DE69127652T2

DE69127652T2 - Doppelkonus-Antenne mit halbkugelförmiger Strahlungscharakteristik

Info

Publication number: DE69127652T2
Application number: DE69127652T
Authority: DE
Inventors: Gregory D Kroupa; Krishnan Raghaven; Harold A Rosen; Mon N Wong
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 1990-05-07
Filing date: 1991-04-23
Publication date: 1998-01-15
Anticipated expiration: 2011-04-24
Also published as: JP2533985B2; CA2039824A1; EP0456034B1; US5134420A; DE69127652D1; CA2039824C; EP0456034A2; EP0456034A3; JPH04230106A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Antenne zum Senden und Empfangen von Hochfrequenzsignalen über einen großen Richtungsbereich.
Aus US-A-2 650 985 ist ein Hornantennensystem bekannt, das erste und zweite konische Reflektoren enthält, die koaxial entlang eines Wellenleiters angeordnet sind, an der Außenseite des Wellenleiters benachbart zu Schlitzen befestigt sind, die am einen Ende des Wellenleiters angeordnet sind und sich von diesen weg erstrecken. Um ein vollständig rundes, horizontal polarisiertes Feld zu erzeugen, wird die Phasenkorrektur dadurch beeinflußt, daß mehrere parallele Randringplatten um den zweifach konischen Aufbau vorgesehen sind, die unterschiedliche Radiallängen haben, wobei jene, die sich am dichtesten am Mittelpunkt befinden, kürzer sind als die äußeren.
Aus UK-A-2 165 097 ist eine zweifach konische Antenne bekannt, die zwei Konusse hat, deren Spitzen zueinander zeigen und die in der innersten Hälfte des ringförmigen Hornes vorgesehen sind, wobei eines oder mehrere koaxiale Polarisationsgitter mehrere parallele schmale Leiter enthalten, die relativ zur Symmetrieachse geneigt sind. Die Antenne kann zum Senden und/oder zum Empfangen in zwei weit voneinander getrennten Frequenzbändern verwendet werden, wobei die Wellen im unteren Band linear polarisiert und jene im oberen Frequenzband in Abhängigkeit von der Gitterbeschaffenheit ggf. willkürlich polarisiert werden.
Aus DE-A-2 821 781 ist ein Mehrfach-Antennenaufbau mit mehre ren Eingangsöffnungen bekannt, von denen jede einer entsprechenden Strahlungskeule zugeordnet ist, und jede eine Hochfrequenzlinse enthält und mit den Eingangsöf fnungen gekoppelt ist, damit die jeweilige Strahlungskeule parallelgerichtet wird. Die Linse enthält zwei parallele, runde Platten, an deren Außenrand die Eingangsöffnungen angeordnet sind. Diese sind von einem Polarisationszylinderaufbau umgeben, der mehrere Polarisationszylinder enthält, die in einem dielektrischen Material eingebettet sind.
Die Telemetrie- und Steuerantennen, die bis jetzt in Satelliten verwendet wurden, haben einen Elevationswinkelbereich, der zu klein ist. Beispielsweise hat die längsstrahlende, dielektrische Stabantenne einen maximalen Elevationswinkelbereich von -90º bis +90º. Die Telemetrie- und Steuerantenne, die beim Leasat-Satellit verwendet wird, ist eine Doppelkonusantenne, die in einem zirkular polarisierten Mode arbeitet. Die Leasat-Telemetrie- und Steuerantenne hat jedoch nur einen omnidirektionalen und keinen halbkugelförmigen Sendebereich. Die Telemetrie- und Steuerantenne, die beim Satellite-Business-Systems- (SBS) Satellit verwendet wird, ist ebenfalls eine Doppelkonusantenne, arbeitet jedoch nur im linear polarisierten Mode und nicht im zirkular polarisierten Mode. Desweiteren beträgt die Frequenzbandbreite herkömmlicher Antennen nur etwa 2% der Mittenfrequenz. In der Regel werden die Telemetrie- und Steuerantennen nicht für Senden und Empfangen verwendet. Vielmehr werden getrennte Sende- und Empfangsantennen benutzt.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine zirkular polarisierte Ku-Band Telemetrie- und Steuer-Doppelkonusantenne anzugeben, die auf drei Frequenzkanälen arbeitet. Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Telemetrie- und Steuer-Doppelkonusantenne anzugeben, die einen großen Elevationswinkelbereich hat. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Doppelkonusantenne anzugeben, die eine halbkugelförmige Abstrahlung hat und sich für die Verwendung bei einem dreiachs-stabilisierten Satellit, wie etwa dem Aussat-B-Satellit, eignet.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

In Übereinstimmung mit diesen und anderen Aufgaben und Eigenschaften der Erfindung, wird eine Mikrowellenantenne angegeben, die enthält: ein Orthomode-T als Eingangs/Ausgangsanschluß, einen dielektrischen Polarisator, einen runden Wellenleiter mit acht länglichen Abstrahlschlitzen, einen runden Wellenleiter-Teilkurzschluß, zwei 30º-konische Reflektoren und einen externen Mäanderlinien-Polarisator. Das Orthomode-T hat zwei Anschlüsse, und ein HF-Signal kann an jedem Anschluß zugeführt werden, damit man eine Richtung einer zirkularen Polarisation erhält. Eine Dualmode-Zirkularpolarisation kann gleichzeitig angeregt werden, da die elektrischen Felder des HF-Signals an beiden Anschlüssen senkrecht sind. Somit werden die beiden HF-Felder voneinander isoliert.
Der dielektrische Polarisator erzeugt ein rotierendes TE&sub1;&sub1;- Mode-Hochfrequenzfeld im runden Wellenleiter, das die acht linearen Abstrahlschlitze gleichmäßig und der Reihe nach mit seiner HF-Frequenzrate anregt. Ein horizontal polarisiertes Feld breitet sich radial nach außen von den Schlitzen aus. Der runde Wellenleiter-Teilkurzschluß ist eine viertel Wellenlänge von der Mittellinie der Schlitze entfernt angeordnet. Der runde Teilkurzschluß läßt es zu, daß ein vorbestimmter Umfang zirkular polarisierter HF-Energie am Ende des runden Wellenleiters abgestrahlt wird. Eine Kurzschluß-Phasenabgleichssektion des runden Wellenleiters ist benachbart zum runden Teilkurzschluß angebracht. Sie dient dazu, das Signal zu verzögern, das am Ende des runden Leiters abgestrahlt wird, so daß es in Phase zum Signal von den Schlitzen in ihren Verbindungswinkeln addiert wird. Es sind zwei konische Reflektoren benachbart zu den Schlitzen angeordnet. Dielektrische Halterungen befestigen einen externen Mäanderlinien- Polarisator an den konischen Reflektoren. Der fünfschichtige Mäanderlinien-Polarisator konvertiert das horizontal polarisierte Feld von den Schlitzen in ein zirkular polarisiertes Feld und bildet ein torisches oder ringröhrenförmiges HF- Muster. Die Energie, die vom Ende des runden Wellenleiters durch den runden Wellenleiter-Kurzschluß austritt, füllt das Mittelloch des ringröhrenförmigen HF-Musters. Das resultierende HF-Muster ist ein halbkugelförmiges Strahlungsfeld.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die verschiedenen Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung können unter Bezugnahme auf die folgende, detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen einfacher verstanden werden, in denen gleiche Bezugszeichen die gleichen Bauteile kennzeichnen. In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 eine Seitenansicht einer Doppelkonusantenne gemäß dem Prinzip der vorliegenden Erfindung, mit einem Orthomode-T, einem dielektrischen Polarisator und einem runden Wellenleiter mit Schlitzen;
Fig. 2 eine Perspektivansicht eines zylindrischen Mäanderlinien-Polarisators für die Verwendung mit der Doppelkonusantenne aus Fig. 1;
Fig. 3-7 zusammengenommen eine Explosionsansicht der Doppelkonusantenne aus Fig. 1;
Fig. 3 eine aufgeschnittene Seitenansicht des geschlitzten Wellenleiters der Doppelkonusantenne aus Fig. 1, wobei dargestellt ist, wie der Mäanderlinien-Polarisator aus Fig. 2 daran befestigt ist;
Fig. 4a eine Seitenansicht des dielektrischen Polarisators, der in der Doppelkonusantenne aus Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4b eine Seitenansicht eines dielektrischen Polarisatore lementes, das innerhalb des dielektrischen Polarisators befestigt ist, der in Fig. 4a gezeigt wird;
Fig. 5 eine Unteransicht des dielektrischen Polarisators aus Fig. 4a, entlang der Linie 5-5 aus Fig. 4a, wobei in das Innere der dielektrischen Polarisators gesehen wird und das dielektrische Polarisatorelement aus Fig. 4b darin gezeigt ist;
Fig. 6 eine Seitenansicht des Orthomode-T, das als Teil der Doppelkonusantenne aus Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 7 eine Unteransicht des Orthomode-T aus Fig. 6 entlang der Linie 7-7 aus Fig. 6, wobei in das Innere des Orthomode-T gesehen wird;
Fig. 8 eine Seitenansicht des oberen Teils der Antenne aus Fig. 1, wobei die Details der Strahlungsbauteile dargestellt sind; und
Fig. 9 eine Aufsicht der Antenne, die in Fig. 8 dargestellt ist, wobei die Details des runden Wellenleiter-Kurzschlusses und eine Kurzschluß-Phasenabgleichssektion des Wellenleiters dargestellt ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen zeigt Fig. 1 eine Seitenansicht einer vollständig zusammengebauten Doppelkonusantenne 10 mit der Ausnahme eines Teils, der aus Gründen der Übersichtlichkeit weggelassen wurde. Bei diesem Teil handelt es sich um den Mäanderlinien-Polarisator 12, der in einer Perspektive in Fig. 2 dargestellt ist. Der obere Teil der Antenne 10 ist in Fig. 3 dargestellt, wobei der Mäanderlinien-Polarisator 12 als Phantom an seiner Stelle dargestellt ist. Die Doppelkonusantenne 10 aus Fig. 1 enthält ein Orthomode-T 14, das an einen dielektrischen Polarisator 16 gekoppelt ist, der seinerseits an einen runden Wellenleiter 18 gekoppelt ist, der acht Schlitze 20 aufweist. Fig. 3-7 zusammengenommen bilden eine Explosionsansicht der Doppelkonusantenne 10, wobei Fig. 6 und 7 das Orthomode-T 14, Fig. 4 und 5 den dielektrischen Polarisator 16 und Fig. 3 den runden Wellenleiter 18 zeigt, bei dem der Mäanderlinien-Polarisator 12 über den Schlitzen 20 installiert ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 in Verbindung mit Fig. 6 und Fig. 7 enthält das Orthomode-T 14 einen Abschnitt eines runden Wellenleiters 22, der mit einem ersten rechteckigen Eingangsanschluß 23 an der Unterseite und einem zweiten rechteckigen Eingangsanschluß 24 an der Seite versehen ist. Diese beiden Anschlüsse 23 und 24 sind kurze Abschnitte des rechteckigen WR-75-Wellenleiters, die orthogonal in Bezug zueinander angeordnet sind. Der runde Wellenleiter 22 mißt etwa 17,6 mm (0,692 Zoll) im Durchmesser beim Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, was 0,583 der Betriebswellenlänge ist. Das obere Ende des runden Wellenleiters 22 endet in einem Wellenleiter-Flansch 25, an dem das Orthomode-T 14 mit dem Rest der Antenne 10 verbunden ist.
Wie aus Fig. 6 und 7 ersichtlich, ist das Innere des Orthomode-T 14 mit einem Kurzschlußblech 26 ausgestattet, das sich nach unten in der Mitte des runden Wellenleiters 22 erstreckt. Das Kurzschlußblech 26 ist in der vorliegenden Erfindung ein dünner Teil eines Metallbleches von 20,8 x 0,8 mm (0,820 x 0,032 Zoll) . Das Kurzschlußblech 26 erstreckt sich von der Mitte des zweiten rechteckigen Eingangsanschlusses 24 zur Unterseite des Wellenleiters 22. Das Kurzschlußblech 26 ist im Bezug auf die Ausrichtung der orthogonalen, rechteckigen Eingangsanschlüsse 23 und 24 so ausgerichtet, daß es für die Welle, die in den ersten Eingangsanschluß 23 tritt, transparent ist. Das Kurzschlußblech 26 stellt einen transparenten Kurzschluß für eine Welle dar, die in den zweiten rechteckigen Eingangsanschluß 24 eintritt, wenn sie den runden Wellenleiter 22 nach oben zum Wellenleiterflansch 25 läuft. In Fig. 6 kann man eine Schraube 27 erkennen, die sich von der Wand des Wellenleiters 22 auf die Seite gegenüberliegend zum zweiten Eingangsanschluß 24 erstreckt. Diese Schraube 27 ist justierbar, um das Vorhandensein des zweiten Anschlusses 24 in der Wand des Wellenleiters zu kompensieren, so daß die Wellen vom ersten Anschluß 23 ohne Diskontinuität im Feld auftreten, wenn sie sich nach oben zum Flansch 25 ausbreiten.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 in Verbindung mit Fig. 4a und Fig. 5 enthält der dielektrische Polarisator 16 einen Abschnitt eines runden Wellenleiters 30 mit einem Wellenleiterflansch 31 an der Unterseite und einem weiteren Wellenleiterflansch 32 an der Oberseite. Der untere Wellenleiterflansch 321 ist mit dem Wellenleiterflansch 25 des Orthomode- T 14 verbunden. Unter Bezugnahme auf Fig. 4b und Fig. 5 ist innerhalb des Wellenleiters 30 ein dielektrisches Polarisatorelement 33 angeordnet. Wie man es in Fig. 5 am besten erkennen kann, enthält das dielektrische Polarisatorelement 33 ein flaches Bauteil 34, das in Schlitzen 35 in den Wänden des Wellenleiters 30 gehalten wird. Ein dielektrisches Material 36 ist auf dem flachen Bauteil 34 angeordnet. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel besteht das dielektrische Material 36 aus ULTEM-1000, das von General Electric hergestellt wird. Wie es in Fig. 5 zu sehen ist, ist die Ebene des flachen Bauteils 34 um 45º mit Bezug auf die Ebene des Kurzschlußblechs 26 im Orthomode-T 14 gedreht.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 in Verbindung mit Fig. 3 ist der runde Wellenleiter 18 mit den acht Schlitzen 32 mit einem Wellenleiterflansch 40 versehen, der mit dem Wellenleiterflansch 32 am oberen Ende des dielektrischen Polarisators 16 verbunden ist. Erste und zweite Impedanzabgleichringe 41 und 42 sind innerhalb des Wellenleiters 18 angeordnet. Der erste Ring 41 ist in Nähe des Wellenleiterflansches 40 und der zweite Ring 42 in Nähe der Mitte des Wellenleiters 18 angeordnet. Der erste Impedanzabgleichring 41 der vorliegenden Ausführung ist 0,095 Zoll dick, hat eine runde Form und ist 0,250 Zoll breit. Der zweite Impedanzabgleichring ist 1,27 mm (0,050 Zoll) dick, hat eine runde Form und ist 0,63 mm (0,0250 Zoll) breit. Die Größe und die Position der Ringe 41, 42 wird zunächst experimentell bestimmt, worauf sie beispielsweise durch Löten an ihrem Platz befestigt werden.
Die acht Abstrahlschlitze 20 sind in Nähe des oberen Endes des runden Wellenleiters 18 angeordnet. Die Länge der Schlitze 20 entspricht der Hälfte der Wellenlänge 11,43 mm (0,45 Zoll) und die Breite beträgt 1,52 mm (0,06 Zoll). Sie sind gleichmäßig um den Umfang des Wellenleiters 18 verteilt. Unter Bezugnahme auf Fig. 8 und 9 ist ein runder Wellenleiter-Teilkurzschluß 46 um die Länge einer viertel wellenlänge über der Mittellinie der Schlitze 20 angeordnet. Dieser Teilkurzschluß 46 hat eine runde Form und ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit einer runden Öffnung von 8,9 mm (0,35 Zoll) im Durchmesser ausgestattet. Eine Kurzschluß-Phasenabgleichsektion des runden Wellenleiters 48 ist benachbart zum runden Teilkurzschluß 46 angebracht. Die Phasenabgleichsektion des runden Wellenleiters 48 ist etwa 18 mm (0,7 Zoll) lang und mit einer konisch erweiterten Öffnung 50 ausgestattet.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1, 3, 8 und 9 ist die Doppelkonusantenne 10 mit zwei 30º-konischen Reflektoren 52, 54 ausgestattet, die sich axial entlang des runden Wellenleiters 18 in entgegengesetzte Richtungen von den Schlitzen 20 weg erstrecken. Beide konische Reflektoren 52, 54 sind an der Außenseite des Wellenleiters 18 benachbart zu den Schlitzen 20 angeordnet. Von den Befestigungspunkten öffnen sich beide konische Reflektoren 52, 54 weg von den Schlitzen 20. Der Außendurchmesser der beiden 30º-konischen Reflektoren 52, 54 beträgt 65,3 mm (2,57 Zoll) bei der vorliegenden Ausführungsform, was 3,05 Wellenlängen bei der Mittenfrequenz-Betriebswellenlänge entspricht. Beide 30º-konischen Reflektoren 52, 54 sind mit vier dielektrischen Halterungen 56 versehen, die in Abständen um den Außenrand angeordnet sind. Der externe Mäanderlinien-Polarisator 12 aus Fig. 2 ist an der Doppelkonusantenne 10 mit Hilfe dieser dielektrischen Halterungen 56 befestigt.
Der Mäanderlinien-Polarisator 12 ist aus fünf Schichten geätzter Kupfer-Mäanderlinien 55 auf Kaptonflächen 53 aufgebaut. Das Material der Kunststoffplatten 53 ist Kapton-Polyimid mit einer Kupferfolienschicht. Die Platten sind zu koaxialen Zylindern 58 gerollt. Der kleinste dieser Zylinder 58 hat einen Durchmesser von etwa 72 mm (2,38") und der größte einen Durchmesser von 96 mm (3,78"). Jeder einzelne Zylinder 58 ist von der benachbarten Schicht durch einen wabenförmigen Abstandshalter 59 getrennt. Der Zwischenraum zwischen den benachbarten Zylindern beträgt 3,3 mm (0,130").
Die Mäanderlinien 55 sind in einem Winkel von 45º Grad im Bezug auf die Ränder 60 der rechteckigen Platten ausgerichtet, aus denen die Zylinder 58 gebildet werden. Jede Mäanderlinie 55 enthält erste und zweite Abschnitte 62,64 gerader Linien, um eine Linie aus Rechteckzacken 66 entlang der Mäanderlinie 55 auszubilden. Die ersten Abschnitte 62 gerader Linien sind parallel zur Mäanderlinie 55 ausgerichtet und sind etwa 1 mm (0,04") lang und 0,53 mm (0,0208") breit. Die zweiten Abschnitte 64 gerader Linien sind senkrecht zu den Mäanderlinien 55 ausgerichtet und 2,64 mm (0,104") lang und 0,3 mm (0,0117") breit. Die Mittellinien der benachbarten Mäanderlinien 55 sind 9,8 mm (0,386") voneinander entfernt.
Im allgemeinen wird beim Senden ein Ku-Band-Hochfrequenzsignal am ersten oder zweiten Anschluß 23, 24 des Orthomode-T 14 zugeführt, um einen Drehsinn zirkular polarisierter Strahlung zu erhalten. Eine zirkulare Dual-Mode-Polarisation kann gleichzeitig angeregt werden, wenn es gewünscht wird. Der erste und zweite Anschluß 23,24 ist isoliert, da die elektrischen Felder, die sich darin ausbreiten, zueinander senkrecht stehen. Wellen aus dem Orthomode-T 14 treten in den dielektrischen Polarisator 16 und erzeugen einen rotierenden TE&sub1;&sub1;- Mode, der sich an den runden Wellenleitern 30, 18 nach oben zu den Schlitzen 20 ausbreitet. Somit werden alle acht linearen Schlitze 20 gleichmäßig und nacheinander mit der Hochfrequenzrate angeregt. Ein horizontal polarisiertes Feld breitet sich radial nach außen von jedem eine halbe Wellenlänge langen Schlitz 20 zum fünfschichtigen Mäanderlinien-Polarisator 12 aus, der für eine 90º-Verschiebung sorgt.
Fig. 1 zeigt die Doppelkonusantenne 10 mit abgenommenem zylindrischen Mäanderlinien-Polarisator 12, um die Schlitze 20 und die konischen Reflektoren 52 und 54 freizulegen, die normalerweise innerhalb des zylindrischen Mäanderlinien-Polarisators 12 verborgen wären. Fig. 3 zeigt die Anordnung des zylindrischen Mäanderlinien-Polarisators 12 im Bezug auf den Rest der Doppelkonusantenne 10. Der zylindrische Mäanderlinien-Polarisator 12 dient dazu, das horizontal polarisierte HF-Signal aus den Schlitzen 20 in ein zirkular polarisiertes Signal zu konvertieren und das HF-Signal aus den Schlitzen 20 in ein ringröhrenförmiges HF-Muster umzuwandeln.
Um ein halbkugelförmiges Strahlungsfeld zu erhalten, wird ein Teil der Eingangs-HF-Energie am oberen Ende des runden Wellenleiters 18 abgestrahlt. Zu diesem Zweck ist der runde Wellenleiter-Teilkurzschluß 46 eine viertel Wellenlänge über der Mittellinie der Schlitze 20 angeordnet. Der runde Wellenleiter-Teilkurzschluß 46 gestattet das Austreten eines geeigneten Anteils zirkular polarisierter HF-Energie, um das Mittelloch des ringröhrenförmigen HF-Musters zu füllen. Das resultierende HF-Muster ist ein halbkugelförmiges Strahlungsfeld. Der Strahl erstreckt sich von der Vertikalachse entlang des runden Wellenleiters 18 nach rechts unten um 110º und nach links unten um 110º. Um es anders auszudrücken erreicht die Antenne 10 der vorliegenden Erfindung einen Elevationswinkelbereich von -110º bis 110º, wobei die Nullgrad-Linie entlang der Achse des Wellenleiters 18 verläuft.
Die Kurzschluß-Phasenabgleichsektion des runden Wellenleiters 48 mit der konisch erweiterten Öffnung so ist benachbart zum Teilkurzschluß 46 angeordnet, um das Signal zu verzögern, das aus der 0,35-Zollöffnung 47 tritt, so daß es in Phase zum Signal aus den Schlitzen 20 an ihren Verbindungswinkeln addiert wird.
Die Funktion wird im Bezug auf den Sende-Mode beschrieben, die Antenne 10 arbeitet jedoch genauso gut beim Empfang. Die Antenne 10 arbeitet im Ku-Band auf drei Frequenzkanälen: 12,75 GHz, 14,0 GHz und 14,5 GHz. Normalerweise werden der 14,0 GHz- und der 14,5 GHz-Kanal als Empfangskanäle verwendet. Jeder Kanal hat 100 MHz Frequenzbandbreite. Die Antenne 10 ist dazu eingerichtet, eine Breitbandleistung dieser Art unter anderem durch die Verwendung der runden Impedanzabgleichsringe 41, 42 zu erreichen. Der fünfschichtige Mäanderlinien-Polarisator 12 ermöglicht es, daß die Antenne 10 ein niedriges HF-Achsenverhältnis hat.

Claims

1. Antenne für das Senden und Empfangen von Hochfrequenzsignalen über einen großen Richtungsbereich, wobei die Antenne enthält:

einen Wellenleiter (22, 30, 18) mit einem ersten und einem zweiten Ende;

einen Eingangs/Ausgangsanschluß (14), der sich am ersten Ende befindet;

mehrere Schlitze (20), die in Nähe des zweiten Endes angeordnet sind;

einen dielektrischen Polarisator (33), der innerhalb des Wellenleiters (22, 30, 18) in Nähe des ersten Endes angeordnet ist;

einen ersten und einen zweiten konischen Reflektor (52, 54), die koaxial entlang des Wellenleiters (22, 30, 18) angeordnet sind, an der Außenseite des Wellenleiters (22, 30, 18) benachbart zu den Schlitzen (20) befestigt sind und sich von diesen weg erstrecken;

einen zylindrischen Mäanderlinien-Polarisator (12), der koaxial entlang des Wellenleiters (22, 30, 18) angeordnet ist und um die konischen Reflektoren (52, 54) angeordnet ist; und

einen kreisförmigen Wellenleiter-Teilkurzschluß (46), der sich am zweiten Ende des Wellenleiters (22, 30, 18) befindet.

2. Antenne nach Anspruch 1, wobei der Wellenleiter (22, 30, 18) einen runden Querschnitt hat.

3. Antenne nach Anspruch 2, wobei die Schlitze (20) gleichmäßig um den Umfang des Wellenleiters (22, 30, 18) verteilt sind.

4. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Mäanderlinien-Polarisator (12) mehrere Schichten (53) aus isolierendem Kunststoff enthält, auf denen mehrere leitende Metall- Mäanderlinien (55) ausgebildet sind.

5. Antenne nach Anspruch 4, wobei der Kunststoff Kapton und das Metall Kupfer ist.

6. Antenne nach einem der Ansprüche 4 und 5, wobei die Mäanderlinie (55) mehrere Abschnitte (62, 64) gerader Linien enthält, die so angeordnet sind, daß eine Linie von Rechteckzacken (66) entlang der Mäanderlinie (55) gebildet wird.

7. Antenne nach Anspruch 6, wobei die Abschnitte (62) der geraden Linien parallel zur Richtung der Mäanderlinie (55) eine Länge A/2 von 1 mm ± 5% und eine Breite W2 von 0,53 mm ± 5% haben.

8. Antenne nach Anspruch 7, wobei die Abschnitte (64) der geraden Linien senkrecht zur Richtung der Mäanderlinie (55) eine Länge H von 2,6 mm ± 6% und eine Breite W1 von 0,3 mm ± 6% haben.

9. Antenne nach einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei die Mäanderlinien (55) parallel sind und voneinander durch einen Abstand B von 9,8 mm ± 6% getrennt sind.

10. Antenne nach einem der Ansprüche 4 bis 9, wobei die Kunststoffschichten einen Abstand von 3,3 mm ± 6% haben.

11. Antenne nach einem der Ansprüche 4 bis 10, wobei die Mäanderlinien (55) in einem Winkel von etwa 45º im Bezug auf die Polarisationsrichtung für das linear polarisierte Signal ausgerichtet sind.

12. Doppelkonus-Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die für das Senden und Empfangen von Hochfrequenzsignalen über einen einer vollständigen Halbkugel entsprechenden Erfassungswinkel eingerichtet ist, wobei diese Antenne (10) weiterhin enthält:

mehrere dielektrische Halterungen (56), die entlang der Außenränder der konischen Reflektoren (52, 54) angeordnet sind, wobei der zylindrische Mäanderlinien-Polarisator (12) von den Außenrändern der konischen Reflektoren (52, 54) durch diese dielektrischen Halterungen (56) getrennt ist.

13. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Eingangs/Ausgangsanschluß ein Orthomode-T-Eingangs/Ausgangsanschluß (14) ist.

14. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schlitze (20) im wesentlichen eine Länge haben, die so groß ist wie die Hälfte der Wellenlänge.

15. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die konischen Reflektoren (52, 54) einen vertikalen Konuswinkel zwischen 25 und 45 Grad haben.

16. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der runde Wellenleiter-Teilkurzschluß (46) eine Öffnung (47) mit einem Durchmesser zwischen 7,6 und 10,2 mm (0,3 und 0,4 Zoll) hat.

17. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei sich der runde Wellenleiter-Teilkurzschluß (46) in einem Abstand von der Mitte der Schlitze (20) befindet, der ein Viertel der Wellenlänge beträgt.

18. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin runde Ringe (41, 42) enthält, die im Wellenleiter (22, 30, 18) angeordnet sind, um eine Impedanzanpassung auszuführen.

19. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin einen relativ kurzen Abschnitt eines runden Wellenleiters (48) enthält, der am zweiten Ende angeordnet ist, um das Signal durch Teilkurzschluß(46) zu verzögern.

20. Antenne nach Anspruch 12 bis 19, die weiterhin eine Öffnung (47) enthält, die am zweiten Ende angeordnet ist.