filtro
1-F(z) después de terminada la adaptación.
1-F(z) después de terminada la adaptación.
El filtro 1 - W(z) ficticio produciría una
secuencia aproximadamente blanca a partir del EDS. Como filtro
D(z) colorante se adecua ahora el sistema inverso
\frac{1}{\sqrt{1-W(z)}}. Puesto que el
filtro 1-W(z) fictivo es monístico y de fase
mínima, lo cual vale como regla general para los filtros de
predicción de fallos calculados a través de las ecuaciones de
Yule-Walker, también puede aproximarse este sistema
inverso mediante un sistema FIR causal, de fase mínima y monístico.
Las ecuaciones de Yule-Walker se utilizan entonces
por segunda vez para la determinación del filtro D(z)
colorante, y concretamente con el objetivo de hacer lo más blanca
posible una señal que tiene el filtro AKF de
1-W(z) como AKF. El filtro D(z)
colorante depende solamente del precodificador fijo elegido. Se
puede por tanto calcular y ajustar de modo estable.
Mediante la forma de proceder indicada está
garantizado que se produce un filtro D(z) de fase mínima.
Puesto que el filtro de fallos de predicción 1 - F(z)
también es de fase mínima hacia la convergencia resulta una función
de transmisión completa de fase mínima del ecualizador de valores.
Esta propiedad es ventajosa para la sucesiva o siguiente
ecualización de fases, ya que la característica de la respuesta de
fase de la función de transmisión que se ha de ecualizar y con ello
también la del sistema inverso en el empleo aquí contemplado se
sitúa más cercana a la característica de la respuesta de fase de un
sistema de fase mínima que a la de un sistema de fase máxima. Con
ello está garantizado que las distorsiones de fase que permanezcan
después de la ecualización de valores no sean demasiado fuertes.
Después del filtro D(z) y para una ecualización de valores
completa se puede realizar todavía una corrección con un factor
\sqrt{Ic(k)I}, que se ajustará adaptativamente de
tal manera que coincidan las potencias de u[k] y
v[k]. Al mismo tiempo, u[k] es la señal de salida del
AGC (Automatic Gain Control).
La ecualización de valores se realiza con un
único filtro cuyos coeficientes se ajustan adaptativamente de tal
manera que el deseado AKF del EDS aparece directamente a la salida
de dicho filtro hasta un factor admisible que de nuevo se tiene que
eliminar mediante el AGC. A continuación se describe un algoritmo
con el cual es posible esto, dando por supuesta nuevamente la
estructura de la figura 2, no obstante sin filtro D(z)
coloreante.
El vector de coeficientes (dependiente del
tiempo) para F(z),
f[k] =
[f_{1} \ [k]
\hskip0.5cmf_{2} \ [k] \ ... \ f_{q} \ [k]] ^{T},
en donde al contrario que en la
representación hasta ahora disponible los números de coeficientes
ahora aparecen como índices, se actualiza en forma recurrente de
acuerdo
con
f [k+1] = f
[k] - \mu_{f} (Ip \ [k]^{2} \varphi -
p[k]s[k]).
Además p[k] designa la señal de salida de
1-F(z), s[k] un vector con los
últimos valores q_{f} de salida,
s[k] =
[p[k-1] \ p[k-2] \ ...
\
p[k-q_{f}]]^{T},
y \varphi un vector con los
valores AKF deseados (prescritos por la norma) de la señal de
salida del
filtro,
\varphi =
\left[\frac{\varphi_{vv} [1] \varphi_{vv} [2]}{ \varphi_{vv} [0]
\varphi_{vv} [0]}........ \frac{\varphi_{vv} [q_{f}]}{\varphi_{vv}
[o]}
\right]^{T}
La ecuación f [k+1] válida para una transmisión
de banda básica se puede modificar fácilmente para una transmisión
modulada, esto es, para señales complejas. Los primeros q_{f}+ 1
valores AKF de p[k] y v[k] coinciden después de la
convergencia hasta un factor lo que en el caso de un q_{f} no
demasiado pequeño es suficiente para una coincidencia completa
aproximada de las secuencias AKF. El factor resultante puede
corregirse a continuación con un AGC como ya se ha mencionado
antes.
Después de la convergencia del procedimiento está
garantizada una ecualización de valores. Aunque el procedimiento
realiza un descenso del gradiente, con el empleo de la ecualización
de las interferencias residuales resulta una relativamente rápida
convergencia puesto que con el filtro 1 - F(z) de predicción
de fallos, al contrario que en el tramo anterior, solamente se
tiene que eliminar la correlación producida a través del canal,
pero no la contenida en el EDS.
Después de la ecualización de valores, para la
eliminación de las ISI que aún permanecen en la señal tras la
primera etapa, que principalmente están condicionadas por las
distorsiones de fase, se lleva a cabo una ecualización de fases.
Para ello se utiliza un procedimiento auténticamente ciego, con el
que se adapta otro filtro FIR G(z). Este segundo proceso de
adaptación solamente se pondrá en marcha después de la convergencia
de la primera etapa. De esta forma se evita que el segundo proceso
se vea influenciado negativamente por el primero. Aquí es ventajoso
elegir el algoritmo Sato, y concretamente una variante modificada
de acuerdo con una propuesta de Benveniste, con lo cual, durante la
adaptación se produce una transición gradual hacia el algoritmo
DDLMS, lo que conduce a potencia reducida de la señal de error en el
estado estacionario.
Las simulaciones han demostrado que la
ecualización de fases en la segunda etapa de ecualización con una
ecualización de valores antepuesta, también converge cuando está
presente un SNR muy bajo provocado por una gran longitud de cable.
La correlación en el EDS tampoco se ve afectada negativamente debido
al drásticamente reducido ISI mediante la primera etapa. Después de
la convergencia se continúa con la adaptación a fin de poder seguir
las lentas modificaciones del canal. En cambio, los coeficientes
del filtro F(z) predictor para la ecualización de valores
pueden mantenerse desde el comienzo de la ecualización de
fases.
Mediante la modificación de la estructura de
recepción se puede hacer que la capacidad de conducción del
procedimiento sea insensible frente a un fallo en la fase de
exploración. Para ello se puede utilizar la estructura de recepción
que aparece en la figura 3:
Tras el barrido de la señal a la salida del ONF
H_{R}(f,I_{0}) en la separación T/2 con fase de barrido
\tau los valores recibidos se introducen alternadamente en dos
ramas separadas de un banco de filtros para tratamiento
subsiguiente. Con ello resultan dos canales parciales distanciados
en T cuyas fases de barrido están desplazadas entre sí en T/2. Un
análisis del recorrido del SNR en el interior de ambos canales
parciales después de la ecualización con sendos equalizadores
lineales óptimos nos muestra que en cualquier fase durante el
barrido T/2 al menos uno de los dos canales parciales distanciados
en T tiene una posición dominante en el SNR casi máximo. Se propone
realizar una ecualización ciega por separado en cada uno de los dos
canales. Con ello se pueden evitar los problemas de convergencia
conocidos a través de las publicaciones en la ecualización ciega
distanciada en T/2. En los canales parciales se utiliza de nuevo
por separado el procedimiento con ecualización de valores y de
fases. Después de la convergencia se elige la señal de salida de la
rama mejor del banco de filtros para la siguiente descodificación.
Esto puede tener lugar por ejemplo a través de la comparación de
los cuadrados de las señales de fallo promediadas en función del
tiempo de los dos algoritmos de ecualización ciega en los canales
parciales.
Claims (10)
1. Procedimiento para la transmisión digital de
mensajes, en el que las señales digitales se precodifican en la
emisora mediante un precodificador fijo, y en el que las señales se
recuperan en el receptor mediante ecualización ciega,
caracterizado porque la ecualización ciega se divide en una
ecualización de valores y una sucesiva ecualización de fases.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque en primer lugar se codifican las
señales.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado porque la precodificación se modifica mediante
Dynamics Shaping (configuración de la dinámica).
4. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque se realiza una
limitación de la dinámica de la señal de emisión efectiva.
5. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque para la
ecualización de valores en primer lugar se genera una señal blanca
que a continuación se colorea.
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque para la
producción de la señal blanca se utiliza un filtro de fallos de
predicción y porque la señal blanca se entrega a continuación a un
filtro FIR fijo.
7. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque para la
ecualización de valores se ajusta directamente la secuencia de
correlación.
8. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 7, caracterizado porque para la
ecualización de fases se utiliza el algoritmo Sato.
9. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque la ecualización
ciega se realiza en al menos dos canales separados paralelos entre
sí.
10. Utilización del procedimiento según una de
las reivindicaciones 1 a 9 para la transmisión digital de mensajes
por cable.
Applications Claiming Priority (4)
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1998
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