DE1942678C3 - Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende Antenne - Google Patents
Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende AntenneInfo
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- DE1942678C3 DE1942678C3 DE1942678A DE1942678A DE1942678C3 DE 1942678 C3 DE1942678 C3 DE 1942678C3 DE 1942678 A DE1942678 A DE 1942678A DE 1942678 A DE1942678 A DE 1942678A DE 1942678 C3 DE1942678 C3 DE 1942678C3
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Description
.'ο Die Erfindung betrifft eine Speiseanordnung nach
dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Das Anwendungsgebiet dcv Erfindung liegt insbesondere
bei mit mehreren Wellcntypen arbeitenden Breilband-Monopulsanlagen z. B. für Satelliten mit
·!"> einem hohen Verhältnis von Antennengewinn zu
Rauschtemperatur, die gleichzeitig die Funktionen des Empfangens, des Sendens und der automatischen
Zielverfolgung ausfüllten und die ersten beiden dieser Funktionen mit Summensignalen und die dritte Funk-ίο
tion mil Differenzsignalen ausführen.
Speisesysteme, die Mikrowellencnergie in einer Mehrzahl von Wcllentypen erzeugen und empfangen
können, werden oft bei Monopuls-Zielverfolgungssyslemen
verwendet, bei denen die durch das Speisesystem
r> gesendete und empfangene Fnergic derart kombiniert
wird, daß Summen- und Differenz-Strahlungsdiagrammc
während des Sendens und/oder Empfangens entstehen. Das zu verfolgende Ziel kann ein Satellit oder
auch ein Flugzeug oder eine Rakete sein. Monopuls-
■lo Zielverfolgungssysteme sind in clem Bc.-h »Introduction
to Radard Systems« von Merrill L S k ο I η i c k . McGraw-Hill Book Co.. l%2, S. 177 und 178, beschrieben.
Die typischen Ziclverfolgungssysteme können meh-
■f> rcre Hornstrahler haben. Wird nur eine geringe Anzahl
von Hornstrahler!! verwendet, beispielsweise ein Vier-Ilorn-Sysiem. dann ist bei den sich ergebenden
.Strahlungsdiagrammen ein unbefriedigender Wirkungsgrad und hoher Rauschpegel festzustellen. Es wurden
ι" auch bereits Speisesysteme für Mehrwellentypbclrieb
mit einer ein/igen Slrahlungsöffniing für niedrigen
Rauschpegel entwickelt. So ist aus der US-PS J2 74 b(M
ein Wellentypkoppler bekannt, bei welchem Summcn- und Differenzsignale erzeugende Hohlleitcrabschnittc
>') vorgesehen sind und der Hornstrahler nur eine einzige
Öffnung hat. Mit dieser bekannten Anordnung ist es jedoch schwierig, unerwünschte gegenseitige Beeinflussungen
der Summen- und Differcnzsignale zu vermeiden, da diese durch eine relativ komplizierte Anordnung
W) von teilweise den beiden Signalartcn gemeinsamen
Hohlleitern in den mit dem Hornstrahler verbundenen quadratischen llohlleiterabschnitl geleitet werden.
Außerdem ist bei einci derartigen Anordnung das Gewinnverhältnis unbefriedigend, wenn sie als Speise-
>'· system für Reflektoraniennen verwendet und über
einen großen Frequenzbereich betrieben werden soll. Auch läßt die Flexibilität hinsichtlich der Polarisationsart sowohl im Summcnkanal (Nachrichtenverbindung)
als auch im Differenzkanal (Zielverfolgung) zu wünschen
übrig.
Es besteht Bedarf an einem einfachen System, das eine einzige Strahlungsöffnung im Bereich des Brennpunktes
des Primär- oder Sekundär-Reflektors hat und gleichzeitig die oben erwähnten drei Funktionen in
einem breiten Frequenzbereich ausüben. Damit sich darüber hinaus die beste und wirksamste Feldverteilung
ergibt, ist ferner eine ungeteilte Strahlungsöffnung erwünscht, wie sie durch einen einzigen Hornstrahler
gegeben ist. Da die (Linear- oder Zirkularpolarisation sich von Satellit zu Satellit ändern kann und außerdem
das Verhalten der Linear-Polarisation des Satelliten veränderlich sein kann, ist eine hohe Flexibilität
hinsichtlich der Polarisationsarten in) Nachrichtenkanal (Summenkanal) und für die Zielverfolgung erwünscht.
Schließlich muß die Empfangs- und Sende-Polarisation in praktisch verwendbaren Systemen orthogonal sein
(rechts- gegenüber linkszirkularer Polarisation oder orthogonal-linearer Polarisation), damit die Polarisationsarten
der Antennenspeisesignale zu der jeweiligen Polarisation des Satelliten passen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Speiseanordnung der vorliegenden Art (bei der es generell um die gleichzeitige Verarbeitung von Nachrichten-
und Radarsignalcn in einem gemeinsamen, möglichst breiten Frequenzband geht) anzugeben, bei
der eine Wechselwirkung zwischen den als Nachrichtensignale dienenden Summensignalen und den zur
Zielverfolgung verwendeten Differenzsignalen mit konstruktiv einfachen Mitteln vermieden wird.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Durch die besonderen Summen- und Differenzsignal-Öffnungen der entsprechenden Hohlleiterabschnitle,
die in einen gemeinsamen Hohlraum des Wellentypkopplers münden, werden die verschiedenen Wellentypen
aus- bzw. eingekoppelt, ohne sich gegenseitig beeinträchtigen zu können. Ein zusätzlicher Vorteil der
Speiseanordnung ist ihr einfacher konstruktiver Aufbau.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Antcnncn-Spcisesystems
gemäß einer bevorzugten Ausführungsform:
Fi g. 2 eine Darstellung des verwendeten Wellentypkopplers:
Fig. 3 eine Tabelle der im Mehrfachwellcntyp-Horn
aiiftreicndcn erwünschten Wellentypen;
F i g. 4 ein Blockschallbild zur Vcranschaulichimg der
Phascnbezichiing für rcchtszirkular polarisierte Wellen;
F i g. 5 eine perspcktivisciw Ansicht eines Wellentypfilter;
F i g. 6 eine Seitenansicht des Wellentypfilter und
Fig. 7 eine perspektivische Ansicht des Hornslrah-I
c rs.
In Fig. I ist eine Speiscanordnung mit einer aus einem Wcllentypkoppler 16, einem Wellentypfilter 17
und einem Hornstrahler 18 mit einer einzigen Apertur bestehenden Anordnung 11, einer Einrichtimg 12 zum
Senden und Empfangen von Nachrichten und einer Zielverfolgungsschaltung 13 dargestellt. Die gesamte
Speiscanordnung für eine Satclliten-Nachrichtcnvcrbindung muß beispielsweise ein breites Sendeband von
5925 bis 6425 MHz und ein Empfangsband von 3700 bis 4200 MHz verarbeiten. Die Einrichtung 12 überträgt die
Summcnsignalc. während die Ziclvcrfolgungsschaltung
13 die Diffcrenzsignale verarbeitet.
F i g. 2 zeigt eine Endanri.ht des Wcllentypkopplcrs
16, vom Wellentypfilter 17 her gesehen. Der Wellentypkoppler
16 weist einen großen, konisch geformten Hohlleiterabschnitt 25 in der Mitte eines Wellenleiters
von quadratischem Querschnitt auf und hat acht symmetrisch angeordnete identische Hohlleiterabschnitte
26 bis 33, die als Eckpaare angeordnet sind und vier Teilöffnungen für zirkuläre Polarisation bilden,
wobei jeder Hohlleiterabschnitt gegenüber dem zu seinem Paar gehörenden anderen Hohlleiterabschnitt
räumlich um 90° versetzt ist und ein elektrisch um 90° phasenverschobenes Signal führt.
Der mittlere, konische Hohlleiterabschnitt 25 hat für das oben erwähnte Frequenzband einen Durchmesser
von etwa 5,4 cm am empfängerseitigen Ende 34 des Wellentypkopplcrs und erweitert sich zum hornstrahlerseitigen
Ende 15 auf etwa 7,6 cm. Am Ende des konischen Hohlleiterabschnitts 25 zwischen dem Ende
15 und einem quadratischen Wellenleiterabschnitt mit
einer Kantenlänge von etwa 10,2 cm am filterseitigen Ende hat der Wellentypkoppler 16 eine Stufe. Die Stufe
36 wird durch die Kantenfläche des WeV-ivntypkopplers
16 gebildet, welche sich in einer Eber.s vor der die
öffnungen der Hohlleiterabschnitte 26 bis 33 und die Endöffnung am Ende 15 des konischen Hohlleiterabschnitts
25 enthaltenden Ebene befindet. Die Länge des konischen mittleren Hohlleiterabschnitts 25 beträgt
beim hier beschriebenen Beispiel etwa 11,4 cm. Infolge der Stufe 36 werden im Horn zusätzlich zum
Grundwellentyp fEi», welcher dem Wellentypkoppler
16 zugeführt wird, ein Wellentyp TEjo sowie in geringerem Anteil die Wellentypen TEu,ΤΜ^,ΤΕ^ι und
TM>i angeregt. Hinsichtlich der erwünschten Wellentypen TEio und TE«) sei auf die Übersicht in Fig.3
verwiesen.
Die acht symmetrisch angeordneten gleichartigen Hohlleiterabschnitte 26 bis 33, die für die Monopuls-Zielverfolgung
verwendet werden, enden an der Stufe 36, an welcher die Anregung des TEjo-Wellentyps
auftritt. Zum Verständnis der Monopuls-Zielv^rfolgung
sei die gesamte öffnung des Wellentypkopplers 16 an der Stufe 36 als in vier Teilöffnungen a, b. c und d
unteri-ilt betrachtet, wie es in F i g. 4 veranschaulicht ist.
|ed<j Ecke oder Teilöffnung a. b, c und d des
Wellentypkopplers 16 hat einen entsprechend horizontalpolarisierten
Hohlleiterabschnitt 28, 27, 32, 3i und einen entsprechend vertikal polarisierten liohlleilerabschnitt
29, 26, 33 und 30. Wegen der Kurzschlitz-Richtungskoppler 44 bis 47. die in den Fig. 1 und 4
dargestellt sind, ist auch die jede Teilöffnung durchsetzende Leistung gleich.
Damit man eine Zirkular-Polarisation bei der Speisung für die Monopuls-Zielverfolgung erreicht, die
sich zum Empfang und zum Senden von rechts- oder linkszirkclnr polarisierten oder von linear polarisierten
Wellen eignet, soll die Phasenbeziehung zwischen den vier Teilöffnungen u, b cund i/an der Stufe 36 jeweiis
gleich sein. |cdoch soll jede Teilöffnung a, b, cund c/den
TEorWellentyp (horizontale Polarisation) und den TEio-Wellentyp (vertikale Polarisation) führen, und
diese sollen gegeneinander um 90° vor- oder nacheilen, so daß für jede Teilöffnung ein zirkulär polarisiertes
elektromagnetisches Signal angeregt wird.
Die Monopuls-Ziclverfolgungsschaltung zur Lieferung
der Diffcrenzsignale für entweder lineare Polarisation oder Rechts- oder Linkszirkular-Polarisation ist in
den Fig. 1 und 4 dargestellt. Die Schaltung weist sechs
Kurzschlitz-Richtungskoppler 44 bis 47 und 50,53 sowie
zwei magische T-Koppler 35 und 52 auf. Die Größen
und Abmessungen dieser Hohlleiter und Huhlleiienib·
schnitte sind auf die IZmpfänger-Zielverfolgungsfrequenzbänder optimiert. Gemäß Fig. 1,2 und 4 ist jeder
der acht paarweise angeordneten Hohlleiierabschnilte
26 bis 33 an einem der vier Kurzschlitz-Richtungskopp
ler 44 bis 47 mit seinem rechtwinklig zugehörigen Hohlleiterabschnitt gekoppelt. Jeweils ein Ausgang der
Richtungskoppler 44 bis 47 i<4 mit Abschlüssen 55 bis .'58
abgeschlossen, der andere Ausgang ist mit dem Ausgang eines der anderen Richtungskoppler 44 bis 47
an den Richtungskopplern 50 oder 53 zusammengefaßt. Welche Ausgänge der Richtungskoppler 44 bis 47
abzuschließen sind, hängt von der Polarisation (rechte oder linke Zirkularpolarisation) ab. Bei rechtszirkular
polarisierten Signalen werden die Hohlleiterabschnitle 48 und 49 benutzt, und entsprechend F i g. I werden die
Ausgänge I, 3, 5 und 7 der Richtungskoppler 44 bis 47 abgeschlossen und nicht verwendet, während die
Ausgänge 2. 4. fi und R henut/l wrrrlrn Für linlc«!7irkiil:ir
polarisierte Signale werden die Ausgänge 2, 4. 6 und 8 abgeschlossen und die Ausgänge 1, 3, 5 und 7 und die
Hohlleiterabschnitte 59 und 60 benutzt. Auch die Funktion der Ausgänge 61 und 62. d. h. der Eleva'ions-
bzw. Azimutanschlüsse der Zielverfolgungsgeräie. vertauscht sich beim Wechsel von Rlevations-Differenzbi:·
trieb zu Azimut-Differenzbetrieb und umgekehrt, wie in Fig. I bezüglich rechts- oder linkspolarisierten Signnlen
angedeutet ist. Jeder der vier Richtungskoppler 44 bis 47. welche mit den jeweils über Eck ein Paar
bildenden Hohllcitcrabschnitten 26 bis 33 gekoppelt sind, sorgt für eine Leistungsaufteilung und eine
Phasenverschiebung von 90r zwischen den Abschnitten eines Paares. Das kombinierte System der vier
Teilöffnungen mit W Phasenverschiebung zwischen dem vertikal polarisierten TEm-Wellentyp und dem
horizontal polarisierten TEoi-Wellentyp mit der richtigen
Phasenbeziehung zwischen aen Teilöffnungen :i. b. c
und d sorgt für den vertikal polarisierten TE>n-Wellentyp
und den horizontal polarisierten Hybrid-Wellcntyp HEn = TEn + TMn im Wellentypfilter 17. welche bei
Überlagerung das zirkulär polarisierte Azimut-Differenzsystem ergeben. In Fig. 3 sind diese erwünschten
weilentypen veranschaulicht.
Betrachtet man mit Bezug auf F i g. 4 beispielsweise den rechtszirkular polarisierten Azimut-Differenzbetrieb,
dann werden die Kurzschlitz-Richtungskoppler 50 und 53 und die magischen T-Richtungskoppler 35 und 52
so angeschlossen, daß die Phasenbeziehungen an jedem Hohlleiterabschnitt der Teilöffnungen in der dargestellten
Weise vorliegen. Die in F i g. 4 hinter dem Symbol A angegebene Phase bezeichnet die relative Phasenlage in
dem Azimut-Differenzsystem. Die mit richtiger Phasenlage (a und d mit dem Phasenwinkel 0° und b und r mit
dem Phasenwinkel 180°) vorliegenden und vertikal polarisierten TEi0-Wellentypen in den Teilöffnungen a.
b, c und d regen den vertikal polarisierten TE20-Wellentyp
an. Die in gleicher Phasenlage befindlichen und horizontal polarisienen Wellentypen TE10 in den
Teilöffnungen a, b, c und d (a und d mit 0c, b und c mit
180° Phasenlage) regen den horizontal polarisierten Hybrid-Wellentyp HE,, = TEn + TMn an. Da die
Polarisation in der Teilöffnung b derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist und die Polarisation in
der Teilöffnung c derjenigen in der Teilöffnung d entgegengesetzt ist. sind die Teilöffnungen a und d
sowie c und u an gegenüberliegenden Enden dieses
Feldes angeordnet, und die Teilöffnungen a und d arbeiten mit 180° in Gegenphase, während die
Teilöffnung b und t' mit O in Phase arbeiten. Di«
gleichzeitig vorhandenen, um 90 phasenverschobener vertikal polarisienen THj0- Wellentypen und di<
horizontal polarisienen Hvbrid-Wellcntypcr
Ί HEii = THn ι TMn führen n\ zirkulär polarisierter
Differenzsignalcn. deren Strahlungsfeldkomponenten ir der vertikalen Ebene Null ist (Horizontal- odc
Azimut- Differenzbetrieb).
Das gleiche kombinierte System der vier Teilöffnun
κι gen mit orthogonal richtigen Phasenbeziehungen liefer
den vertikal polarisierten Hybrid-Wellentyf HHm = TM,, + TH,, und den horizontal polarisierter
Wellentyp TE02 im Wellentypfilter, welche bei Überla
geriing das zirkular polarisierte Elevations-Differenzsy
'> stern ergeben. Die Phasenbeziehung zwischen der zirkular polarisierten Teilöffnungen a. b. c und d wire
durch die übrigen vier Richtungskoppler des System: bestimmt, nämlich die beiden Kurzschlitz-Richtungs
koppler 50 und 53 und die beiden magischen T-Kopplci
jo 35 und 52.
Betrachtet man mit Bezug auf Fig. 4 bcispielsweist
den Vertikal-Differenzbelrieb. wenn die Signale rechts zirkular polarisiert sind, dann sind die Richtungskopplei
50 und 53 und die magischen T-Koppler 35 und 52 se
.'■> geschaltet, daß die Phasenbeziehungen an jeden
Hohlleiterabschnitt der Teilöffnungen a. b. c und t/dii
dargesiellte Lage haben. Die hinter dem Symbol E
(Elevatin) angegebene Phase bezeichnet die Phasenla ge der verschiedenen Hohlleiterabschniite gegenübei
»ι dem Elcvationsausgang 61. Die Hlevations-Diffcrenzin
formation Δ E erhält man durch den Vertikalwellentyi HEn und den horizontal polarisierten Wellentyp TEo >
wie F i g. 3 zeigt. Der horizontal polarisierte Wcllentyr, TE02 steht an den horizontal orientierten llohlleiterab
!.schnitten zur Verfügung, welche gemäß Fig. 4 se
angeordnet sind, daß
a) der horizontal orientierte Abschnitt der Teilöff nung a die Phasenlage· Null hat.
b) die einander entsprechenden Hohlleiterabschnitti an den Teilöffnungen b und dd'ic Phase 180" habcr
und
c) an der entsprechenden Teilöffnung cdie Phasenla
ge ir vorliegt.
Auf diese Weise wird der horizontal polarisiert«
4ϊ Wellentyp TEm angeregt.
Da die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung
derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist. unc die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung c derjeni gen in der Teilöffnung d entgegengerichtet ist. ist di«
derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist. unc die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung c derjeni gen in der Teilöffnung d entgegengerichtet ist. ist di«
V) effektive elektrische Phasenlage an der Teilöffnung bO*
an der Teilöffnung c dagegen 180°. Da für da<
Elevationssystem die relative Phasenlage zwischen der Teilöffnungen a und b 0c und zwischen den Teilöffnun
gen c und d 180° beträgt, wird der vertikal polarisiert«
Hybrid-Wellentyp HEn und der horizontal polarisiert«
Wellentyp TE02 angeregt. Die gleichzeitig vorhandenen
um 90° phasenverschobenen vertikal polarisierten bzw horizontal polarisierten Wellentypen HEn bzw. TE0;
ergeben den zirkular polarisierten Elevations-Diffe
bo renzbetrieb. Jedes Dreieck in F i g. 4 bezeichnet di«
Phase zwischen den Richtungskopplern. während di« Phase in den Teilöffnungen durch die Zahl angegeber
wird, welche der E- oder Elevations-Phase und der A oder Azimut-Phase nachgestellt ist. Die Phase gegen
b5 über dem mit A bezeichneten Azimut oder der mit E
bezeichneten Elevation gibt die Phasen der entsprechenden Anschlüsse am Eingang der acht Hohlleiterab
schnitte der vier Teilöffnungen a. b, c und d für ein«
Rechtszirkular-Polarisation an. Der Betrieb für eine
Linkszirkular-Polarisation ist entsprechend. Jedoch vertauschen sich die Funktionen der Speiseanschlüsse
bzw. Ausgänge 61 und 62, wenn die Polarisation im Differenzbetrieb von Rechtszirkular-Polarisation gemäß
F i g. 4 in Linkszirkular-Polarisation geändert wird, und daher tritt im Azimut-Differenzsignal das Elevation
(- Differenzsignal auf.
Der Hohiieiterabschnitt 23 ist gemäß Fig.2 in
besonderer Weise dimensioniert und geformt und weist einen inneren Ring 37 auf, der bei dem beschriebenen
Beispiel etwa 3.15 mm dick und etwa 7,6 cm vom hornseitigen Ende 15 entfernt ist, so daß eine
Rückausbreitung der erzeugten Differenzsignale (HRii = TEu + TM|i und TE20) in das Summensystem
unterbunden wird und Störungen des Differenzsignal-Axialverhältnisses vermieden werden. Jeder der acht
Differenz-Hohlleiterabschnitte hat Abstimmvorsprünge 40 Zur Unterdrückung der üncrivünSChicN Weilen i Y(JCM
TE12. TM12, TE21 und TM2I im Hals des Hornstrahler
und zur Verringerung der Kopplung zwischen den Summen- und Differenz-Hohlleiterabschnitten und
zwischen den verschiedenen Differenz-Hohlleiterabschnitten. Die Differenz-Wellentypen höherer Ordnung,
die durch die acht Hohlleiterabschnitte in den Ecken des quadratischen Hohlleiterabschnitts erzeugt werden,
werden nach Reflexion im konischen Hohlleiterabschnitt des Wellentypkopplers schließlich mit Hilfe des
Wellentypfilter 17 und des Hornstrahlers 18 gefiltert und in ihrer Phasenlage so eingestellt, daß die
g( .vünschte Aperturbelegung für das Differenzsignal entsteht.
Wenn aus den vier Teilöffnungen a, b, cund dzirkulär
polarisierte Wellen unmittelbar an den Raum abgestrahlt wurden, wobei die Phasenlage zwischen den
Hohlleiterabschnitten der Teilöffnungen 90° beträgt, dann würde das Speisesystem zu einem zirkulär
polarisierten Vier-Horn-Monopulssystem entarten. Da jedoch der Wellentypkoppler nicht in den Raum strahlt,
sondern in einen einzigen Hornstrahler überträgt, wird das System zu einem Monopuls-Mehrwellentyp-System,
bei dem eine Monnnuls-Anertiir-Belegnng grnßprpn
Wirkungsgrades vorliegt als bei einem Vier-Horn-System.
Das Wellentypfilter 17 und der Hornstrahler 18 sorgen für die richtige Phasensteuerung und Beeinflussung
der erwähnten Wellentypen für den Sende- und Empfangsbetrieb in den oben erwähnten Bändern für
Satelliten. Das Wellentypfilter 17 ist zwischen dem Wellentypkoppler 16 und dem Hornstrahler 18 angeordnet,
wobei die Nachrichtensignale (Summensignale) und die Zielverfolgungssignale (Differenzsignale) in
einer einzigen Öffnung zusammengefaßt werden. In den F i g. 5 und 6 ist das Wellentypfilter 17 dargestellt; es hat
einen quadratischen Hohlleiterabschnitt mit je einer Rippe 41 an den vier Seiten 42, so daß ein breites
Frequenzband angeregt werden kann. Das Wellentypfilter 17 hat längs der Ausbreitungsachse ein näherungsweise
halbkosinusförmiges Profil und einen quadratischen Querschnitt mit den in seinen beiden Hauptebenen
symmetrisch angeordneten Rippen 41. Diese Form ist so gewählt, daß sich ein minimaler Querschnitt ergibt
Das Halbkosinusprofil ist nur ein Beispiel; es lassen sich Abwandlungen mit längs der Ausbreitungsachse geneigten
Flächen wählen, wobei die Länge /des Wellentypfilters und die Änderung der Breite w entsprechend der
Amplitude der erwähnten Kosimisfunktion so gewählt werden, daß die Frequenzabhängigkeit der Phasenlage
zwischen den Wellentypen TE2O. TE02 und
HE11 ·» TE11 + TMu der Differenzsignale einerseits
und der Frequenzabhängigkeit der Phasenlage zwischen den Wellentypen TEi0 und TE» der Summensignale
andererseits eliminiert wird und auf diese Weise ein sehr breitbandiger Mehrwellentypbetrieb erreichbar
ist. Die minimale Breite ivdes quadratischen Hohlleiterabschnitts
des Wellentypfilter 17 ist in der Größenordnung von 2 A, während seine minimale Länge / in der
Größenordnung von 5 A liegt, wobei A c'ie der geometrischen Mittelfrequenz des Frequenzbandes
entsprechende Wellenlänge ist (also das geometrische Mittel zwischen den Grenzen etwa einer Oktave des
Frequenzbandes, welches durch die untere Empfangsfrequenz und die obere Sendefrequenz begrenzt ist).
Dimensioniert man das Filter in dieser Weise, dann können sich nur die Summen- und Differenz-Wellentypen
höherer Ordnung durch den Filterquerschnitt ausbreiten, und die Phasenlage zwischen diesen
erwünschten Wellentypen ergibt kleine Seitenkeulen in der E- und Η-Ebene des Primär-Strahlungsdiagramms,
ohne daß dadurch das Axialverhältnis für die zirkulär polarisierten Summen- und Differenzsignale geändert
würde. Der Ausgangsquerschnitt des Wellentypfilter wird genügend groß gemacht, so daß nur eine kleine
Differenz-Phasenverschiebung zwischen den Wellentypen im Mehrwellentyp-Hornstrahler selbst auftritt. Der
Grundwellentyp TE10 und die Summen-Wellentypen höherer Ordnung TE30, welche von der Stufe 36 zum
10,4 cm-Querschnitt des Wellentypkopplers 16 angeregt werden, sind nach ihrer Filterung und Phaseneinstellung
durch das Wellentypfilter und den Hornstrahler
)■■> schließlich für die Belegung und das Strahlungsdiagramm
an der Summen-Öffnung verantwortlich. Das Wellentypfilter 17 und der quadratische Wellenleiterabschnitt
folgen derart, daß die erzeugten Wellentypen höherer Ordnung an der Öffnung des Hornstrahlers 18
mit der richtigen Phasenlage eintreffen. Hierunter ist r-j
verstehen, daß die gesamte Aperturbelegung des
500 MHz umfassenden Empfangsfrequenzband mehr oder weniger axialsymmetrisch abnimmt.
Die endgültige Form der Aperturbelegung des Hornstrahlers 18 ergibt sich aus dessen Form. Der
Neigungswinkel des Hornstrahlers wächst zum Ende des Homes hin an. Dieser anwachsende Neigungswinkel
führt zu einem relativ großen quadratischen Phasenfehler im Sendefrequenzband und zu einem
kleineren quadratischen Phasenfehler im Empfangsfrequenzband, so daß die Strahlbreite des Sendebandes
noch näher an die Strahlbreite des Empfangsbandes gebracht wird. Der Hornstrahler 18 weist femer Rippen
19 längs des geneigten Teils jeder seiner vier Seiten auf (Fig. 7), so daß eine noch bessere Annäherung an eine
Gauss'sche Aperturverteilung erreicht wird. Der Hornstrahler 18 hat ferner einen quadratischen Hohlleiterabschnitt
in jeder seiner vier Ecken, so daß die Geschwindigkeit der in dem Hornstrahlerabschnitt mit
anwachsendem Neigungswinkel am unteren Ende des Frequenzbandes sich ausbreitenden Wellen heraufgesetzt
wird und auf diese Weise für niedrige Frequenzen eine gleichförmigere Phasenfront an der Apertur
erreicht wird.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende Antenne zum Senden und
Empfangen von in einem gemeinsamen breiten Frequenzband liegenden Monopuls-Radarsignalen
zur automatischen Zielverfolgung und Nachrichtensignalen, mit einem nur eine einzige Apertur
aufweisenden Hornstrahler und einem zur Erzeugung von Summen- und Differenzsignalen dienenden
Wellentypkoppler, der einen mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiterabschnitt quadratischen
Querschnitts aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem quadratischen Hohlleiterabschnitt
des Wellentypkopplers (16) ein mittlerer, sich in Richtung auf den Hornstrahler (18) hin
konisch aufweitender Hohlleiterabschnitt (25) angeordnet ist, der an seinem dem Hornstrahler (18)
abgewandten Ende mit der die Nachrichtensignale sendenden und empfangenden Einrichtung (12) zur
Übertragung tier Summensignale verbunden ist, daß um den mittleren konischen Hohlleiterabschnitt (25)
herum in den Ecken des quadratischen Hohlleiterabschnittes zur Übertragung der Differenzsignale acht
weitere Hohlleiterabschnitte (26 bis 33) paarweise rechtwinklig zueinander angeordnet sind, daß mit
jedem Paar dieser weiteren Hohlleiterabschnitte an deren dem Hornstrahler (18) abgewandten Ende je
ein Kurzschütz-Richtungskoppler (44 bis 47) derart gekoppelt ist, daß sich zirkuläre Polarisation ergibt,
und daß zur Einstellung der Phasenbeziehup.g zwischen den Hohlleitcrabschnittpaarcn die Ausgänge
von jeweils zwei der Kurzschlitz-Richtungskoppler (44, 45 bzw. 46, 47) mi. je einem weiteren
Richtungskoppler (SO bzw. 53) gekoppelt sind, deren Ausgänge zu den Elevations- bzv,. Azimutanschlüssen
der Zielvcrfolgungsgcrätc führen.
2. Speiscanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß im Wellentypkoppler (16) in
Senderichtung vor der die hornstrahlcrseitigen Öffnungen des mittleren konischen Hohllciterabschnittes
(25) und der acht weiteren Hohlleiterabschnitte (26—33) enthaltenden Ebene eine stufenartige
Erweiterung des zum Hornstrahler führenden Hohlleitcrabschnittes angebracht ist, derart, daß
zusätzlich zum Grundwcllentyp TEm der TEjo-Wellcntyp
sowie in geringerem Maße TEu-, TMu- und TM2i-Wellentypen angeregt werden.
3. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
Wellentypkoppler (16) mit dem Hornstrahler (18) über ein Wellentypfilter (17) gekoppelt ist, das einen
einzigen Hohlleiterabschnitt mit sich in Richtung auf den Hornstrahler (18) erweiternden quadratischen
Querschnitt hat.
4. Speiseanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die minimale Breite (w) des
quadratischen Hohlleiterabschnitts des Wellentypfilters (17) in der Größenordnung von 2 λ und seine
Länge (I) in der Größenordnung von 5 λ liegt, wobei λ die der geometrischen Miltelfrequenz des
Frequenzbandes entsprechende Wellenlänge ist.
5. Speiseanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Erweiterung des quadratischen
Hohlleitcrabschnittes des Wellentypfilter (17) nach einer Halbkosinusfunktion verläuft.
6. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
mittlere konische Hohlleiterabsehnitt (25) einen
inneren Blendenring (37) zur Sperrung der Rüekausbreitung der erzeugten Differenzsignale zu der die
Nachrichtensignale sendenden und empfangenden Einrichtung aufweist.
7. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in
jedem der acht weiteren Hohlleiterabschnitte (26 bis 33) Absiimmvorsprünge (40) zur Unterdrückung
unerwünschter TEir, TM21- und TE2i + TMu-Wellentypen
und zur Reduzierung der Kopplung zwischen Summen- und Differenz-Signal-Hohlleiterabschnitten
und zwischen den Differenzsignal-Hohlleiterabschnitten untereinander vorgesehen sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US75437368A | 1968-08-21 | 1968-08-21 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1942678A1 DE1942678A1 (de) | 1970-05-21 |
DE1942678B2 DE1942678B2 (de) | 1979-12-20 |
DE1942678C3 true DE1942678C3 (de) | 1980-09-18 |
Family
ID=25034510
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1942678A Expired DE1942678C3 (de) | 1968-08-21 | 1969-08-21 | Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende Antenne |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3560976A (de) |
JP (1) | JPS5012717B1 (de) |
DE (1) | DE1942678C3 (de) |
GB (1) | GB1280841A (de) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3696434A (en) * | 1971-01-15 | 1972-10-03 | Radiation Inc | Independent mode antenna feed system |
DE2940928A1 (de) * | 1978-10-11 | 1980-04-24 | Prl Soc | Speicherheizgeraet |
FR2507826A1 (fr) * | 1981-06-11 | 1982-12-17 | Thomson Csf | Source primaire a reutilisation de frequences |
EP0121612A1 (de) * | 1983-04-01 | 1984-10-17 | ATELIERS DE CONSTRUCTIONS ELECTRIQUES DE CHARLEROI (ACEC) Société Anonyme | Wärmespeicherofen mit einer Einrichtung zur Regelung der Ventilatorgeschwindigkeit |
DE3381303D1 (de) * | 1983-06-18 | 1990-04-12 | Ant Nachrichtentech | Viertornetzwerk fuer mikrowellenantennen mit monopulsnachfuehrung. |
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EP4020700A1 (de) * | 2020-12-22 | 2022-06-29 | A.D.S. International S.r.l. | Antenne und antennensystem für satellitenkommunikation |
-
1968
- 1968-08-21 US US754373A patent/US3560976A/en not_active Expired - Lifetime
-
1969
- 1969-08-14 GB GB40621/69A patent/GB1280841A/en not_active Expired
- 1969-08-20 JP JP44065946A patent/JPS5012717B1/ja active Pending
- 1969-08-21 DE DE1942678A patent/DE1942678C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE1942678B2 (de) | 1979-12-20 |
JPS5012717B1 (de) | 1975-05-14 |
GB1280841A (en) | 1972-07-05 |
US3560976A (en) | 1971-02-02 |
DE1942678A1 (de) | 1970-05-21 |
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